CN111316558B - 电力变换装置 - Google Patents

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Abstract

提供一种降低开关损耗并且能够使输出电力稳定的电力变换装置。开关模式切换器(5)生成将全桥电路(FB)的工作模式切换为第1、第2开关模式中的任意开关模式的基准信号(Dpole*)。第1开关模式为对上支路(Q1)和下支路(Q4)同步地进行开关、并使下支路(Q2)和上支路(Q3)为非导通的模式。第2开关模式为对下支路(Q2)和上支路(Q3)同步地进行开关、并使上支路(Q1)和下支路(Q4)为非导通的模式。开关模式切换器(5)调节基准信号(Dpole*)的相位以使无功功率变小。

Description

电力变换装置
技术领域
本发明涉及将来自直流电源的直流电压变换为交流电压的电力变换装置。
背景技术
以往，已知有将从阳光等能量源生成的直流电压变换为交流电压的逆变器。一般而言，逆变器包括使用了多个分支(leg)的桥接电路，其中分支包括上支路(arm)及下支路。在这样的桥接电路中，有时在输出交流电流的正负极性调换的过零附近，由于支路的切换与过零定时的偏差而产生电流波形的扰乱，输出电力变得不稳定。在日本特开2014-64363号公报(专利文献1)中公开了如下逆变器：为了抑制过零附近的电流波形的扰乱，在包括过零的期间中，使各分支的上支路及下支路交替接通/断开地工作。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2014-64363号公报
发明内容
发明所要解决的技术课题
然而，在日本特开2014-64363号公报所记载的逆变器中，由于在包括过零的期间中所有支路被进行开关，因此开关损耗变大。
本公开是为了解决上述技术课题而做出的，其目的在于提供一种降低开关损耗并且能够使输出电力稳定的电力变换装置。
用于解决技术课题的技术方案
本公开的一个方面的电力变换装置将来自直流电源的直流电压变换为交流电压。电力变换装置具备：第1端子～第4端子、全桥电路、电抗器、开关模式切换器和PWM控制器。第1端子及第2端子分别连接于直流电源的正极及负极。第3端子及第4端子输出交流电压。全桥电路包括在第1端子与第2端子之间并联连接的第1分支及第2分支。电抗器连接于第1分支的上支路和下支路的第1连接点与第3端子之间。开关模式切换器生成用于将全桥电路的工作模式切换为第1开关模式及第2开关模式中的任意开关模式的信号。PWM控制器根据信号使全桥电路在第1开关模式及第2开关模式中的任意开关模式下工作。第4端子连接于第2分支的上支路和下支路的第2连接点。第1开关模式为对第1分支的上支路和第2分支的下支路同步地进行开关、并使第1分支的下支路和第2分支的上支路为非导通的模式。第2开关模式为对第1分支的下支路和第2分支的上支路同步地进行开关、并使第1分支的上支路和第2分支的下支路为非导通的模式。开关模式切换器调节信号的相位以使从第3端子及第4端子输出的无功功率或交流电压的畸变率变小。
发明效果
根据本公开的一个方面的电力变换装置，由于4个支路中的两个支路被进行开关，其余支路被设为非导通，因此与对所有支路进行开关的情况相比，能够降低开关损耗。进一步地，由于用于切换全桥电路的工作模式的信号的相位被调节以使得无功功率或交流电压的畸变率变小，因此能够使输出电力稳定。像这样，电力变换装置降低开关损耗并且能够使输出电力稳定。
附图说明
图1为示出实施方式1的电力变换装置的结构的框图。
图2为示出图1所示的开关模式切换器的结构的框图。
图3为示出图2所示的相位调节部的处理流程的流程图。
图4为示出交流负载为电阻负载时的实施方式1的电力变换装置的工作例的图。
图5为图4中的运行刚开始后(A部分)的放大图。
图6为图4中的运行即将结束前(B部分)的放大图。
图7为示出交流负载为感性负载时的实施方式1的电力变换装置的工作例的图。
图8为图7中的运行刚开始后(A部分)的放大图。
图9为图7中的运行即将结束前(B部分)的放大图。
图10为示出交流负载为整流器负载时的实施方式1的电力变换装置的工作例的图。
图11为图10中的运行刚开始后(A部分)的放大图。
图12为图10中的运行即将结束前(B部分)的放大图。
图13为示出实施方式2的电力变换装置所具备的开关模式切换器的结构的框图。
图14为示出图13所示的相位调节部的处理流程的流程图。
图15为示出交流负载为电阻负载时的实施方式2的电力变换装置的工作例的图。
图16为图15中的运行刚开始后(A部分)的放大图。
图17为图15中的运行即将结束前(B部分)的放大图。
图18为示出交流负载为感性负载时的实施方式2的电力变换装置的工作例的图。
图19为图18中的运行刚开始后(A部分)的放大图。
图20为图18中的运行即将结束前(B部分)的放大图。
图21为示出交流负载为整流器负载时的实施方式2的电力变换装置的工作例的图。
图22为图21中的运行刚开始后(A部分)的放大图。
图23为图21中的运行即将结束前(B部分)的放大图。
附图标记
1：逆变器；2：LC滤波器；3、4：低通滤波器；5、5a：开关模式切换器；6：PWM控制器；7：直流电源；8：交流负载；11：电流传感器；21：电压传感器；51a～51d、6、64：乘法器；52：平均值运算器；53a、53b：有效值运算器；54：减法器；55：平方根运算器；56、56a：相位调节部；57：信号生成部；58：畸变率测定器；61：电压控制电路；62：比较器；100：电力变换装置；C：电容器；D1～D4：续流二极管；FB：全桥电路；L：电抗器；LG1：第1分支；LG2：第2分支；N1：第1连接点；N2：第2连接点；P1：第1端子；P2：第2端子；P3：第3端子；P4：第4端子；Q1、Q3：上支路；Q2、Q4：下支路。
具体实施方式
以下，在参照附图的同时对本发明的实施方式进行详细说明。此外，对图中相同或相当的部分附加相同的附图标记而不重复其说明。以下说明的各实施方式或变形例可以适当地选择性组合。
实施方式1.
