JP6906566B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本願は、電力変換装置に関するものである。

近年、環境に優しい自動車として、電気自動車（ＥＶ：Ｅｌｅｃｔｒｉｃ Ｖｅｈｉｃｌｅ）あるいはＨＥＶ（Ｈｙｂｒｉｄ Ｅｌｅｃｔｒｉｃ Ｖｅｈｉｃｌｅ）／ＰＨＥＶ（Ｐｌｕｇ−ｉｎ Ｈｙｂｒｉｄ Ｅｌｅｃｔｒｉｃ Ｖｅｈｉｃｌｅ）等のハイブリッド自動車が開発されている。このような自動車は、従来の自動車に搭載されていた、制御回路を動作させる補機用電池に加えて、充電された電力により走行用の電動モータを駆動させる駆動用電池を搭載している。また、このような自動車では、パワーエレクトロニクス技術の進歩を背景に、近年、電力変換装置の高信頼性化が急務となっている。

例えば、このような電気自動車には、電動モータに電力を供給する駆動用電池から補機用電池の充電を行うために必要な直流変換装置として、絶縁降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータが用いられている。

このＤＣ−ＤＣコンバータは一般的に、１次側の高電圧バッテリ（例えば、リチウムイオン電池）から電圧を降圧し、２次側の低電圧バッテリ（例えば、鉛電池）を充電する機能を備える。このＤＣ−ＤＣコンバータを搭載した電気自動車の品質を高めるためには、ＤＣ−ＤＣコンバータが正しくバッテリに充電できていることを確認するために、ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電流（高電圧バッテリから放電される電流量）、出力電流（低電圧バッテリを充電する電流量）を正確に把握する必要がある。

一般的に、出力電流を精度よく測定するためには、ＤＣ−ＤＣコンバータの２次側に電流センサを設けることが必要であるが、大電流が流れる部分の電流を測定するためには、上記電流センサのコストも増大する。

例えば特許文献１においては、１次側に電流センサ回路を設け、１次コイルに流れる電流を、入力電圧および出力電流の検出結果、トランスの巻数比、１次コイルのインダクタンス、およびパワースイッチ素子のスイッチング周波数に基づいて、２次側の出力電流として推定する方法が提案されている。

特開２０１０−２５２６１０号公報

しかしながら、特許文献１に開示された従来の方法では、次のような課題が存在する。
（１）スイッチング素子のオンデューティと電流電圧変換した結果が非線形であるため、オンデューティが大きいほど、入力電流の誤差が大きくなり、強いては推定する出力電流の誤差も大きくなる。
（２）また、温度変化への影響を抑制するために、温度影響をもつ１次コイルのインダクタンス、ダイオードの順方向電圧および主スイッチのオン電圧の設定値を補正する必要がある。

しかし、本発明者らは温度影響の主要因について、鋭意研究し試行錯誤を重ねた結果、温度影響よりも、ダイオードのリカバリ特性の影響の方が大きくなることを見出して、本願を完成するに至った。

本願は、上記のような課題を解決するための技術を開示するものであり、特別な回路を設けることなく精度よく入力電流および出力電流を推定できる電力変換装置を提供することを目的としている。

本願に開示される電力変換装置は、直流電圧を生成する入力電源に接続されるとともに、複数のスイッチング素子を有し上記スイッチング素子のオン／オフの切り替えにより、上記直流電圧を交流電圧に変換するインバータ装置と、一次巻線と二次巻線とを有し、上記インバータ装置により上記一次巻線の両端に印加される電圧を、異なる電圧に変換して上記二次巻線に出力するトランスと、上記トランスの上記二次巻線から出力される交流電圧を整流する整流回路と、上記整流回路からの出力を平滑する平滑リアクトルと、上記平滑リアクトルに流れる電流の電圧波形を平滑して出力電圧として出力する平滑コンデンサと、第１巻線と上記第１巻線と磁気的に結合される第２巻線を有し、上記入力電源と上記スイッチング素子との間に、上記第１巻線が直列に接続される入力電流検出回路と、上記入力電流検出回路の上記第２巻線に接続され、上記スイッチング素子のオン／オフの切り替えに基づいて発生する電圧をフィルタリングし、フィルタ後の電圧をＡＤ変換値として出力する電流電圧変換回路と、上記スイッチング素子をオン／オフ制御するとともに、上記ＡＤ変換値から上記インバータ装置への入力電流を推定するために用いる高次の関数により構成される演算パラメータを有する制御部と、を備え、
上記電流電圧変換回路から出力される上記ＡＤ変換値が上記制御部に入力され、上記制御部は、上記ＡＤ変換値の高次の関数の演算により上記入力電流を推定することを特徴とする。

