JP5348427B2 - 電圧変換装置および電圧制御回路 - Google Patents

Description

本発明は、入力された電圧を電圧変換して直流出力電圧を生成する電圧変換装置、およびそのような電圧変換装置に用いられる電圧制御回路に関する。

近年、自動車にはＣＡＮ（Control Area Network）に代表される車内ＬＡＮ（Local Area Network）が搭載されるようになり、自動車の各機能はＥＣＵ（Electric Control Unit）によって電子制御されている。ハイブリッド車などに搭載されるＤＣ／ＤＣコンバータ（電圧変換装置）もこの車内ＬＡＮに接続され、例えばその出力電圧がＥＣＵにより制御されている。

近年、車載電装機器の高性能化に伴い、このＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧には、高い精度が要求されている。この出力電圧の精度が低い場合には、例えばヘッドライトの発光にちらつきが生じ、あるいは、ヘッドライトの寿命が短くなってしまうおそれがある。そのため、コンバータの出力電圧の精度を高める方法について、多くの検討がなされている。例えば、特許文献１には、出力電圧をＡ／Ｄ変換し、デジタル処理により出力電圧とその目標値との差分を求め、その差分に基づいて出力電圧を制御するスイッチング電源装置が開示されている。

特開２００３−２５９６２９号公報

ところで、一般に、電源装置は、負荷電流が短時間で大きく変動した場合に、その出力電圧が変動する。例えば、車載用のＤＣ／ＤＣコンバータでは、パワーステアリング装置を駆動する場合などにおいて、このような負荷電流の変動が生じる可能性があり、これにより出力電圧もまた変動するおそれがある。

しかしながら、特許文献１に開示されたスイッチング電源装置では、デジタル回路がクロック信号に基づいて動作することに起因して、出力電圧を制御するタイミングがそのクロック周期により制限されるため、短時間での出力電圧の変動に応答することができないおそれがある。

本発明はかかる問題点に鑑みてなされたもので、その目的は、高精度の出力電圧を生成するとともに、短時間での出力電圧の変動に応答することができる電圧変換装置および電圧制御回路を提供することにある。

本発明の電圧変換装置は、電圧変換回路と、第１帰還部と、第２帰還部と、制御部とを備えている。電圧変換回路は、入力電圧を直流出力電圧に変換するものである。第１帰還部は、直流出力電圧を外部から供給された電圧指示値に対応する電圧に近づけるための第１帰還信号を、時間的に離散して生成するものである。第２帰還部は、直流出力電圧を一定にするための第２帰還信号を、時間的に連続して生成するものである。制御部は、第１帰還信号および第２帰還信号に基づいて電圧変換回路を制御するものである。上記第１帰還部は、クロック信号に同期したタイミングで、第１帰還信号を生成するデジタル回路を含んで構成されている。上記第２帰還部は、電圧変換回路の出力電流の変化に起因する直流出力電圧の変動を打ち消すように負帰還をかけるものである。

本発明の電圧制御回路は、入力電圧を直流出力電圧に変換する電圧変換回路を制御するものであり、第１帰還部と、第２帰還部と、制御部とを備えている。第１帰還部は、直流出力電圧を外部から供給された電圧指示値に対応する電圧に近づけるための第１帰還信号を、時間的に離散して生成するものである。第２帰還部は、直流出力電圧を一定にするための第２帰還信号を、時間的に連続して生成するものである。制御部は、第１帰還信号および第２帰還信号に基づいて電圧変換回路を制御するものである。上記第１帰還部は、クロック信号に同期したタイミングで、第１帰還信号を生成するデジタル回路を含んで構成されている。上記第２帰還部は、電圧変換回路の出力電流の変化に起因する直流出力電圧の変動を打ち消すように負帰還をかけるものである。

本発明の電圧変換装置および電圧制御回路では、電圧変換回路の直流出力電圧は、その直流出力電圧を外部から供給された電圧指示値に対応する電圧に近づけるための第１帰還信号と、直流出力電圧を一定にするための第２帰還信号とにより制御される。その際、第２帰還信号は、時間的に連続して生成される。

本発明の電圧変換装置では、例えば、第１帰還部は、直流出力電圧が、電圧指示値を含む所定の電圧範囲内であるかどうかを判定し、直流出力電圧がその所定の電圧範囲外である場合において、直流出力電圧が電圧指示値に対応する電圧になるように負帰還制御を行い、直流出力電圧がその所定の電圧範囲内である場合において、負帰還制御を行わないようにしてもよい。また、例えば、第２帰還部は、アナログ回路で構成されていてもよい。

例えば、入力電圧は、交流電圧にしてもよいし、直流電圧にしてもよい。入力電圧が直流電圧である場合、電圧変換回路は、例えば、１次側巻線と２次側巻線とを有するトランスと、１次側巻線に接続され、スイッチング動作により入力電圧を交流電圧に変換するスイッチング回路と、２次側巻線から供給された交流の信号を整流する整流回路と、整流回路により整流された信号を平滑化して直流出力電圧を生成する平滑回路とを備え、制御部は、第１帰還信号および第２帰還信号に基づいてスイッチング回路のスイッチング動作を制御するようにしてもよい。整流回路は、例えば、１または複数のスイッチング素子により構成され、そのスイッチング素子のスイッチング動作により、２次側巻線から供給された交流の信号を整流するようにしてもよい。また、整流回路は、例えば１または複数のダイオードにより構成してもよい。

本発明の電圧変換装置および電圧制御回路によれば、直流出力電圧が電圧指示値に対応する電圧に近づけるための第１帰還信号を生成する第１帰還部と、直流出力電圧を一定にするための第２帰還信号を、時間的に連続して生成する第２帰還部とを設けたので、高精度の出力電圧を生成するとともに、短時間での出力電圧の変動に応答することができる。