(电力变换装置的结构)
参照图1对实施方式1的电力变换装置100的结构进行说明。图1为示出实施方式1的电力变换装置100的结构的框图。如图1所示，电力变换装置100具备第1端子P1、第2端子P2、第3端子P3、第4端子P4、逆变器1、LC滤波器2、低通滤波器3、4、开关模式切换器5和PWM(Pulse Width Modulation，脉冲宽度调制)控制器6。
电力变换装置100将来自直流电源7的直流电压变换为交流电压，将交流电压输出至交流负载8。电力变换装置100在输出的交流电流的正负极性调换的过零附近在电流不连续模式下工作，在该电流不连续模式中存在从逆变器1输出的电流为0的时间段。
第1端子P1及第2端子P2分别连接于直流电源7的正极及负极。直流电源7为例如电池等恒压源或能够输出直流电压的电力变换器的控制电压源。
第3端子P3及第4端子P4连接于交流负载8并输出交流电压。交流负载8为例如电阻负载、感性负载、整流器负载、家电负载。单相交流系统等交流电源可以代替交流负载8而连接于第3端子P3及第4端子P4。
逆变器1包括全桥电路FB。全桥电路FB包括在第1端子P1与第2端子P2之间并联连接的第1分支LG1、第2分支LG2和电流传感器11。
第1分支LG1包括上支路Q1、下支路Q2和续流二极管D1、D2。上支路Q1和下支路Q2在第1端子P1与第2端子P2之间串联连接。续流二极管D1与上支路Q1反并联连接。续流二极管D2与下支路Q2反并联连接。上支路Q1和下支路Q2的第1连接点N1连接于LC滤波器2。
第2分支LG2包括上支路Q3、下支路Q4和续流二极管D3、D4。上支路Q3和下支路Q4在第1端子P1与第2端子P2之间串联连接。续流二极管D3与上支路Q3反并联连接。续流二极管D4与下支路Q4反并联连接。上支路Q3和下支路Q4的第2连接点N2连接于第4端子P4。
全桥电路FB在第1开关模式或第2开关模式下工作。在第1开关模式下，上支路Q1和下支路Q4被同步地进行开关，并且下支路Q2和上支路Q3被设为非导通。在第2开关模式下，下支路Q2和上支路Q3被同步地进行开关，并且上支路Q1和下支路Q4被设为非导通。
上支路Q1、Q3及下支路Q2、Q4为例如IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor，绝缘栅双极晶体管)或MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field EffectiveTransistor，金属氧化物半导体场效应晶体管)等所代表的自熄弧型半导体开关元件。在使用MOSFET作为上支路Q1、Q3及下支路Q2、Q4的情况下，可以利用MOSFET的寄生二极管来代替续流二极管D1～D4。
LC滤波器2包括电抗器L、电容器C和电压传感器21。电抗器L连接于第1连接点N1与第3端子P3之间。电容器C连接于第3端子P3与第4端子P4之间。
LC滤波器2使由逆变器1的输出电压Vinv与电容器C的两端间的电压Vc(C电压)的电位差产生的电抗器电流Iinv平滑，将平滑后的电流输出至交流负载8。输出电压Vinv为从逆变器1输出至LC滤波器2的电压，为第1连接点N1与第2连接点N2之间的电压。电抗器电流Iinv为从上支路Q1和下支路Q2的第1连接点N1向LC滤波器2的电抗器L流动的电流。
逆变器1所包含的电流传感器11测量从第1连接点N1流过电抗器L的电抗器电流Iinv并将其输出至低通滤波器3。LC滤波器2所包含的电压传感器21测量电容器C的两端间的电压Vc并将其输出至低通滤波器4。电压Vc为从第3端子P3及第4端子P4输出的交流电压。
低通滤波器3接受由电流传感器11测量出的电抗器电流Iinv的值，将电流值FIinv输出到开关模式切换器5。电流值FIinv为从电抗器电流Iinv中抑制高频分量而得到的值。在电流不连续模式下，在能取得能够对采样值与包含电流为0的期间的平均电流的差分进行补偿的信息的情况下，可以省略低通滤波器3。在LC滤波器2的电容器C的电流足够小且电抗器电流Iinv与流过交流负载8的负载电流Iload的基波的相位差小的情况下，低通滤波器3可以接受负载电流Iload以代替电抗器电流Iinv。
低通滤波器4接受由电压传感器21测量出的电压Vc的值，将电压值FVc输出到开关模式切换器5。电压值FVc为从电压Vc中减少由全桥电路FB的开关噪声导致的采样误差而得到的值。在全桥电路FB的开关噪声的影响小的情况下，可以省略低通滤波器4。