本願に開示される電力変換装置によれば、特別な回路を設けることなく精度よく入力電流量および出力電流量を推定できる電力変換装置が得られる。

実施の形態１に係る電力変換装置の構成を示す回路図である。 実施の形態１に係る電力変換装置における半導体スイッチング素子の切り替えモードを説明する図である。 実施の形態１に係る電力変換装置における半導体スイッチング素子の切り替えモードを説明する図である。 実施の形態１に係る電力変換装置の各部の信号、電流のタイムチャートを示す図である。 実施の形態１係る電力変換装置に設けられた電流電圧変換回路の一例を示す回路図である。 実施の形態１に係る電力変換装置における電流電圧変換回路とカレントトランスに流れる動作中の電流経路について説明する図である。 実施の形態１に係る電力変換装置におけるスイッチング素子のオンデューティと入力電流誤差率について説明する図と、所定電圧条件におけるＡＤ変換値と入力電流について示した説明図である。 実施の形態１に係る電力変換装置におけるスイッチング素子のオンデューティと入力電流誤差率について説明する図と、各入出力条件電圧条件におけるＡＤ変換値と入力電流について説明する図である。 実施の形態１に係る電力変換装置の入力電流推定方法の変形例を示す説明図である。 実施の形態２に係る電力変換装置において、従来の電流電圧変換回路のダイオードのリカバリ発生時の電流経路について説明する図である。 図１０の電流電圧変換回路のリカバリ電流が発生した際のＡＤ変換値と入力電流について説明する図である。 実施の形態２に係る電力変換装置の電流電圧変換回路を示す図である。 実施の形態３に係る電力変換装置の構成を示す回路図である。 実施の形態１から３に係る電力変換装置の変形形態における各部の信号、電流のタイムチャートを示す図である。

以下、本願に係る電力変換装置の好適な実施の形態について図面を用いて説明する。各図において同一、または相当する部分には同一符号を付して重複説明を省略する。また、各実施の形態において、電力変換装置として絶縁型のＤＣ−ＤＣコンバータを例に挙げて説明する。

実施の形態１．
図１は、実施の形態１に係るＤＣ−ＤＣコンバータの回路図を示す図である。
図１において、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００は、直流電圧を生成する入力電源となる高圧バッテリ１から出力側の外部負荷１６、低圧バッテリ１７の間に、制御部２、インバータ装置を構成する半導体スイッチング素子（以下、スイッチング素子という。）３〜６、トランス７、入力電圧検出回路８、整流回路を構成する整流用ダイオード９，１０、平滑リアクトル１１、平滑コンデンサ１２、出力電圧検出回路１３、入力電流検出回路１４、電流電圧変換回路１５の各要素を含んで構成されている。

高圧バッテリ１の後段側には、インバータ装置を構成する４つのスイッチング素子３〜６が接続されている。スイッチング素子３〜６は、例えばＭＯＳＦＥＴが用いられている。制御部２は、制御線３０ａ〜３０ｄを介して、スイッチング素子３〜６をオン／オフ駆動する。スイッチング素子３のソースとスイッチング素子４のドレインとの接続点は、トランス７の１次巻線の一端に接続され、スイッチング素子５のソースとスイッチング素子６のドレインとの接続点は、トランス７の１次巻線の他端に接続されている。また、入力電圧Ｖ_ｉｎを検出するため、入力電圧検出回路８が高圧バッテリ１と並列に接続されている。

トランス７の２次巻線には整流用ダイオード９，１０が接続されている。２次側整流のため、整流用ダイオード９，１０の後段には平滑リアクトル１１、平滑コンデンサ１２が接続されている。さらに、平滑リアクトル１１の後段には出力電圧Ｖ_ｏｕｔを検出するために出力電圧検出回路１３が外部負荷１６と並列に接続されている。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００に入力される入力電流Ｉ_ｉｎを検出するために入力電流検出回路１４が設けられている。制御部２は信号線３１ａ〜３１ｃを介して、入力電圧検出回路８、出力電圧検出回路１３、および入力電流検出回路１４のそれぞれから電圧情報あるいは電流情報を取得する。なお、図１において、Ｉ_ｏｕｔは出力電流、Ｉ_Ｌｆは平滑リアクトル１１を流れる電流である。入力電流検出回路１４で検出された電流は、電流電圧変換回路１５によって電圧変換され、制御部２に入力される。

次に、このような回路を備えるＤＣ−ＤＣコンバータ１００の基本的な動作について、図２、図３および図４を用いて説明する。なお、本実施の形態のＤＣ−ＤＣコンバータ１００は、各スイッチング素子３〜６の状態に応じて、図２（ａ）（ｂ）、図３（ｃ）（ｄ）に示す４つの動作モードが存在する。

図２（ａ）に示すモード１は、スイッチング素子３、６がオン、スイッチング素子４、５がオフの状態である。このとき、トランス７の１次巻線側に流れる電流は、高圧バッテリ１→スイッチング素子３→トランス７（１次巻線側）→スイッチング素子６の経路で流れる。ここで、トランス７は１次側から２次側に電力を伝達し、トランス７の２次側巻線側に流れる電流は、トランス７（２次巻線側）→整流用ダイオード９→平滑リアクトル１１→外部負荷１６の経路で流れる。