本発明の実施の形態に係る電圧変換装置の一構成例を表す回路図である。 ＰＷＭ信号の一例を表す波形図である。 図１に示した演算部の一構成例を表すブロック図である。 図１に示した電圧変換装置の一動作例を表すタイミング波形図である。 図１に示した電圧変換装置の動作の一状態を表す回路図である。 図１に示した電圧変換装置の動作の他の状態を表す回路図である。 図１に示した演算部の一動作例を表す流れ図である。 図１に示した電圧変換装置の一特性例を表す波形図である。 図１に示した電圧変換装置の一特性例を表すヒストグラムである。 比較例に係る電圧変換装置の一特性例を表すヒストグラムである。 変形例に係る電圧変換装置の一構成例を表す回路図である。 変形例に係る電圧変換装置の他の構成例を表す回路図である。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。

［構成例］
図１は、本発明の第１の実施の形態に係る電圧変換装置の一構成例を表すものである。なお、本発明の実施の形態に係る電圧制御回路は、本実施の形態により具現化されるので、併せて説明する。電圧変換装置１は、いわゆるスイッチング電源装置であり、例えば、入力端子Ｔ１，Ｔ２に接続された高圧バッテリＢＨから入力された直流電圧Ｖinを電圧変換する（降圧する）ことにより、直流の出力電圧Ｖoutを生成すると共に、この出力電圧Ｖoutを出力端子Ｔ３、Ｔ４を介して低圧バッテリＢＬへ供給するようになっている。なお、高圧バッテリＢＨは、例えば１００Ｖから５００Ｖ程度の電圧を蓄電するバッテリであり、低圧バッテリＢＬは、例えば１２Ｖ程度の電圧を蓄電するバッテリである。

この電圧変換装置１は、入力平滑コンデンサＣinと、スイッチング回路１０と、トランス３０と、整流回路２０と、平滑回路４０と、帰還部５０，６０と、制御部７０とを備えている。

入力平滑コンデンサＣinは、入力端子Ｔ１に接続された１次側高圧ラインＬ１Ｈと入力端子Ｔ２に接続された１次側低圧ラインＬ１Ｌとの間に配置されており、高圧バッテリＢＨから入力端子Ｔ１、Ｔ２間に入力された直流の入力電圧Ｖinを平滑化するためのものである。

スイッチング回路１０は、入力電圧Ｖinを交流電圧に変換するフルブリッジ型のスイッチング回路である。このスイッチング回路１０は、スイッチング素子ＳＷ１１〜ＳＷ１４を有している。

スイッチング素子ＳＷ１１〜ＳＷ１４は、例えば、ＭＯＳ−ＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor-Field Effect Transistor）やＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）などの素子が使用可能である。この例では、スイッチング素子ＳＷ１１〜ＳＷ１４は、全てＮチャネルのＭＯＳ−ＦＥＴにより構成されている。スイッチング素子ＳＷ１１のゲートにはＳＷ制御信号Ｓ１１が供給され、ソースがスイッチング素子ＳＷ１２のドレインに接続され、ドレインが１次側高圧ラインＬ１Ｈに接続されている。また、スイッチング素子ＳＷ１２のゲートにはＳＷ制御信号Ｓ１２が供給され、ソースが１次側低圧ラインＬ１Ｌに接続され、ドレインがスイッチング素子ＳＷ１１のソースに接続されている。また、スイッチング素子ＳＷ１３のゲートにはＳＷ制御信号Ｓ１３が供給され、ソースがスイッチング素子ＳＷ１４のドレインに接続され、ドレインが１次側高圧ラインＬ１Ｈに接続されている。また、スイッチング素子ＳＷ１４のゲートにはＳＷ制御信号Ｓ１４が供給され、ソースが１次側低圧ラインＬ１Ｌに接続され、ドレインがスイッチング素子ＳＷ１３のソースに接続されている。また、スイッチング素子ＳＷ１１のソースおよびスイッチング素子ＳＷ１２のドレインは、後述するトランス３０の１次側巻線３１（後述）の一端に接続されている。また、スイッチング素子ＳＷ１３のソースおよびスイッチング素子ＳＷ１４のドレインは、後述する共振用インダクタＬｒを介して、この１次側巻線３１（後述）の他端に接続されている。

この構成により、スイッチング回路１０では、制御部７０のＳＷ駆動部７４（後述）から供給されるＳＷ制御信号Ｓ１１〜Ｓ１４に応じてスイッチング素子ＳＷ１１〜ＳＷ１４をオンオフ制御することにより、入力電圧Ｖinを交流電圧に変換するようになっている。

スイッチング回路１０とトランス３０の間には共振用インダクタＬｒが挿入されている。共振用インダクタＬｒは、スイッチング素子ＳＷ１１〜ＳＷ１４内の寄生容量素子、およびトランス３０のリーケージインダクタと共に所定のＬＣ共振回路を構成するためのものである。

トランス３０は、１次側と２次側とを直流的に絶縁するとともに交流的に接続するものであり、１次側巻線３１および２次側巻線３２Ａ，３２Ｂを含んで構成された３巻線型のトランスである。トランス３０の１次側巻線３１と２次側巻線３２Ａ，３２Ｂとは、フォワード接続されている。１次側巻線３１は、上述したようにスイッチング回路１０に接続されている。また、２次側巻線３２Ａの一端および２次側巻線３２Ｂの一端は、整流回路２０に接続されている。そして、２次側巻線３２Ａ，３２Ｂの他端同士はセンタタップＣＴで互いに接続され、さらに２次側高圧ラインＬ２に接続されている。１次側巻線３１と２次側巻線３２Ａとの巻数比、および１次側巻線３１と２次側巻線３２Ｂとの巻数比は、それぞれｎ：１（ｎは自然数）に設定される。ここで、ｎは、例えば、２０である。