开关模式切换器5生成用于将全桥电路FB的工作模式切换为第1开关模式及第2开关模式中的任意开关模式的基准信号Dpole*。全桥电路FB在基准信号Dpole*为1时，在第1开关模式下工作，在基准信号Dpole*为0时，在第2开关模式下工作。开关模式切换器5调节基准信号Dpole*的相位以使从电力变换装置100输出的无功功率变小。关于开关模式切换器5的基准信号Dpole*的相位的调节方法将后述。
PWM控制器6使用从上级控制单元接受到的输出电压指令值Vc*、基准三角波Carrier和基准信号Dpole*，生成PWM信号Sa、Sb。PWM控制器6包括电压控制电路61、比较器62和乘法器63、64。
电压控制电路61基于输出电压指令值Vc*生成导通率指令值D*。比较器62对导通率指令值D*和基准三角波Carrier进行比较。在基准三角波Carrier小于导通率指令值D*的情况下，比较器62输出为1(高电平)的信号，在基准三角波Carrier为导通率指令值D*以上的情况下，比较器62输出为0(低电平)的信号。
导通率指令值D*取0～1的范围，由以下的式(1)来表示。在式(1)中，m为表示逆变器的调制系数且取0～1的范围的值，ω为对输出的交流的频率(例如50Hz、60Hz等)乘以2π而得到的角频率，t为时间。
D*＝0.5(m×sinωt+1)···式(1)
基准三角波Carrier为取0～1的范围的三角波，具有载波周期。
乘法器63通过将比较器62的输出信号与基准信号Dpole*相乘来生成PWM信号Sa。因此，乘法器63在基准信号Dpole*为1的情况下，生成导通率为D*的PWM信号Sa。乘法器63在基准信号Dpole*为0的情况下使PWM信号Sa为0。PWM信号Sa被输出到上支路Q1及下支路Q4。上支路Q1及下支路Q4在PWM信号Sa为1时为接通状态，在PWM信号Sa为0时为断开状态。
乘法器64通过将比较器62的输出信号的反转信号与基准信号Dpole*的反转信号相乘来生成PWM信号Sb。因此，乘法器64在基准信号Dpole*为0的情况下，生成导通率为(1-D*)的PWM信号Sb。乘法器64在基准信号Dpole*为1的情况下使PWM信号Sb为0。PWM信号Sb被输出到下支路Q2及上支路Q3。下支路Q2及上支路Q3在PWM信号Sb为1时为接通状态，在PWM信号Sb为0时为断开状态。
像这样，PWM控制器6根据基准三角波Carrier与导通率指令值D*的比较结果输出脉冲宽度被调制后的信号。即，在基准信号Dpole*为1时，PWM控制器6生成导通率为D*的PWM信号Sa，并且使PWM信号Sb为0。据此，全桥电路FB在第1开关模式下工作。在基准信号Dpole*为0的情况下，PWM控制器6生成导通率为(1-D*)的PWM信号Sb，并且使PWM信号Sa为0。据此，全桥电路FB在第2开关模式下工作。
(开关模式切换器)
接下来说明开关模式切换器5的基准信号Dpole*的相位的调节方法。开关模式切换器5针对每个预先确定的周期T调节基准信号Dpole*的相位。周期T例如为由输出电压指令值Vc*表示的交流的周期。
图2为示出开关模式切换器5的结构的框图。如图2所示，开关模式切换器5包括乘法器51a～51d、平均值运算器52、有效值运算器53a、53b、减法器54、平方根运算器55、相位调节部56和信号生成部57。开关模式切换器5的各部包括例如存储有描述处理运算的内容的程序等的存储器和执行该程序的处理器。处理器包括微机(微型计算机)、DSP(DigitalSignal Processor，数字信号处理器)、FPGA等。
乘法器51a将从低通滤波器4接受到的电压值FVc与从低通滤波器3接受到的电流值FIinv相乘。平均值运算器52针对每个周期T运算在该周期T中从乘法器51a输出的值的平均值即有功功率值P。乘法器51b运算从平均值运算器52输出的有功功率值P的平方值。
有效值运算器53a针对每个周期T运算在该周期T中从低通滤波器4接受到的电压值FVc的有效值Vrms。有效值运算器53b针对每个周期T运算在该周期T中从低通滤波器3接受到的电流值FIinv的有效值Irms。乘法器51c运算从有效值运算器53a、53b分别输出的有效值Vrms、Irms之积VrmsIrms。乘法器51d运算从乘法器51c输出的积VrmsIrms的平方值。
减法器54运算并输出积VrmsIrms的平方值与有功功率值P的平方值之差。平方根运算器55运算并输出来自减法器54的输出值的平方根值Pq。
在电流值FIinv和电压值FVc的频率分量仅包括1个相同频率的情况下，积VrmsIrms表示从电力变换装置100输出的视在功率，平方根值Pq表示从电力变换装置100输出的无功功率。在电流值FIinv和电压值FVc的频率分量还包括多个相同谐波的情况下也是同样地，平方根值Pq表示从电力变换装置100输出的无功功率。