また、図２（ｂ）に示すモード２は、スイッチング素子３〜６が全てオフの状態である。このとき、トランス７の１次側には電流が流れず、２次側へ電力は伝達されない。ただし、２次側では平滑リアクトル１１の自己誘導により、平滑リアクトル１１→外部負荷１６→トランス７（２次巻線側）→整流用ダイオード９，１０→平滑リアクトル１１の経路で電流が流れる。このとき、トランス７の２次側には電圧が発生しないため、平滑リアクトル１１に流れる電流Ｉ_Ｌｆは減少する。

図３（ｃ）に示すモード３は、スイッチング素子３、６がオフ、スイッチング素子４、５がオンの状態である。このとき、トランス７の１次巻線側に流れる電流は、高圧バッテリ１→スイッチング素子５→トランス７（１次巻線側）→スイッチング素子４の経路で流れる。ここで、トランス７は１次側から２次側に電力を伝達し、トランス７の２次側巻線側に流れる電流は、トランス７（２次巻線側）→整流用ダイオード１０→平滑リアクトル１１→外部負荷１６の経路で流れる。

また、図３（ｄ）に示すモード４は、スイッチング素子３〜６が全てオフの状態である。このとき、トランス７の１次側には電流が流れず、２次側へ電力は伝達されない。ただし、２次側では平滑リアクトル１１の自己誘導により、平滑リアクトル１１→外部負荷１６→トランス７（２次巻線側）→整流用ダイオード９，１０→平滑リアクトル１１の経路で電流が流れる。このとき、トランス７の２次側には電圧が発生しないため、平滑リアクトル１１に流れる電流Ｉ_Ｌｆは減少する。

図３（ｄ）に示すモード４が終了した後、図２（ａ）に示すモード１に戻り、再びモード１〜４を繰り返す。なお、各モードにおいて、平滑リアクトル１１に流れる電流のうち、交流成分は平滑コンデンサ１２を流れている。図４に、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００の各部の信号、電流のタイムチャートを示している。

制御部２は、このようにスイッチング素子３〜６をオン／オフさせて、オンデューティＤの幅を調整することにより所望の出力電圧Ｖ_ｏｕｔを制御する。

ここで、図２（ａ）に示すモード１、図３（ｃ）に示すモード３において、トランス７の１次巻線の電圧をＶ_１、巻数をＮ_１、電流をＩ_１とし、２次巻線の電圧をＶ_２、巻数をＮ_２、電流をＩ_２としたとき、次式（１）の関係が成り立つ。
Ｎ_１／Ｎ_２＝Ｖ_１／Ｖ_２＝Ｉ_２／Ｉ_１・・・（１）
ここで、Ｎ_１／Ｎ_２は、トランス７の巻数比と呼ばれる。

いま、トランス７の１次側には入力電圧Ｖ_ｉｎが印加されているため、Ｖ_１＝Ｖ_ｉｎである。従って上記（１）式より、次式（２）が得られる。
Ｎ_１／Ｎ_２＝Ｖ_ｉｎ／Ｖ_２・・・（２）

上記（２）式に示される通り、トランス７の２次側には、トランス７の１次側に印加された入力電圧Ｖ_ｉｎの巻数比分の１の電圧Ｖ_２が発生する。即ち、電圧Ｖ_２＝{１／（Ｎ_１／Ｎ_２）}×Ｖ_ｉｎ＝（Ｎ_２／Ｎ_１）×Ｖ_ｉｎである。このとき、平滑リアクトル１１の両端には、電圧Ｖ_２と出力電圧Ｖ_ｏｕｔとの差分の電圧（＝｜Ｖ_２−Ｖ_ｏｕｔ｜）が印加されるので、図２（ａ）のモード１、図３（ｃ）のモード３に示されるように、平滑リアクトル１１の電流Ｉ_Ｌｆが増加する。またこの際、トランス７の１次側には、平滑リアクトル１１の電流Ｉ_Ｌｆの巻数比分の１の電流が流れる。即ち、Ｉ_ｉｎ＝（１／（Ｎ_１／Ｎ_２））×Ｉ_Ｌｆ＝（Ｎ_２／Ｎ_１）×Ｉ_Ｌｆとなる。