この構成により、トランス３０は、１次側巻線３１の両端間に供給された交流電圧を１／ｎ倍に降圧し、２次側巻線３２Ａ，３２Ｂから出力するようになっている。

整流回路２０は、トランス３０から供給される交流電圧を整流する整流回路として機能するものである。この整流回路２０は、スイッチング素子ＳＷ２１，ＳＷ２２を有している。

スイッチング素子ＳＷ２１，ＳＷ２２は、スイッチング回路１０のスイッチング素子ＳＷ１１〜ＳＷ１４と同様に、例えば、ＭＯＳ−ＦＥＴやＩＧＢＴなどの素子が使用可能である。この例では、スイッチング素子ＳＷ２１，ＳＷ２２は、ＮチャネルのＭＯＳ−ＦＥＴにより構成されている。スイッチング素子ＳＷ２１のゲートにはＳＷ制御信号Ｓ２１が供給され、ソースが２次側低圧ラインＬ２Ｌに接続され、ドレインがトランス３０の２次側巻線３２Ｂの一端に接続されている。また、スイッチング素子ＳＷ２２のゲートにはＳＷ制御信号Ｓ２２が供給され、ソースが２次側低圧ラインＬ２Ｌに接続され、ドレインがトランス３０の２次側巻線３２Ａの一端に接続されている。

この構成により、整流回路２０では、制御部７０のＳＷ駆動部７５（後述）から供給されるＳＷ制御信号Ｓ２１，Ｓ２２に基づいて、スイッチング素子ＳＷ２１，ＳＷ２２をオンオフ制御することにより、トランス３０から供給される交流電圧に対して、いわゆる同期整流を行うようになっている。

平滑回路４０は、チョークコイルＬｃｈと出力平滑コンデンサＣoutとを有している。チョークコイルＬｃｈは、２次側高圧ラインＬ２と２次側高圧ラインＬ２Ｈとの間に挿入配置されており、その一端はトランス３０のセンタタップＣＴに接続され、他端は端子Ｔ３に接続されている。出力平滑コンデンサＣoutは、端子Ｔ３に接続された２次側高圧ラインＬ２Ｈと端子Ｔ４に接続された２次側低圧ラインＬ２Ｌとの間に配置されている。

この構成により、平滑回路４０は、整流回路２０で整流されセンタタップＣＴから出力される信号を平滑化して直流の出力電圧Ｖoutを生成し、これを出力端子Ｔ３、Ｔ４間に接続された低圧バッテリＢＬに給電するようになっている。

帰還部５０は、外部から供給された電圧指示値ＤＶsetに基づいて、出力電圧Ｖoutがその電圧指示値ＤＶsetに対応する電圧になるように、制御部７０に対して指示するものである。帰還部５０は、抵抗Ｒ５１，Ｒ５２と、バッファ５３と、演算部５４と、ＬＰＦ（Low Pass Filter）５５と、バッファ５６とを有している。

抵抗Ｒ５１，Ｒ５２は、直列接続され、２次側高圧ラインＬ２Ｈと２次側低圧ラインＬ２Ｌとの間に挿入されている。これにより、抵抗Ｒ５１，Ｒ５２は、出力電圧Ｖoutを分圧して出力するようになっている。バッファ５３は、抵抗Ｒ５１，Ｒ５２から供給される分圧電圧に対してインピーダンス変換を行ない、電圧Ｖout1として出力する回路である。

演算部５４は、外部から供給された電圧指示値ＤＶset、および電圧Ｖout1に基づいて、ＰＷＭ（ＰＷＭ；Pulse Width Modulation）信号ＳＰＷＭを生成し出力するものである。具体的には、演算部５４は、出力電圧Ｖoutが電圧指示値ＤＶsetに対応する電圧になるように、パルス幅変調（ＰＷＭ）されたＰＷＭ信号ＳＰＷＭを生成する。この演算部５４は、クロック信号ＣＬＫに基づいて動作するデジタル回路である。演算部５４は、例えば、マイクロコントローラ（ＭＣＵ）などを用いることができる。

図２は、ＰＷＭ信号ＳＰＷＭの波形を表すものである。ＰＷＭ信号ＳＰＷＭは、高レベル電圧ＶＨ、低レベル電圧ＶＬの間で遷移し、パルス幅ＰＷを有するパルス波形である。演算部５４は、パルス幅ＰＷを制御することにより、その平均電圧レベルＶＰＷＭを変えることができるようになっている。

図３は、演算部５４の構成例を表すものである。演算部５４は、Ａ／Ｄ変換回路８１と、レジスタ８２，８３と、ＬＵＴ（Look Up Table）８４と、演算回路８５と、駆動部８６とを有している。

Ａ／Ｄ変換回路８１は、バッファ５３から供給された電圧Ｖout1に対してＡ／Ｄ変換を行い、出力電圧Ｖoutに対応する出力電圧コードＤＶoutとして出力するものである。レジスタ８２は、出力電圧コードＤＶoutを格納するものである。レジスタ８３は、外部から供給された電圧指示値ＤＶsetを格納するものである。ＬＵＴ８４は、電圧指示値ＤＶsetと、パルス幅ＰＷを指示するためのパルス幅指示値ＤＰＷとの複数の組み合わせを格納したテーブルである。演算回路８５は、出力電圧コードＤＶoutおよび電圧指示値ＤＶsetに基づいて、ＰＷＭ信号ＳＰＷＭのパルス幅コードＤＰＷを演算するものである。駆動部８６は、演算回路８５において求められたパルス幅コードＤＰＷに基づいて、ＰＷＭ信号ＳＰＷＭを生成し出力するものである。