相位调节部56基于最新的平方根值Pq和平方根运算器55前次输出的平方根值Pq0，运算基准信号Dpole*的相位的调节量θ0。信号生成部57使用从相位调节部56输出的调节量θ0，基于以下的式(2)生成基准信号Dpole*。在式(2)中，ω为对输出的交流的频率(例如50Hz、60Hz等)乘以2π得到的角频率。
【数学式1】
Figure BDA0002480045590000091
(相位调节部的处理)
图3为示出相位调节部56的处理流程的流程图。首先在步骤S1中，相位调节部56对Pq0代入0，对θ0代入0，对标志代入1。在此，当θ0＝0时生成的基准信号Dpole*的相位(初始相位)与从上级控制单元接受的输出电压指令值Vc*的相位一致。标志表示前一周期T中的调节量θ0的调节方向。具体而言，标志＝1表示在前一周期T中在正侧调节了调节量θ0，标志＝0表示在前一周期T中在负侧调节了调节量θ0。
在步骤S2中，相位调节部56等待规定时间(在此为周期T)。接下来在步骤S3中，相位调节部56从平方根运算器55取得平方根值Pq。在步骤S4中，相位调节部56对在步骤S3中取得的平方根值Pq和Pq0进行比较。
在Pq＜Pq0时(在步骤S4中为是)，相位调节部56在步骤S5中确认标志是否为1。在标志为1时(在步骤S5中为是)，相位调节部56在步骤S6中对调节量θ0加上预先确定的单位调节量Δθ。在标志为0时(在步骤S5中为否)，相位调节部56在步骤S7中从调节量θ0中减去单位调节量Δθ。
在Pq≥Pq0时(在步骤S4中为否)，相位调节部56在步骤S8中确认标志是否为1。在标志为1时(在步骤S8中为是)，相位调节部56在步骤S9中从调节量θ0中减去单位调节量Δθ，并且将标志变更为0。在标志为0时(在步骤S8中为否)，相位调节部56在步骤S10中对调节量θ0加上单位调节量Δθ，并且将标志变更为1。
在步骤S6、S7、S9、S10之后，在步骤S11中，相位调节部56对Pq0代入在步骤S4中接受到的Pq。然后在步骤S12中，相位调节部56输出调节量θ0。步骤S12之后，处理返回至步骤S2。
通过上述的步骤S4～S12，当平方根值Pq小于前次的平方根值Pq0时，以与前次处理相同的方式对调节量θ0加上单位调节量Δθ或者从调节量θ0减去单位调节量Δθ。当平方根值Pq大于前次的平方根值Pq0时，以与前次处理不同的方式对调节量θ0加上单位调节量Δθ或者从调节量θ0减去单位调节量Δθ。据此，基准信号Dpole*的相位被调节以使从电力变换装置100输出的无功功率降低。
(工作例)
图4示出交流负载8为电阻负载时的电力变换装置100的工作例。图5为图4中的运行刚开始后(图4的A部分)的放大图。图6为图4中的运行即将结束前(图4的B部分)的放大图。图7示出交流负载8为感性负载时的电力变换装置100的工作例。图8为图7中的运行刚开始后(图7的A部分)的放大图。图9为图7中的运行即将结束前(图7的B部分)的放大图。图10示出交流负载8为整流器负载时的电力变换装置100的工作例。图11为图10中的运行刚开始后(图10的A部分)的放大图。图12为图10中的运行即将结束前(图10的B部分)的放大图。在图4～12中，第1层示出电压Vc(C电压)，第2层示出电抗器电流Iinv及负载电流Iload，第3层示出调节量θ0，第4层示出有功功率值P及平方根值Pq，第5层示出电压Vc的总谐波畸变率(Total Harmonic Distortion(THD))。
如图4～图12所示，可知从运行开始时起随着时间流逝，与无功功率对应的平方根值Pq逐渐降低并收敛。由此，根据电力变换装置100，无功功率被抑制，稳定的电力被供给至交流负载8。
进而可知，从运行开始时起随着时间流逝，电压Vc的总谐波畸变率也逐渐降低并收敛。这表示电压Vc的总谐波畸变率越小，从电力变换装置100输出的交流电压的畸变越小。交流电压的畸变越小，该交流电压的特性越接近系统交流电压的特性。由此，根据电力变换装置100，输出了具有与系统交流电压的特性接近的特性的交流电压。
尤其是，在交流负载8为感应负载的情况下，输出的交流电压与交流电流的相位有偏差，因此在运行开始时，电压Vc、电抗器电流Iinv及负载电流Iload不稳定。然而，随着时间流逝，电压Vc、电抗器电流Iinv及负载电流Iload的波形变得稳定。
进而，如图10～图12所示，在交流负载8为整流器负载的情况下，在运行开始时产生的尖峰电流被逐渐抑制。