次に、図２（ｂ）のモード２、図３（ｄ）のモード４において、制御部２がスイッチング素子３〜６をオフする。これによりトランス７の１次側には電圧が印加されなくなり、Ｖ_１＝Ｖ_ｉｎ＝０となる。また、トランス７の１次側には電流は流れず、入力電流Ｉ_ｉｎ＝０となる。
また、この際、平滑リアクトル１１には、出力電圧Ｖ_ｏｕｔが印加され、図２（ａ）のモード２、図３（ｄ）のモード４に示されるように、平滑リアクトル１１の電流Ｉ_Ｌｆが減少する。また、トランス７の２次側は、センタータップより平滑リアクトル１１に流れる電流Ｉ_Ｌｆと同値の電流が流入し、Ｉ_２＝Ｉ_Ｌｆとなる。また、トランス７の２次側にも電圧は発生せず、Ｖ_２＝０となる。

以上のような構成を有する実施の形態１のＤＣ−ＤＣコンバータ１００において、制御部２の入力電流Ｉ_ｉｎ、出力電流Ｉ_ｏｕｔを推定する方法について説明する。
図５は、入力電流検出回路１４、電流電圧変換回路１５、制御部２の回路図を示す。入力電流検出回路１４は、第１巻線とこの第１巻線と磁気的に結合される第２巻線を有するカレントトランス（以下、ＣＴという。）で構成され、第１巻線（主回路側）に流れる入力電流Ｉ_ｉｎをＣＴの巻数比（１：Ｎ）にあわせて電流電圧変換回路１５に流す。なお、図５の符号Ｄ_ｉはダイオードを示している。

次に、電流電圧変換回路１５について図６を用いて説明する。図６（ａ）はオンデューティＤが小の場合、図６（ｂ）はオンデューティＤが大の場合を図示している。上記図４で説明したモード１、モード３を、図６ではターンオン区間α、モード２、モード４を図６ではターンオフ区間βと定義している。
ターンオン区間αにおいて、図６（ｃ）の実線矢印で示すように、主回路にはＣＴの巻数比に比例した電流が流れる。このときＣＴの第２巻線に流れる電流をＣＴ２次側の電力伝送電流Ｉ_{ｐｏｗｅｒ}と定義する。
図６（ｃ）（ｄ）に示す電流電圧変換回路１５では、抵抗Ｒ_１とＲ_２の関係がＲ_１＞＞Ｒ_２とされており、電力伝送電流Ｉ_{ｐｏｗｅｒ}の大半は、ダイオードＤ_ｉを介して抵抗Ｒ_２に流れる。

次に、ターンオフ区間βにおいて、図６（ｄ）の破線矢印で示すように、ＣＴには電力伝送電流Ｉ_{ｐｏｗｅｒ}とは逆向きに電流が流れる。これは、ターンオフ区間βの直前までＣＴには抵抗Ｒ_２で発生した電圧降下により励磁されているため、ＣＴを消磁させるために電流が流れる。この電流をリセット電流Ｉ_ｒｅｓと定義する。このとき、リセット電流Ｉ_ｒｅｓはダイオードＤ_ｉで止められているため、抵抗Ｒ_２には流れない。
このリセット電流Ｉ_ｒｅｓは、図６（ｃ）の破線矢印で示すように、ターンオン区間αにおいても流れているため、図６（ｃ）および図６（ｄ）におけるＣＴに印加される電圧Ｖ_ｏｎ、Ｖ_ｏｆｆは、次式（３）、（４）で表される。

制御部２は、ターンオン区間αの抵抗Ｒ_２で発生した電圧をフィルタリングし、フィルタ後の電圧をＡＤ変換値（以下、ＡＤ値という。）として使い、入力電流Ｉ_ｉｎを演算する。

ここで、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００のスイッチング素子３〜６のスイッチング周波数をｆ_ｓｗと置くと、トランスの基本原理より次式（５）が求まる。

上記式（３）〜（５）より、次式（６）が導出される。

上記式（６）より、電力伝送電流Ｉ_{ｐｏｗｅｒ}とリセット電流Ｉ_ｒｅｓは、次式（７）であらわされる。

制御部２は、ターンオン区間αの電力伝送電流Ｉ_{ｐｏｗｅｒ}によって発生する電圧値をＡＤ変換し、入力電流Ｉ_ｉｎを推定することにより精度を高めることができるが、実際はリセット電流Ｉ_ｒｅｓによって、電力伝送電流Ｉ_{ｐｏｗｅｒ}とは逆方向に発生する電流により、抵抗Ｒ_２で発生する電圧値が変化してしまう。

電力伝送電流Ｉ_{ｐｏｗｅｒ}に対するリセット電流Ｉ_ｒｅｓの割合を入力電流誤差率[％]とすると、例えば、抵抗Ｒ_１と抵抗Ｒ_２の割合を、Ｒ_１：Ｒ_２＝１００：１としたときの入力電流誤差率とスイッチングのオンデューティＤとの関係は図７（ａ）のようになる。即ち、オンデューティＤが増加するに伴い、リセット電流Ｉ_ｒｅｓの割合が増加する。