ＬＰＦ５５は、ＰＷＭ信号ＳＰＷＭに基づいて、その平均電圧レベル（電圧ＶＰＷＭ）を生成するものである。ＬＰＦ５５は、抵抗Ｒ５５と、容量Ｃ５５とを有している。バッファ５６は、ＬＰＦ５５から供給される電圧ＶＰＷＭに対してインピーダンス変換を行い、その電圧を出力する回路である。バッファ５６から出力された電圧は、抵抗Ｒ５７〜Ｒ５９により、所望の電圧レベル（第１帰還信号）に変換され、制御部７０に供給される。

帰還部６０は、出力電圧Ｖoutが一定の電圧になるように、制御部７０に対して指示するものである。帰還部６０は、抵抗Ｒ６１，Ｒ６２を有している。抵抗Ｒ６１，Ｒ６２は、直列接続され、２次側高圧ラインＬ２Ｈと２次側低圧ラインＬ２Ｌとの間に挿入されている。これにより、抵抗Ｒ６１，Ｒ６２は、出力電圧Ｖoutを分圧し、その分圧電圧（第２帰還信号）を制御部７０に供給するようになっている。すなわち、帰還部６０は、いわゆるアナログ回路により構成されている。

制御部７０は、帰還部５０，６０から供給された電圧に基づいて、スイッチング回路１０のスイッチング素子ＳＷ１１〜ＳＷ１４を制御するためのＳＷ制御信号Ｓ１１〜Ｓ１４、および整流回路２０のスイッチング素子ＳＷ２１，ＳＷ２２を制御するためのＳＷ制御信号Ｓ２１，Ｓ２２を生成するものである。制御部７０は、エラーアンプ７１と、ＳＷ制御部７２と、トランス７３と、ＳＷ駆動部７４，７５とを有している。

エラーアンプ７１は、正入力端子に入力された電圧と、負入力端子に入力された電圧の差分を増幅して出力する回路である。エラーアンプ７１の正入力端子には、帰還部５０からＰＷＭ波形ＳＰＷＭに基づく電圧が供給され、負入力端子には、帰還部６０から出力電圧Ｖoutの分圧電圧が供給されている。

ＳＷ制御部７２は、エラーアンプ７１から供給される信号に基づいて、出力電圧Ｖoutが所定の電圧を保つように、ＳＷ駆動部７４，７５を制御するものである。具体的には、ＳＷ制御部７２は、スイッチング素子ＳＷ１１〜ＳＷ１４を制御するための信号をＳＷ駆動部７４に対してトランス７３を介して供給するとともに、スイッチング素子ＳＷ２１，ＳＷ２２を制御するための信号をＳＷ駆動部７５に供給するようになっている。

ＳＷ駆動部７４は、ＳＷ制御部７２からの指示に基づいてＳＷ制御信号Ｓ１１〜Ｓ１４を生成して、スイッチング素子ＳＷ１１〜ＳＷ１４に対して供給するものである。ＳＷ駆動部７５は、ＳＷ制御部７２からの指示に基づいてＳＷ制御信号Ｓ２１，Ｓ２２を生成して、スイッチング素子ＳＷ２１，ＳＷ２２に対して供給するものである。

ここで、スイッチング回路１０、トランス３０、整流回路２０、平滑回路４０は、本発明における「電圧変換回路」の一具体例に対応する。帰還部５０は、本発明における「第１帰還部」の一具体例に対応する。帰還部６０は、本発明における「第２帰還部」の一具体例に対応する。

［動作および作用］
続いて、本実施の形態の電圧変換装置１の動作および作用について説明する。

（全体動作概要）
まず最初に、図１を参照して、電圧変換装置１の動作を説明する。スイッチング回路１０は、スイッチング素子ＳＷ１１〜ＳＷ１４をスイッチングすることにより、高圧バッテリＢＨから供給された直流電圧Ｖinを交流電圧に変換し、トランス３０の１次側巻線３１の両端間に供給する。そしてトランス３０は、この交流電圧を１／ｎ倍に変圧（降圧）し、２次側巻線３２Ａ，３２Ｂから変圧された交流電圧を出力する。整流回路２０は、スイッチング回路１０に同期してスイッチング素子ＳＷ２１，ＳＷ２２をスイッチングすることにより、この交流電圧を整流する。平滑回路４０は、この整流された信号を平滑化し、直流電圧Ｖoutを生成し、端子Ｔ３，Ｔ４に接続された低圧バッテリＢＬに給電する。

帰還部５０は、外部から供給された電圧指示値ＤＶsetに基づいて、出力電圧Ｖoutがその電圧指示値ＤＶsetに対応する電圧になるように、制御部７０に対して指示する。帰還部６０は、出力電圧Ｖoutが一定の電圧になるように、制御部７０に対して指示する。ＳＷ制御部７２は、帰還部５０，６０から供給された電圧に基づいて、ＳＷ駆動部７４，７５を制御する。ＳＷ駆動部７４は、ＳＷ制御信号Ｓ１１〜Ｓ１４を生成し、スイッチング回路１０のスイッチング素子ＳＷ１１〜ＳＷ１４に対してそれぞれ供給する。ＳＷ駆動部７５は、ＳＷ制御信号Ｓ２１，Ｓ２２を生成し、整流回路２０のスイッチング素子ＳＷ２１，ＳＷ２２に対してそれぞれ供給する。

図４は、電圧変換装置１の動作を表すものであり、（Ａ）〜（Ｄ）はＳＷ制御信号Ｓ１１〜Ｓ１４の波形をそれぞれ示し、（Ｅ），（Ｆ）はＳＷ制御信号Ｓ２１，Ｓ２２の波形をそれぞれ示す。この例では、スイッチング素子ＳＷ１１〜ＳＷ１４，ＳＷ２１，ＳＷ２２は、そのゲートに印加されたＳＷ制御信号Ｓ１１〜Ｓ１４，Ｓ２１，Ｓ２２が高レベルの時にオン状態となり、低レベルの時にオフ状態になるものである。