如图4～图12所示，电力变换装置100在负载电流Iload的正负极性调换的过零附近在电流不连续模式下工作，在该电流不连续模式中存在从逆变器1输出的电抗器电流Iinv为0的时间段。这是因为，上支路Q1及下支路Q4和下支路Q2及上支路Q3中仅有一方被进行开关，而另一方为非导通，因此当导通率指令值D*变小时，出现无电流流过的期间。
(优点)
如以上那样，电力变换装置100包括第1端子P1、第2端子P2、第3端子P3及第4端子P4、全桥电路FB、电抗器L、开关模式切换器5和PWM控制器6。第1端子P1和第2端子P2分别连接于直流电源7的正极及负极。第3端子P3及第4端子P4输出交流电压。全桥电路FB包括在第1端子P1与第2端子P2之间并联连接的第1分支LG1及第2分支LG2。电抗器L连接于第1分支LG1的上支路Q1和下支路Q2的第1连接点N1与第3端子P3之间。开关模式切换器5生成用于将全桥电路FB的工作模式切换为第1开关模式及第2开关模式中的任意开关模式的基准信号Dpole*。PWM控制器6根据基准信号Dpole*使全桥电路FB在第1开关模式及第2开关模式中的任意开关模式下工作。第4端子P4连接于第2分支LG2的上支路Q3和下支路Q4的第2连接点N2。第1开关模式为对第1分支LG1的上支路Q1和第2分支LG2的下支路Q4同步地进行开关、并使第1分支LG1的下支路Q2和第2分支LG2的上支路Q3为非导通的模式。第2开关模式为对下支路Q2和上支路Q3同步地进行开关、并使上支路Q1和下支路Q4为非导通的模式。开关模式切换器5调节基准信号Dpole*的相位以使从第3端子P3及第4端子P4输出的无功功率变小。
根据上述结构，全桥电路FB所包含的4个支路中仅两个支路被同步地进行开关，其余支路被设为非导通。具体而言，在输出的交流电压的每半周期，4个支路中的一半被控制为断开状态。因此，与同时对4个支路进行开关的现有技术相比，能够使开关损耗降低。
第3端子P3经由电抗器L与第1分支LG1的上支路Q1和下支路Q2的第1连接点N1连接，第4端子P4与第2分支LG2的上支路Q3和下支路Q4的第2连接点N2连接。因此，当流过连接于第3端子P3和第4端子P4的负载的交流电流的极性调换的过零定时与第1开关模式和第2开关模式的切换定时产生偏差时，输出电力变得不稳定。然而，在上述结构中，开关模式切换器5调节基准信号Dpole*的相位以使无功功率变小。据此，能够抑制由于支路的切换与过零定时的偏差而使输出电力变得不稳定的情况，能够对交流负载8供给稳定的电力。像这样，电力变换装置100降低开关损耗并且能够使输出电力稳定。
开关模式切换器5每隔规定时间取得与无功功率相关的平方根值(参数值)Pq，并且调节基准信号Dpole*的相位。平方根值Pq是使用从第3端子P3及第4端子P4输出的有功功率值P、电压Vc的有效值Vrms及电抗器电流Iinv的有效值Irms而计算出的。平方根值Pq随着无功功率变大而变大。因此，当新取得的平方根值Pq小于前次取得的平方根值Pq0时，开关模式切换器5在与前次的调节方向相同的方向调节基准信号Dpole*的相位。当新取得的平方根值Pq大于前次取得的平方根值Pq0时，开关模式切换器5在与前次的调节方向相反的方向调节基准信号Dpole*的相位。据此，开关模式切换器5能够容易地调节基准信号Dpole*的相位以使无功功率变小。
PWM控制器6基于输出电压指令值Vc*控制全桥电路FB的工作。开关模式切换器5将输出电压指令值Vc*的相位作为基准信号Dpole*的初始相位，开始调节基准信号Dpole*的相位。据此，在交流负载8为电阻负载的情况下，即使无法观测输出电流，也能够将基准信号Dpole*的初始相位设定为在某种程度上接近于输出电流的相位的状态。其结果是，能够使基准信号Dpole*的相位快速收敛。
实施方式2.
参照图13对实施方式2的电力变换装置进行说明。图13为示出实施方式2的电力变换装置所具备的开关模式切换器5a的结构的框图。实施方式2的电力变换装置与实施方式1的电力变换装置100相比，不同点在于，具备图13所示的开关模式切换器5a而不是开关模式切换器5。因为其它方面与图1所示的电力变换装置100相同，所以以下不重复对这些的说明。此外，实施方式2的电力变换装置也可以不具备图1所示的电流传感器11及低通滤波器3。
(开关模式切换器)
开关模式切换器5a针对每个预先确定的周期T调节基准信号Dpole*的相位。周期T为例如由输出电压指令或输出电流指令表示的交流的周期。如图13所示，开关模式切换器5a包括畸变率测定器58、相位调节部56a和信号生成部57。开关模式切换器5a的各部包括例如存储有描述处理运算的内容的程序等的存储器和执行该程序的处理器。