ここで、所定の入力電圧Ｖ_ｉｎ、出力電圧Ｖ_ｏｕｔにおける入力電流誤差率とオンデューティＤとの関係を図７（ａ）のＤ１で示す。Ｄ１において、オンデューティＤが所定の範囲をもっているのは、主回路側の電流量が増加すると、電圧降下量も大きくなるため、半導体スイッチング素子のオンデューティＤが増加することをあらわしている。このＤ１領域における、ＡＤ変換したＡＤ値と実際に主回路側に流れている入力電流Ｉ_ｉｎとの関係を図７（ｂ）に示す。上記で説明したように、電流値が増加するとオンデューティＤが増加するため、リセット電流Ｉ_ｒｅｓが増加し、ターンオン区間αにて、抵抗Ｒ_２に発生する電圧降下（式３）が低下する。リセット電流Ｉ_ｒｅｓをゼロとしたときのＡＤ値と入力電流Ｉ_ｉｎとの関係を図７（ｂ）に点線で示している。

本実施の形態１のＤＣ−ＤＣコンバータ１００は、ＡＤ値と入力電流Ｉ_ｉｎとの関係は図７（ｂ）の通り非線形となることを前提として、高次関数の演算により入力電流Ｉ_ｉｎを演算する。演算式を次式（８）に示す。なお、α，β,γは係数であり、ここでは、入力電流Ｉ_ｉｎは２次の関数として計算する。

以上、図７（ａ）のＤ１領域における入力電流Ｉ_ｉｎの演算方法について説明したが、次に、出力電流Ｉ_ｏｕｔの演算方法について説明する。
出力電流Ｉ_ｏｕｔは、上記式（８）によって推定した入力電流Ｉ_ｉｎ（演算値）、入力電圧検出回路８によって検出した入力電圧Ｖ_ｉｎ、出力電圧検出回路１３よって検出した出力電圧Ｖ_ｏｕｔを使い、次式（９）のように推定する。

ここで、ηは電力変換効率を示しており、例えば、制御部２は、効率マップデータがマイコン内部に格納されており、所定の入力電圧Ｖ_ｉｎ、出力電圧Ｖ_ｏｕｔ、入力電流Ｉ_ｉｎ（演算値）から電力変換効率値ηを出力し、上記演算式に使用してもよい。

図７で説明した入力電流Ｉ_ｉｎとＡＤ値の関係について、入出力電圧の関係（オンデューティ範囲）が変わったときの関係図を図８（ａ）（ｂ）に示している。
図８（ａ）に示すように、上記Ｄ１領域に対し、入力電圧Ｖ_ｉｎが高く、出力電圧Ｖ_ｏｕｔが低い場合をＤ２、入力電圧Ｖ_ｉｎが低く、出力電圧Ｖ_ｏｕｔが高い場合をＤ３とすると、Ｄ１領域〜Ｄ３領域のそれぞれにおける入力電流Ｉ_ｉｎとＡＤ値との関係は図８（ｂ）に示すようになる。図８（ｂ）に示すように、各入出力電圧範囲において、それぞれ入力電流Ｉ_ｉｎとＡＤ値は非線形の関係となる。このため、実施の形態１のＤＣ−ＤＣコンバータ１００の制御部２は、入力電圧Ｖ_ｉｎ、出力電圧Ｖ_ｏｕｔからα，β,γの各係数を次式（１０）により導出する。

以上から、制御部２は、入力電圧Ｖ_ｉｎ、出力電圧Ｖ_ｏｕｔより導出したα，β，γおよび効率ηの係数を使い、式（８）、式（９）によって入力電流Ｉ_ｉｎ、出力電流Ｉ_ｏｕｔを演算する。

上記、実施の形態１で説明したＤＣ−ＤＣコンバータ１００は、入力電圧Ｖ_ｉｎ、出力電圧Ｖ_ｏｕｔと電流電圧回路のＡＤ値を使い２次の関数から入力電流Ｉ_ｉｎを演算しているが、これに限るものではなく、例えば３次以上の高次の関数を使用してもよい。
例えば、入力電圧Ｖ_ｉｎの情報がＤＣ−ＤＣコンバータ１００の外部の車両側電子制御装置から送信される場合のように、入力側の高電圧バッテリには、電圧値情報を格納できるＲＯＭあるいはＣＡＮ（Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ Ａｒｅａ Ｎｅｔｗｏｒｋ）機能が備えられており、電圧情報がＣＡＮなどにより制御部２に送信されるなど、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００の内部にセンサ回路がなくて精度が悪く使用できない場合には、図９（ａ）に示すように、出力電圧Ｖ_ｏｕｔを一定とすると、ＡＤ値と入力電流値との関係は、入力電圧Ｖ_ｉｎによって変動する。

このとき、入力電圧Ｖ_ｉｎの入力電圧値を使わない場合は、図９（ｂ）に示す通り入力電流ごとにＡＤ値がばらつく。このＡＤ値と入力電流値との関係が最小となるようにした非線形の関数を図９（ｃ）に示す。例えば、図９（ｃ）に示す関数を３次の関数とすると、次式（１１）により、入力電流Ｉ_ｉｎが推定される。なお、式（１１）のα、β、γ、σは係数である。