ＳＷ駆動部７４は、周期的なＳＷ制御信号Ｓ１１〜Ｓ１４を生成し、スイッチング素子ＳＷ１１〜ＳＷ１４にそれぞれ供給する（図４（Ａ）〜（Ｄ））。また、ＳＷ駆動部７５は、ＳＷ制御信号Ｓ１１〜Ｓ１４に同期したＳＷ制御信号Ｓ２１，Ｓ２２を生成し、スイッチング素子ＳＷ２１，ＳＷ２２にそれぞれ供給する（図４（Ｅ），（Ｆ））。

図４に示したように、ＳＷ駆動部７４は、ＳＷ制御信号Ｓ１１，Ｓ１２を、同時に高レベルにならないように生成する（図４（Ａ），（Ｂ））。このため、スイッチング素子ＳＷ１１，ＳＷ１２は、同時にオン状態になることはない。同様に、ＳＷ駆動部７４は、ＳＷ制御信号Ｓ１３，Ｓ１４を、同時に高レベルにならないように生成する（図４（Ｃ），（Ｄ））。このため、スイッチング素子ＳＷ１３，ＳＷ１４は、同時にオン状態になることはない。つまり、電圧変換装置１では、１次側高圧ラインＬ１Ｈと１次側低圧ラインＬ１Ｌとが電気的に短絡しないようになっている。このように、１次側高圧ラインＬ１Ｈと１次側低圧ラインＬ１Ｌとが電気的に短絡するのを回避するためにとられる時間的間隔は、デッドタイムＴｄと称される。

また、図４に示したように、ＳＷ駆動部７４は、ＳＷ制御信号Ｓ１１，Ｓ１４を、同時に高レベルになる期間Ｔ１１を有するように生成する（図４（Ａ），（Ｄ））。同様に、ＳＷ駆動部７４は、ＳＷ制御信号Ｓ１２，Ｓ１３を、同時に高レベルになる期間Ｔ１２を有するように生成する（図４（Ｂ），（Ｃ））。

ＳＷ駆動部７５は、期間Ｔ１１において高レベルとなり、他の期間において低レベルとなるＳＷ制御信号Ｓ２２を生成する（図４（Ｆ））。また、ＳＷ駆動部７５は、期間Ｔ１２において高レベルとなり、他の期間において低レベルとなるＳＷ制御信号Ｓ２１を生成する（図４（Ｅ））。

図５，６は、電圧変換装置１の動作を表すものであり、図５は、期間Ｔ１１における動作を示し、図６は、期間Ｔ１２における動作を示す。なお、これらの図では、説明の便宜上、スイッチング素子ＳＷ１１〜ＳＷ１４，ＳＷ２１，ＳＷ２２を、その動作状態（オン状態もしくはオフ状態）を表すスイッチの形状で示す。また、説明の便宜上、その説明に直接必要のない回路ブロックや素子などについては、適宜図示を省略する。

期間Ｔ１１では、スイッチング回路１０のスイッチング素子ＳＷ１１，ＳＷ１４がオン状態になるとともに、スイッチング素子ＳＷ１２，ＳＷ１３がオフ状態になる（図４（Ａ）〜（Ｄ））。また、整流回路２０では、スイッチング素子ＳＷ２２がオン状態になるとともに、スイッチング素子ＳＷ２１がオフ状態になる（図４（Ｅ），（Ｆ））。これにより、電圧変換装置１の１次側では、図５に示したように、スイッチング素子ＳＷ１１、トランス３０の１次側巻線３１、共振用インダクタＬｒ、スイッチング素子ＳＷ１４、高圧バッテリＢＨおよび入力平滑コンデンサＣinを順に通る、１次側ループ電流Ｉａ１が流れる。一方、２次側では、スイッチング素子ＳＷ２２、トランス３０の２次側巻線３２Ａ、インダクタＬｃｈ、低圧バッテリＢＬおよび出力平滑コンデンサＣoutを順に通る２次側ループ電流Ｉａ２が流れる。

一方、期間Ｔ１２では、スイッチング回路１０のスイッチング素子ＳＷ１２，ＳＷ１３がオン状態になるとともに、スイッチング素子ＳＷ１１，ＳＷ１４がオフ状態になる（図４（Ａ）〜（Ｄ））。また、整流回路２０では、スイッチング素子ＳＷ２１がオン状態になるとともに、スイッチング素子ＳＷ２２がオフ状態になる（図４（Ｅ），（Ｆ））。これにより、電圧変換装置１の一次側では、図６に示したように、スイッチング素子ＳＷ１３、共振用インダクタＬｒ、トランス３０の１次側巻線３１、スイッチング素子ＳＷ１２、高圧バッテリＢＨおよび入力平滑コンデンサＣinを順に通る、１次側ループ電流Ｉｂ１が流れる。一方、２次側では、スイッチング素子ＳＷ２１、トランス３０の２次側巻線３２Ｂ、インダクタＬｃｈ、低圧バッテリＢＬおよび出力平滑コンデンサＣoutを順に通る２次側ループ電流Ｉｂ２が流れる。

このように、電圧変換装置１では、期間Ｔ１１，Ｔ１２において、２次側ループ電流Ｉａ２，Ｉｂ２が流れる。この期間Ｔ１１，Ｔ１２の長さは、図４に示したように、ＳＷ制御信号Ｓ１１，Ｓ１４間の位相差φ、およびＳＷ制御信号Ｓ１２，Ｓ１３間の位相差φにより制御される。すなわち、例えば、位相差φが小さくなると、期間Ｔ１１，Ｔ１２の長さが長くなり、２次側ループ電流Ｉａ２，Ｉｂ２が流れる時間が長くなるため、生成される出力電圧Ｖoutが高くなる。ＳＷ制御部７２は、出力電圧Ｖoutが所定の電圧を保つように、この位相差φを制御する。