畸变率测定器58针对每个周期T测量在该周期T中接受到的电压值FVc的总谐波畸变率THD(FVc)。相位调节部56a基于总谐波畸变率THD(FVc)和前次测量出的总谐波畸变率THD0运算基准信号Dpole*的相位的调节量θ0。与实施方式1同样地，信号生成部57使用从相位调节部56a输出的调节量θ0，基于上述式(2)生成基准信号Dpole*。
(相位调节部的处理)
图14为示出相位调节部56a的处理流程的流程图。相位调节部56a的处理与图3所示的实施方式1的相位调节部56的处理相比，不同点仅仅在于，分别执行步骤S21、S23、S24、S31以代替步骤S1、S3、S4、S11。
在步骤S21中，相位调节部56a设为THD0＝0、θ0＝0、标志＝1。然后，在步骤S2中等待了周期T之后，在步骤S23中，相位调节部56a从畸变率测定器58取得电压值FVc的总谐波畸变率THD(FVc)。接下来在步骤S24中，相位调节部56a对在步骤S23中取得的总谐波畸变率THD(FVc)和THD0进行比较。
在THD(FVc)＜THD0时(在步骤S24中为是)，与实施方式1同样地，相位调节部56a在步骤S5中确认标志是否为1。相位调节部56a根据标志的值对调节量θ0加上单位调节量Δθ或者从调节量θ0减去单位调节量Δθ(步骤S6、S7)。在THD(FVc)≥THD0时(在步骤S24中为否)，与实施方式1同样地，相位调节部56a在步骤S8中确认标志是否为1。相位调节部56a根据标志的值对调节量θ0加上单位调节量Δθ或者从调节量θ0减去单位调节量Δθ(步骤S9、S10)。
在步骤S6、S7、S9、S10之后，在步骤S31中，相位调节部56a对THD0代入在步骤S23中取得的THD(FVc)。然后，相位调节部56a在步骤S12中输出调节量θ0。在步骤S12之后，处理返回至步骤S2。
通过图14所示的处理，当电压值FVc的总谐波畸变率THD(FVc)小于前次的总谐波畸变率THD0时，以与前次处理相同的方式对调节量θ0加上单位调节量Δθ或者从调节量θ0减去单位调节量Δθ。当电压值FVc的总谐波畸变率THD(FVc)大于前次的总谐波畸变率THD0时，以与前次处理不同的方式对调节量θ0加上单位调节量Δθ或者从调节量θ0减去单位调节量Δθ。据此，基准信号Dpole*的相位被调节以使从电力变换装置100输出的电压Vc的总谐波畸变率降低。
(工作例)
图15示出交流负载8为电阻负载时的电力变换装置的工作例。图16为图15中的运行刚开始后(图15的A部分)的放大图。图17为图15中的运行即将结束前(图15的B部分)的放大图。图18示出交流负载8为感性负载时的电力变换装置的工作例。图19为图18中的运行刚开始后(图18的A部分)的放大图。图20为图18中的运行即将结束前(图18的B部分)的放大图。图21示出交流负载8为整流器负载时的电力变换装置的工作例。图22为图21中的运行刚开始后(图21的A部分)的放大图。图23为图21中的运行即将结束前(图21的B部分)的放大图。在图15～23中，第1层示出电压Vc(C电压)的波形，第2层示出电抗器电流Iinv及负载电流Iload，第3层示出调节量θ0，第4层示出有功功率值P及平方根值Pq，第5层示出电压Vc的总谐波畸变率。
如图15～图23所示，可知与运行开始时相比，电压Vc的总谐波畸变率逐渐降低并收敛。由此，根据电力变换装置100，输出了具有与系统交流电压的特性接近的特性的交流电压。
进而可知，与运行开始时相比，与无功功率对应的平方根值Pq也逐渐降低并收敛。由此，根据电力变换装置100，无功功率被抑制，稳定的电力被供给至交流负载8。
进而，如图21～图23所示，在交流负载8为整流器负载的情况下，在运行开始时产生的尖峰电流被逐渐抑制。
(优点)
如以上那样，开关模式切换器5a每隔规定时间取得电压Vc的总谐波畸变率，并且调节基准信号Dpole*的相位。在新取得的总谐波畸变率THD(FVc)小于前次取得的总谐波畸变率THD0的情况下，开关模式切换器5a在与前次的调节方向相同的方向调节基准信号Dpole*的相位。在新取得的总谐波畸变率THD(FVc)大于前次取得的总谐波畸变率THD0的情况下，开关模式切换器5a在与前次的调节方向相反的方向调节基准信号Dpole*的相位。
根据上述结构，与实施方式1同样地，与对4个支路进行开关的现有技术相比，能够降低开关损耗。而且，开关模式切换器5a调节基准信号Dpole*的相位以使电压Vc的总谐波畸变率变小。据此，能够输出具有与系统交流电压的特性接近的特性的交流电压。另外，能够抑制由于支路的切换与过零定时的偏差而使输出电力变得不稳定的情况，能够对交流负载8供给稳定的电力。像这样，电力变换装置100降低开关损耗并且能够使输出电力稳定。
变形例.