ここで、出力電圧Ｖ_ｏｕｔが変化すると、係数α、β、γ、σは変化するため、次式（１２）によりそれぞれ導出される。

同様に、入力電圧Ｖ_ｉｎのみを使用して出力電圧Ｖ_ｏｕｔを使用しない場合には、式（１２）で導出される各係数は入力電圧Ｖ_ｉｎの関数となる。

以上より、式（１１）、式（１２）により導出された入力電流Ｉ_ｉｎを使い、式（９）より出力電流Ｉ_ｏｕｔを演算する。

更なる演算精度を求める場合、上記のように片側の電圧センサ値しか使わないか、もしくは使えない場合、両方の電圧センサ値を使う場合に比べて、精度は落ちてしまう。理由は、上記で説明した通り入出力電圧によってＡＤ値と入力電流量との関係が変わってしまうためである。また、出力電流Ｉ_ｏｕｔは、入力電流Ｉ_ｉｎよりトランス７の巻数比分多く電流が流れるため、出力電流Ｉ_ｏｕｔの演算誤差も巻数比分大きくなる。

そこで、本実施の形態１では、演算に片側の電圧センサしか使わない場合、例えば、出力電圧検出回路１３によって検出した出力電圧値を使って入力電流Ｉ_ｉｎを推定する場合、入力電圧Ｖ_ｉｎによって変動するＡＤ値の変化量を効率値に反映し補正することで、出力電流Ｉ_ｏｕｔの精度を向上させる。この場合の演算式を次式（１３）に示す。

ここで、η'は効率ηに補正量を加えた補正効率である。
このように、効率ηに補正量を加えた補正効率η’を使うことにより、出力電流Ｉ_ｏｕｔの演算精度を改善させることができる。なお、入力電圧値を使う場合も同様である。

以上のように、実施の形態１に係るＤＣ−ＤＣコンバータ１００によれば、特別な回路を設けることなく精度よく入力電流量、出力電流量を推定することができる。

実施の形態２．
次に、実施の形態２に係るＤＣ−ＤＣコンバータについて説明する。
実施の形態２に係るＤＣ−ＤＣコンバータは、実施の形態１と同じ回路構成であり、電流の演算方法についても同じであるが、実施の形態１における電流電圧変換回路１５を構成するダイオードＤｉをショットキーダイオードに変えていることにより、実施の形態１と同等の効果を奏するだけでなく、温度特性影響についても改善するものである。

図１０（ａ）（ｂ）は、実施の形態１で説明したように、電流電圧変換回路１５に通常のダイオードＤ_ｉを用いた場合の説明図で、図１０（ａ）はターンオン区間α、図１０（ｂ）はターンオフ区間βを示している。
実施の形態１の図６にて、電流電圧変換回路１５の動作を説明したが、ターンオン区間αからターンオフ区間βに切り替わった直後、ダイオードＤ_ｉの両端に逆電圧が印加される。このとき、ダイオードＤ_ｉにはリカバリ電流が発生する。図１０（ｂ）のターンオフ区間βにダイオードＤ_ｉのリカバリ電流を実線矢印で示す。
リカバリ電流はＣＴ２次側の電力伝送電流Ｉ_{ｐｏｗｅｒ}とは逆向きに発生していることがわかる。これより、抵抗Ｒ２に発生する電圧は、電力伝送電流Ｉ_{ｐｏｗｅｒ}によって発生する電圧と逆向きとなるため、制御部２で検出するＡＤ値（フィルタリング後）は、同じ入力電流Ｉ_ｉｎが供給されたとき、リカバリ電流が大きいほどＡＤ値が小さくなることがわかる。この結果を図１１に示す。図１１において、符号Ａで示す曲線がリカバリ電流が発生しないときの入力電流Ｉ_ｉｎとＡＤ値の関係であり、符号Ｂで示す曲線がリカバリ電流が発生したときの入力電流Ｉ_ｉｎとＡＤ値の関係である。

そこで、実施の形態２に係るＤＣ−ＤＣコンバータでは、電流電圧変換回路１５のダイオードを通常のダイオードＤ_ｉではなく、図１２に示すようにショットキーバリアダイオードＳＢＤを使用している。これにより、リカバリ電流が低減できるため、温度影響によるＡＤ値の変動がなくなる。

以上から、実施の形態２に係るＤＣ−ＤＣコンバータでは、電流電圧変換回路１５のダイオードを通常のダイオードではなくショットキーバリアダイオードＳＢＤを使用することにより、実施の形態１と同等の効果を奏するだけではなく、温度特性影響についても改善する効果を奏する。