（帰還部６０の動作）
次に、帰還部６０の動作について説明する。図１に示したように、帰還部６０では、出力電圧Ｖoutを抵抗Ｒ６１，Ｒ６２により分圧し、その分圧した電圧を制御部７０（エラーアンプ７１）に供給する。具体的には、例えば、低圧バッテリＢＬと並列に接続された負荷において短時間で負荷電流が変動し出力電流Ｉoutが変動することにより、電圧変換装置１の出力電圧Ｖoutが変動した場合、負帰還部６０は、その出力電圧Ｖoutの変動に対応した電圧をエラーアンプ７１に供給する。例えば、出力電圧Ｖoutが高くなった場合には、エラーアンプ７１の負入力端子の電圧もまた高くなり、制御部７０は、出力電圧Ｖoutが低くなるように、スイッチング回路１０および整流回路２０を制御する。また、例えば、出力電圧Ｖoutが低くなった場合には、エラーアンプ７１の負入力端子の電圧もまた低くなり、制御部７０は、出力電圧Ｖoutが低くなるように、スイッチング回路１０および整流回路２０を制御する。このように負帰還動作を行うことにより、電圧変換装置１は、例えば負荷電流に変動が生じた場合でも、出力電圧Ｖoutの変動を低減することができ、安定した出力電圧Ｖoutを実現することができる。

また、帰還部６０は、抵抗素子Ｒ６１，Ｒ６２（アナログ回路）により構成されており、デジタル回路のようにクロック信号により離散的なタイミングで動作するものとは異なり、時間的に連続して動作することができる。これにより、電圧変換装置１は、出力電圧の変動に素早く応答することができ、安定した出力電圧Ｖoutを実現することができる。

（帰還部５０の動作）
次に、帰還部５０の動作について説明する。

図７は、帰還部５０を構成する演算部５４の一動作例を表すものである。演算部５４は、出力電圧Ｖout、および外部から供給された電圧指示値ＤＶsetに基づいて、パルス幅変調されたＰＷＭ信号ＳＰＷＭを生成する。これにより、電圧変換装置１では、出力電圧Ｖoutが電圧指示値ＤＶsetに対応する電圧になるように負帰還動作が行われる。以下に、その詳細動作を説明する。

まず、演算部５４は、外部から供給された電圧指示値ＤＶsetを取得する（ステップＳ１）。具体的には、演算部５４のレジスタ８３は、ＥＣＵなどから供給された電圧指示値ＤＶsetを格納する。

次に、演算部５４は、電圧指示値ＤＶsetが変化したかどうかを調べる（ステップＳ２）。具体的には、演算部５４は、ステップＳ２において供給された電圧指示値ＤＶsetが、ステップＳ２の前に供給された電圧指示値から変化したかどうかを調べる。電圧指示値ＤＶsetが変化した場合にはステップＳ３に進み、電圧指示値ＤＶsetが変化していない場合にはステップＳ５に進む。

ステップＳ２において、電圧指示値ＤＶsetが変化した場合には、演算部５４は、まず、その電圧指示値ＤＶsetに基づいて、パルス幅指示値ＤＰＷsetを求める（ステップＳ３）。具体的には、演算回路８５は、ＬＵＴ８４を参照し、その電圧指示値ＤＶsetに対応するパルス幅指示値ＤＰＷsetを求める。そして、演算部５４は、パルス幅補正値ＤＰＷrevをリセットする（ステップＳ４）。具体的には、演算部５４は、パルス幅補正値ＤＰＷrevをゼロに設定する。

次に、演算部５４は、電圧Ｖout1をＡ／Ｄ変換して出力電圧コードＤＶoutを取得する（ステップＳ５）。具体的には、Ａ／Ｄ変換回路８１が電圧Ｖout1に対してＡ／Ｄ変換を行うことにより、出力電圧Ｖoutに対応する出力電圧コードＤＶoutを取得し、レジスタ８２がその出力電圧コードＤＶoutを格納する。

次に、演算部５４は、出力電圧コードＤＶoutと電圧指示値ＤＶsetとの差を、所定の値（しきい値Ｄｔｈ）と比較する（ステップＳ６）。具体的には、演算部５４は、次式を用いてこの比較を行う。
｜ＤＶout−ＤＶset｜≧Ｄｔｈ ・・・（１）
しきい値Ｄｔｈの値は、例えば、電圧指示値ＤＶsetの０．５％の値に設定可能である。式（１）が成り立つ場合にはステップＳ７に進み、式（１）が成り立たない場合にはステップＳ１０に進む。

ステップＳ６において、式（１）が成り立つ場合には、演算部５４は、出力電圧コードＤＶoutと電圧指示値ＤＶsetとの大小関係を調べる（ステップＳ７）。具体的には、演算部５４は、次式を用いてこれらの大小関係を調査する。
ＤＶout≦ＤＶset ・・・（２）
式（２）が成り立つ場合には、演算部５４は、次式の演算を行う（ステップＳ８）。すなわち、演算部５４は、それまでのパルス幅補正値ＤＰＷrevに所定の微小パルス幅値ΔＤＰＷを足し合わせることにより、パルス幅補正値ＤＰＷrevを求める。
ＤＰＷrev＝ＤＰＷrev＋ΔＤＰＷ ・・・（３）
一方、式（２）が成り立たない場合には、演算部５４は、次式の演算を行う（ステップＳ９）。すなわち、演算部５４は、それまでのパルス幅補正値ＤＰＷrevから微小パルス幅値ΔＤＰＷを差し引くことにより、パルス幅補正値ＤＰＷrevを求める（ステップＳ９）。ＤＰＷrev＝ＤＰＷrev−ΔＤＰＷ ・・・（４）

次に、演算部５４は、パルス幅指示値ＤＰＷsetおよびパルス幅補正値ＤＰＷrevに基づいて、パルス幅コードＤＰＷを求める（ステップＳ１０）。具体的には、演算部５４は、次式を用いて、パルス幅コードＤＰＷを求める。
ＤＰＷ＝ＤＰＷset＋ＤＰＷrev ・・・（５）