在上述的实施方式1、2中，PWM控制器6基于输出电压指令值Vc*来生成PWM信号Sa、Sb。然而，PWM控制器6也可以具备接受输出电流指令值而生成导通率指令值D*的电流控制电路来代替电压控制电路61。在该情况下，PWM控制器6基于输出电流指令值生成PWM信号Sa、Sb。然后，开关模式切换器5、5a只要将输出电流指令值的相位设为基准信号Dpole*的初始相位，开始调节基准信号Dpole*的相位即可。
据此，即使无法观测输出电流，也能够将基准信号Dpole*的初始相位设定为与输出电流的相位接近的状态。其结果是，能够使基准信号Dpole*的相位更快收敛。
在电力变换装置没有接受到输出电压指令值及输出电流指令值中的任意值的情况下，开关模式切换器5、5a按照以下方式决定基准信号Dpole*的初始相位即可。即，PWM控制器6使全桥电路FB在一般的电流连续模式下工作。具体而言，PWM控制器6使第1分支LG1的上支路Q1和第2分支LG2的下支路Q4同步地接通/断开，并且使第1分支LG1的下支路Q2和第2分支LG2的上支路Q3与上支路Q1及下支路Q4反转地接通/断开。开关模式切换器5、5a基于此时的电压值FVc和电流值FIinv中的至少一者来决定基准信号DPole*的初始相位。
像这样，全桥电路FB的工作模式除了第1开关模式及第2开关模式之外，还包括电流连续模式。电流连续模式为如下的第3开关模式：以反转工作方式对第1分支LG1的上支路Q1和下支路Q2进行开关，并以反转工作方式对第2分支LG2的上支路Q3和下支路Q4进行开关。开关模式切换器5、5a基于全桥电路FB在电流连续模式下工作时的电压值FVc和电流值FIinv中的至少一者来决定基准信号DPole*的初始相位，开始调节基准信号Dpole*的相位。
此外，即使在电力变换装置接受输出电压指令值及输出电流指令值中的至少一者的情况下，也可以基于电流连续模式中的电压值FVc和电流值FIinv中的至少一者来决定基准信号DPole*的初始相位。但是，从电流连续模式切换为电流不连续模式时的输出电压指令值及输出电流指令值的有效值的变化量越大，初始相位相对于输出电流的相位的误差变得越大。
对基于电流值FIinv决定基准信号Dpole*的初始相位的一例进行说明。在根据基准信号Dpole*来切换第1开关模式和第2开关模式而工作的情况下，在第1开关模式下输出正极性电流，在第2开关模式下输出负极性电流。即，在仅基于电流值FIinv的极性来生成基准信号Dpole*的结构中，由于电流极性不变，因此不产生第1开关模式和第2开关模式的切换。与此相对，在第3开关模式下，由于出现电流过零，因此能够基于电流值FIinv来生成基准信号Dpole*。即，开关模式切换器5、5a基于第3开关模式下的电流值FIinv来决定基准信号DPole*的初始相位，开始调节基准信号Dpole*的相位。
接下来，对基于电压值FVc和电流值FIinv这两者来决定基准信号Dpole*的初始相位的一例进行说明。在第3开关模式下，在电流过零附近能够出现两电平逆变器特有的波纹电流为最大的工作状态。因此，在仅基于电流值FIinv的极性生成基准信号Dpole*时，在电流过零附近多次产生正负极性变化。其结果是，当从第3开关模式切换为第1开关模式或第2开关模式的工作时初始相位的误差变大。
能够使用电压值FVc的极性、电流值FIinv的极性和电流值FIinv的值来解决这些技术课题。为了消除由在第3开关模式下产生的电流过零附近的波纹电流导致的电流值FIinv的极性变化对基准信号Dpole*造成的影响，当在与第1开关模式相当的基准信号Dpole*下电压值FVc为正且电流值FIinv为正、而电流降低至规定值以下时，生成与第2开关模式相当的基准信号Dpole*。另外，当在与第2开关模式相当的基准信号Dpole*下电压值FVc为负且电流值FIinv为负、而电流上升至规定值以上时，开关模式切换器5、5a生成与第1开关模式相当的基准信号Dpole*。此外，将去除了直流分量的导通率指令值D*替换为电压值FVc也能够得到同样效果。即，开关模式切换器5、5a基于第3开关模式下的电压值FVc或导通率指令值D*和电流值FIinv中的至少一者来决定基准信号DPole*的初始相位，开始调节基准信号Dpole*的相位。
在根据基准信号Dpole*来切换第1开关模式和第2开关模式而工作的情况下，开关模式切换器5、5a可以不是由实施方式1及实施方式2示出的结构，而是当在第1开关模式下电压值FVc为正且电流值FIinv为正、而电流降低至规定值以下时生成基准信号Dpole*以变更为第2开关模式，当在第2开关模式下电压值FVc为负且电流值FIinv为负、而电流上升至规定值以上时生成基准信号Dpole*以变更为第1开关模式。据此，实现了第1开关模式和第2开关模式的切换，输出的无功功率和波形失真得到改善。此外，将去除了直流分量的导通率指令值D*替换为电压值FVc也能够得到同样效果。即，开关模式切换器5、5a基于第1开关模式和第2开关模式下的电压值FVc或导通率指令值D*和电流值FIinv中的至少一者，决定基准信号DPole*的初始相位，开始调节基准信号Dpole*的相位。对基准信号Dpole*的相位的调节是通过决定初始相位来重复实施的。
在上述说明中，相位调节部56、56a针对由输出电压指令值Vc*表示的交流的每个周期T来调节基准信号Dpole*的相位。然而，相位调节部56、56a也可以针对周期T的每个常数倍来调节基准信号Dpole*的相位。