なお、実施の形態２に係るＤＣ−ＤＣコンバータでは、電流電圧変換回路１５のダイオードにショットキーバリアダイオードＳＢＤを使用したが、これに限るものではなく、例えばシリコンカーバイドダイオードでもよい。シリコンカーバイドダイオードの方がシリコンダイオードよりリカバリ電流が小さいため温度特性影響についての改善効果は大きい。

実施の形態３．
次に、実施の形態３に係るＤＣ−ＤＣコンバータについて説明する。
実施の形態３のＤＣ−ＤＣコンバータは、図１３に示すようにＤＣ−ＤＣコンバータ３００の内部に温度センサ１８を備え、制御部２は信号線３１ｄを介して温度情報を取得するように構成されている。温度センサ１８は、ＤＣ−ＤＣコンバータ３００の内部の温度、或いはＤＣ−ＤＣコンバータ３００を冷却する冷却系の温度の少なくとも何れか一つを検出する。その他の部分については実施の形態１と同様であり、同一符号を付して重複説明を省略する。

実施の形態２にて説明したが、温度によって実際の入力電流Ｉ_ｉｎと制御部２が取得するＡＤ値との関係が異なる。このため、実施の形態３に係るＤＣ−ＤＣコンバータ３００では、制御部２は、実施の形態１で説明した入力電流Ｉ_ｉｎの演算方法（例えば、式８）のように、ＡＤ値とそのときの入力電圧値、出力電圧情報に加え、次式（１４）に示すように、温度センサ１８から取得する温度値Ｔを考慮して入力電流Ｉ_ｉｎを演算する。

例えば、入力電流Ｉ_ｉｎが等しい場合において、常温領域(例えば２５℃)と高温領域(例えば１０５℃)ではＡＤ値が１０％ほど低下する場合、上記式（１４）により１０％ほどＡＤ値を補正するように演算する。
同様に、出力電流Ｉ_ｏｕｔの演算にもおいても、温度値Ｔを用いて演算する。例えば、高温領域の効率が低下する場合は、次式（１５）に示すように、効率を温度の関数として演算してもよい。

ここでは、電流の演算方法について、ＡＤ値を入力として高次関数化した演算式によって入力電流Ｉ_ｉｎを推定したが、これに限るものではなく、例えば制御部２にマップ等を格納できるＲＯＭなどの機能を備え、ＡＤ値、温度値、入出力電圧値を入力として、電流値が出力されるようにしてもよい。

上記、各実施の形態で説明したＤＣ−ＤＣコンバータ１００、３００のトランス７はセンタータップ方式として説明したがこれに限るものではなく、２次巻線の両端がそれぞれフルブリッジ構成のダイオードの中点に接続される構成でもよい。

同様に、各実施の形態で説明したＤＣ−ＤＣコンバータ１００、３００のトランス７の２次巻線のセンタータップ巻線が低圧バッテリ１７の負極側に接続され、トランス７の２次側巻線の両端が整流用ダイオード９，１０のアノード側に接続されているが、これに限るものではなく、トランスの２次巻線のセンタータップ巻線が平滑リアクトル１１に接続され、トランス７の２次側巻線の両端が整流用ダイオード９，１０のカソード側に接続され、整流用ダイオード９，１０のアノードが低圧バッテリ１７の負極側に接続される構成でもよい。

また、各実施の形態で説明したＤＣ−ＤＣコンバータ１００、３００は、入力側の電圧より出力側の電圧が低い降圧型コンバータとしたが、これに限るものではなく入力側の電圧より出力側の電圧が高い昇圧型コンバータでもよい。

また、各実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ１００、３００のスイッチング制御方法はハードスイッチングとしたが、これに限るものではなく、例えば、位相シフト制御方式でもよい。この場合、制御部２はスイッチング素子３とスイッチング素子６をひとつのスイッチング素子対として制御し、各スイッチング素子４、５の位相を半周期ずらして（１８０°位相をシフト）制御させる。図１４に各部の信号、電流のタイムチャートを示す。

図１４において、スイッチング素子３、４およびスイッチング素子５、６はそれぞれ上下アームが短絡しないようにデッドタイムｔｄを設けてオン／オフ制御する。このように図１４の例では図２に示すモード２、図３に示すモード４において、スイッチング素子３〜６のすべてがオフでないにもかかわらず、入力電流Ｉ_ｉｎが０になり、平滑リアクトル１１の電流Ｉ_Ｌｆは減少している。このことは、実施の形態１で説明した図４の場合と同様の効果が図１４においても得られていることを示している。

本願は、様々な例示的な実施の形態および実施例が記載されているが、１つ、または複数の実施の形態に記載された様々な特徴、態様、および機能は特定の実施の形態の適用に限られるのではなく、単独で、または様々な組み合わせで実施の形態に適用可能である。
従って、例示されていない無数の変形例が、本願に開示される技術の範囲内において想定される。例えば、少なくとも１つの構成要素を変形する場合、追加する場合または省略する場合、さらには、少なくとも１つの構成要素を抽出し、他の実施の形態の構成要素と組み合わせる場合が含まれるものとする。