そして、演算部５４は、ステップＳ１０で求められたパルス幅コードＤＰＷに基づいて、パルス幅ＰＷを有するＰＷＭ信号ＳＰＷＭを生成し出力する（ステップＳ１１）。

このフローは以上で終了する。このフローにより、帰還部５０では、ＬＰＦ５５がこのＰＷＭ信号ＳＰＷＭからその平均電圧レベル（電圧ＶＰＷＭ）を生成し、この電圧ＶＰＷＭに対応した電圧が制御部７０（エラーアンプ７１）に供給される。そして、制御部７０は、この電圧に基づいて、ＳＷ制御信号Ｓ１１〜Ｓ１４を生成してスイッチング回路１０に供給するとともに、ＳＷ制御信号Ｓ２１，Ｓ２２を生成して整流回路２０に供給し、出力電圧Ｖoutが変化する。

演算部５４は、このフローを繰り返し行うことにより、ＰＷＭ信号ＳＰＷＭのパルス幅ＰＷを増加あるいは減少させ、出力電圧コードＤＶoutが、電圧指示値ＤＶsetから所定の範囲内（±Ｄｔｈ）に収まるように動作する。これにより、電圧変換装置１の出力電圧Ｖoutが、外部から供給された電圧指示値ＤＶsetに対応した値に精度よく設定される。

このように、電圧変換装置１では、外部から供給された電圧指示値ＤＶsetに基づいて、出力電圧Ｖoutが電圧指示値ＤＶsetになるように負帰還により制御したので、高い出力電圧精度を実現することができる。

また、電圧変換装置１では、演算部５４においてしきい値Ｄｔｈを用いるようにしたので、安定した出力電圧Ｖoutを生成することができる。すなわち、演算部において、例えば、しきい値Ｄｔｈを設けずに、出力電圧コードＤＶoutが電圧指示値ＤＶsetと一致するように動作させた場合には、微小パルス幅値ΔＤＰＷに対応して出力電圧Ｖoutに揺れが生じるおそれがある。具体的には、例えば、あるタイミングにおいて、出力電圧コードＤＶoutが電圧指示値ＤＶsetよりも大きいと判断された場合には、微小パルス幅値ΔＤＰＷに対応する分だけＰＷＭ信号ＳＰＷＭのパルス幅ＰＷを小さくすることにより、出力電圧Ｖoutを小さくするように動作し、また、他のタイミングにおいて、出力電圧コードＤＶoutが電圧指示値ＤＶsetよりも小さいと判断された場合には、微小パルス幅値ΔＤＰＷに対応する分だけＰＷＭ信号ＳＰＷＭのパルス幅ＰＷを大きくすることにより、出力電圧Ｖoutを大きくするように動作するため、出力電圧Ｖoutに揺れが生じるおそれがある。

一方、電圧変換装置１では、しきい値Ｄｔｈを設け、出力電圧コードＤＶoutが、電圧指示値ＤＶsetから所定の範囲内（±Ｄｔｈ）に収まっている場合には、パルス幅ＤＰを変更しないようにしたので、出力電圧Ｖoutに揺れが生じるおそれを低減することができる。

（実施例）
電圧変換装置１の試作し、出力電流Ｉoutの変動に対する応答特性、および出力電圧Ｖoutの電圧精度について評価を行った。以下に、その評価結果を説明する。

図８は、出力電流Ｉoutの変動に対する応答特性を表すものであり、（Ａ）は出力電流Ｉoutが増加する場合を示し、（Ｂ）は出力電流Ｉoutが減少する場合を示す。図８（Ａ）の例では、２１０μsecの期間において、出力電流Ｉoutが７．３Ａから１６３Ａに増加している。また、図８（Ｂ）の例では、２４４μsecの期間において、出力電流Ｉoutが１６３Ａから７．３Ａに減少している。出力電圧Ｖoutは、これらの出力電流Ｉoutの変動に応じて過渡的に変動したのちに、出力電流Ｉoutが変化する前の値に戻る。すなわち、出力電圧Ｖoutは、出力電流Ｉoutの変動に伴い、その出力電流Ｉoutと同様に変化してその値を維持してしまうことなく、所望の電圧値に戻る。

この動作は、帰還部６０により実現している。すなわち、帰還部６０は、出力電圧Ｖoutの変動に応じて、その変動を打ち消すように負帰還をかけることにより、安定した出力電圧Ｖoutを生成している。

仮に、帰還部６０が無い場合でも、帰還部５０により負帰還がかかるため、図８のように出力電流Ｉoutが変化した場合でも、出力電圧Ｖoutは過渡的な変動の後に所望の値に戻る。しかしながら、帰還部５０の演算部５４は、クロック信号ＣＬＫにより同期して動作するデジタル回路を含むため、帰還部５０による負帰還動作は、離散的なタイミング（例えば１ｍｓｅｃごと）で行われ、出力電圧Ｖoutの変動に対して、すぐに応答できないおそれがある。

一方、電圧変換装置１では、そのようなデジタル回路とは異なり、時間的に連続して動作可能な帰還部６０を設けたので、出力電圧Ｖoutの変動に対して、すぐに応答することができる。

次に、出力電圧Ｖoutの電圧精度について説明する。

図９は、電圧変換装置１の出力電圧Ｖoutのヒストグラムを表すものである。横軸は、測定した出力電圧Ｖoutの、電圧指示値ＤＶset（目標値）に対応する電圧値からのずれ量を示している。この例では、しきい値Ｄｔｈを、電圧指示値ＤＶsetに対応する電圧の０．５％に設定している。