在上述实施方式1中，开关模式切换器5的相位调节部56也可以针对每个周期T取得与无功功率相关的其它参数值来代替平方根值Pq。作为其它参数值，相位调节部56可以取得例如有功功率值P与平方根值Pq之比(＝P/Pq)。该比P/Pq为随着无功功率变大而变小的参数值。在该情况下，在新取得的比P/Pq的值大于前次取得的比P/Pq的值的情况下，相位调节部56以与前次相同的方式对调节量θ0加上单位调节量Δθ或者从调节量θ0减去单位调节量Δθ。即，开关模式切换器5在与前次的调节方向相同的方向调节基准信号Dpole*的相位。另一方面，在新取得的比P/Pq的值小于前次取得的比P/Pq的值的情况下，相位调节部56以与前次不同的方式对调节量θ0加上单位调节量Δθ或者从调节量θ0减去单位调节量Δθ。即，开关模式切换器5在与前次的调节方向相反的方向调节基准信号Dpole*的相位。据此，电力变换装置100能够抑制有功功率的降低并且使无功功率降低。
在上述说明中，开关模式切换器5、5a输出表示0和1中的任意数值的基准信号Dpole*。然而，基准信号Dpole*只要为表示不同的两个值中的任意值的信号即可。例如，基准信号Dpole*也可以为表示1和-1中的任意值的信号。在该情况下，开关模式切换器5、5a只要根据以下的式(3)来生成基准信号Dpole*即可。
Dpole*＝(sin(ωt+θ0)/|sin(ωt+θ0)|)···式(3)
PWM控制器6在基准信号Dpole*为1时使PWM信号Sb为0，在基准信号Dpole*为-1时使PWM信号Sa为0。
应该认为，此次公开的实施方式在所有方面都为举例而非限制性的。本发明的范围不是通过上述实施方式的说明而是通过权利要求书来限定，意图包含与权利要求书等同的意义及范围内的所有变更。

Claims (7)

1.一种电力变换装置，将来自直流电源的直流电压变换为交流电压，该电力变换装置具备：
第1端子及第2端子，分别连接于所述直流电源的正极及负极；
第3端子及第4端子，输出所述交流电压；
全桥电路，包括在所述第1端子与所述第2端子之间并联连接的第1分支及第2分支；
电抗器，连接于所述第1分支的上支路和下支路的第1连接点与所述第3端子之间；
开关模式切换器，生成用于将所述全桥电路的工作模式切换为第1开关模式及第2开关模式中的任意开关模式的信号；以及
PWM控制器，根据所述信号使所述全桥电路在所述第1开关模式及所述第2开关模式中的任意开关模式下工作，
其中，所述第4端子连接于所述第2分支的上支路和下支路的第2连接点，
所述第1开关模式为对所述第1分支的上支路和所述第2分支的下支路同步地进行开关、并使所述第1分支的下支路和所述第2分支的上支路为非导通的模式，
所述第2开关模式为对所述第1分支的下支路和所述第2分支的上支路同步地进行开关、并使所述第1分支的上支路和所述第2分支的下支路为非导通的模式，
所述开关模式切换器调节所述信号的相位以使从所述第3端子及所述第4端子输出的无功功率或所述交流电压的畸变率变小。
2.根据权利要求1所述的电力变换装置，其中，
所述开关模式切换器每隔规定时间取得与所述无功功率相关的参数值，并且调节所述信号的相位，
所述参数值是使用从所述第3端子及所述第4端子输出的有功功率值、所述交流电压的有效值及流过所述电抗器的电流的有效值来计算的，
在随着所述无功功率变大而所述参数值变大的情况下，所述开关模式切换器在新取得的参数值小于前次取得的参数值时，在与前次的调节方向相同的方向调节所述信号的相位，在新取得的参数值大于前次取得的参数值时，在与前次的调节方向相反的方向调节所述信号的相位，
在随着所述无功功率变大而所述参数值变小的情况下，所述开关模式切换器在新取得的参数值大于前次取得的参数值时，在与前次的调节方向相同的方向调节所述信号的相位，在新取得的参数值小于前次取得的参数值时，在与前次的调节方向相反的方向调节所述信号的相位。
3.根据权利要求1所述的电力变换装置，其中，
所述开关模式切换器每隔规定时间取得所述交流电压的畸变率，并且调节所述信号的相位，
所述开关模式切换器在新取得的畸变率小于前次取得的畸变率的情况下，在与前次的调节方向相同的方向调节所述信号的相位，在新取得的畸变率大于前次取得的畸变率的情况下，在与前次的调节方向相反的方向调节所述信号的相位。
4.根据权利要求1至3中的任意一项所述的电力变换装置，其中，
所述PWM控制器基于输出电流指令控制所述全桥电路的工作，
所述开关模式切换器将所述输出电流指令的相位作为所述信号的初始相位，开始调节所述信号的相位。
5.根据权利要求1至3中的任意一项所述的电力变换装置，其中，
所述PWM控制器基于输出电压指令控制所述全桥电路的工作，
所述开关模式切换器将所述输出电压指令的相位作为所述信号的初始相位，开始调节所述信号的相位。
6.根据权利要求1至3中的任意一项所述的电力变换装置，其中，
所述全桥电路的工作模式除了所述第1开关模式及所述第2开关模式之外，还包括第3开关模式，
所述第3开关模式为如下模式：以反转工作方式对所述第1分支的上支路和所述第1分支的下支路进行开关，并以反转工作方式对所述第2分支的上支路和所述第2分支的下支路进行开关，
所述PWM控制器根据三角波与指令值的比较结果来调制脉冲宽度，
所述开关模式切换器基于所述全桥电路在所述第3开关模式下工作时的所述交流电压或所述指令值和流过所述电抗器的电流中的至少一者来决定所述信号的初始相位，开始调节所述信号的相位。
7.根据权利要求1至3中的任意一项所述的电力变换装置，其中，
所述PWM控制器根据三角波与指令值的比较结果来调制脉冲宽度，
所述开关模式切换器基于所述交流电压或所述指令值和流过所述电抗器的电流中的至少一者来决定所述信号的初始相位，开始调节所述信号的相位。
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