１ 高圧バッテリ、２ 制御部、３〜６ 半導体スイッチング素子、７ トランス、８ 入力電圧検出回路、９，１０ 整流用ダイオード、１１ 平滑リアクトル、１２ 平滑コンデンサ、１３ 出力電圧検出回路、１４ 入力電流検出回路、１５ 電流電圧変換回路、１６ 外部負荷、１７ 低圧バッテリ、１８ 温度センサ、３０ａ〜３０ｄ 制御線、３１ａ〜３１ｄ 信号線、１００、３００ ＤＣ−ＤＣコンバータ、Ｖ_ｉｎ 入力電圧、Ｖ_ｏｕｔ 出力電圧、Ｉ_ｏｕｔ 出力電流、Ｄ_ｉ ダイオード、Ｒ_１、Ｒ_２ 抵抗、Ｉ_{ｐｏｗｅｒ} 電力伝送電流、Ｉ_ｒｅｓ リセット電流、Ｄ オンデューティ、η 電力変換効率値、ＳＢＤ ショットキーバリアダイオード。

Claims (8)

1. 直流電圧を生成する入力電源に接続されるとともに、複数のスイッチング素子を有し上記スイッチング素子のオン／オフの切り替えにより、上記直流電圧を交流電圧に変換するインバータ装置と、
   一次巻線と二次巻線とを有し、上記インバータ装置により上記一次巻線の両端に印加される電圧を、異なる電圧に変換して上記二次巻線に出力するトランスと、
   上記トランスの上記二次巻線から出力される交流電圧を整流する整流回路と、
   上記整流回路からの出力を平滑する平滑リアクトルと、
   上記平滑リアクトルに流れる電流の電圧波形を平滑して出力電圧として出力する平滑コンデンサと、
   第１巻線と上記第１巻線と磁気的に結合される第２巻線を有し、上記入力電源と上記スイッチング素子との間に、上記第１巻線が直列に接続される入力電流検出回路と、
   上記入力電流検出回路の上記第２巻線に接続され、上記スイッチング素子のオン／オフの切り替えに基づいて発生する電圧をフィルタリングし、フィルタ後の電圧をＡＤ変換値として出力する電流電圧変換回路と、
   上記スイッチング素子をオン／オフ制御するとともに、上記ＡＤ変換値から上記インバータ装置への入力電流を推定するために用いる高次の関数により構成される演算パラメータを有する制御部と、を備え、
   上記電流電圧変換回路から出力される上記ＡＤ変換値が上記制御部に入力され、上記制御部は、上記ＡＤ変換値の高次の関数の演算により上記入力電流を推定することを特徴とする電力変換装置。
2. 上記インバータ装置の入力電圧を検出する入力電圧検出部と、
   上記出力電圧を検出する出力電圧検出部と、
   を備え、
   上記制御部は、上記入力電圧検出部で検出された上記入力電圧、上記出力電圧検出部で検出された上記出力電圧、および上記制御部によって推定された上記入力電流に基づいて、上記インバータ装置の電力変換効率を導出し、上記入力電圧、上記出力電圧、上記入力電流、および上記電力変換効率により、外部への出力電流を推定することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. 上記入力電圧と上記出力電圧の何れか一方もしくは両方のセンサ値によって、上記演算パラメータを変えることを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
4. 上記制御部は、上記出力電圧によって、上記演算パラメータを変えて上記ＡＤ変換値から上記入力電流を推定するとともに、
   上記入力電圧によって変動する上記ＡＤ変換値の変動分を上記電力変換効率に加算し、上記出力電流を推定することを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
5. 上記制御部は、上記入力電圧によって、上記演算パラメータを変えて上記ＡＤ変換値から上記入力電流を推定するとともに、
   上記出力電圧によって変動する上記ＡＤ変換値の変動分を上記電力変換効率に加算し、上記出力電流を推定することを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
6. 上記電力変換装置は、内部の温度、或いは上記電力変換装置を冷却する冷却系の温度の少なくとも何れか一つを検出する温度センサを備え、
   上記制御部は、上記温度センサで検出された温度によって、上記演算パラメータを補正することを特徴とする請求項１から５の何れか一項に記載の電力変換装置。
7. 上記電流電圧変換回路は、上記入力電流検出回路の二次側に流れる電流を整流するダイオードを備え、上記ダイオードをショットキーバリアダイオードで構成したことを特徴とする請求項１から６の何れか一項に記載の電力変換装置。
8. 上記電流電圧変換回路は、上記入力電流検出回路の二次側に流れる電流を整流するダイオードを備え、上記ダイオードをシリコンカーバイドダイオードで構成したことを特徴とする請求項１から６の何れか一項に記載の電力変換装置。

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