図１０は、帰還部５０を用いない場合における、出力電圧Ｖoutのヒストグラムを表すものである。横軸は、測定した出力電圧Ｖoutの、目標値からのずれ量を示している。

図９，１０に示したように、出力電圧Ｖoutは、電圧変換装置を構成する素子のばらつきに起因して、目標値付近に分布を有する。帰還部５０を用いない場合には、図１０に示したように、この例では、出力電圧Ｖoutは、目標値に比べ−０．７％〜＋１．０％の範囲に分布している。一方、帰還部５０を設けた場合には、図９に示したように、この例では、目標値に比べ−０．３％〜＋０．５％の範囲に分布している。

帰還部５０を設けた電圧変換装置１では、演算部５４は、図７に示したフローを繰り返し行うことにより、出力電圧コードＤＶoutが、電圧指示値ＤＶsetから所定の範囲内（±Ｄｔｈ）に収まるように動作する。これにより、この例では、出力電圧Ｖoutがしきい値Ｄｔｈ（±０．５％）の範囲内に分布するようになり、図９に示したように、出力電圧Ｖoutの電圧精度を高めることができる。

このように、電圧変換装置１は、帰還部５０および帰還部６０を設けることにより、出力電圧Ｖoutの電圧精度を高めるとともに、出力電圧の変動に素早く応答することができる。また、例えば、この電圧変換装置１は、不測の事態に対する耐性を高めることができる。すなわち、例えば、帰還部を１系統しか有しない電圧変換装置は、その帰還部が不測の事態になった場合には出力電圧Ｖoutを制御できなくなり、低圧バッテリＢＬへの充電ができなくなるおそれがある。よって、例えば、このような不測の事態が生じた場合、この電圧変換装置を搭載した自動車は、いずれ自走することができなくなる。一方、本実施の形態に係る、２系統の帰還部５０，６０を備えた電圧変換装置１は、その帰還部５０，６０のうちの一方が不測の事態になった場合でも、残りの一方の帰還部が動作することにより、出力電圧Ｖoutの制御自体は可能であり、低圧バッテリＢＬへの充電を行うことができる。よって、例えば、この電圧変換装置１を搭載した自動車は、このような不測の事態が生じた場合であっても、最寄りの修理工場まで自走することができる。

［効果］
以上のように本実施の形態では、出力電圧が電圧指示値になるように負帰還動作を行うための帰還部５０と、出力電圧が一定値を維持するように負帰還動作を行うための、時間的に連続して動作可能な帰還部６０の両方を設けるようにしたので、出力電圧の電圧精度を高めることができるとともに、出力電圧の変動に素早く応答することができる。

また、本実施の形態では、帰還部５０において、しきい値Ｄｔｈを設け、出力電圧コードＤＶoutが、電圧指示値ＤＶsetから所定の範囲内（±Ｄｔｈ）に収まっている場合には、パルス幅を変更しないようにしたので、出力電圧に揺れが生じるおそれを低減することができる。

［変形例１］
上記実施の形態では、演算部５４がＰＷＭ信号ＳＰＷＭを生成し、ＬＰＦ５５がその平均電圧レベル（電圧ＶＰＷＭ）を生成するようにしたが、これに限定されるものではなく、これに代えて、例えば演算部５４が電圧ＶＰＷＭを直接生成するようにしてもよい。

［変形例２］
上記実施の形態では、整流回路２０は同期整流を行うものとしたが、これに限定されるものではなく、これに代えて、例えばダイオードにより整流を行ってもよい。以下に、この場合の例について説明する。

図１１は、ダイオードにより整流を行う電圧変換装置１Ｂの一構成例を表すものである。電圧変換装置１Ｂは、整流回路２０Ｂと、制御部７０Ｂとを備えている。整流回路２０ＢはダイオードＤ２１，Ｄ２２を備えている。制御部７０Ｂは、図１に示した制御部７０において、ＳＷ駆動部７５を省いたものである。

電圧変換装置１Ｂは、上記実施の形態において説明した電圧変換装置１と同様に、図４（Ａ）〜（Ｄ）に示したＳＷ制御信号Ｓ１１〜Ｓ１４に基づいて動作を行う。期間Ｔ１１では、２次側において、上記電圧変換装置１の場合（図５）と同様に、ダイオードＤ２２、トランス３０の２次側巻線３２Ａ、インダクタＬｃｈ、低圧バッテリＢＬおよび出力平滑コンデンサＣoutを順に通る２次側ループ電流Ｉａ２が流れる。また、期間Ｔ１２では、２次側において、上記電圧変換装置１の場合（図６）と同様に、スイッチング素子Ｄ２１、トランス３０の２次側巻線３２Ｂ、インダクタＬｃｈ、低圧バッテリＢＬおよび出力平滑コンデンサＣoutを順に通る２次側ループ電流Ｉｂ２が流れる。

［変形例３］
上記実施の形態では、帰還部６０はアナログ回路としたが、これに限定されるものではなく、例えばデジタル回路を含んでいてもよい。以下に、この場合の例を説明する。

図１２は、この例に係る電圧変換装置１Ｃの一構成例を表すものである。電圧変換装置１Ｃは、帰還部５０Ｃ，６０Ｃと、制御部７０Ｃとを備えている。

帰還部５０Ｃは、演算部５４Ｃを有している。演算部５４Ｃは、外部から供給された電圧指示値ＤＶset、および電圧Ｖout1に基づいて、出力電圧Ｖoutが電圧指示値ＤＶsetに対応する電圧になるようにするためのデジタルコード信号（第１帰還信号）を生成し、制御部７０Ｃに供給するものである。

帰還部６０Ｃは、Ａ／Ｄ変換部６３Ｃを有している。Ａ／Ｄ変換部６３Ｃは、抵抗Ｒ６１，Ｒ６２により分圧された電圧をＡ／Ｄ変換することによりデジタルコード信号（第２帰還信号）を生成し、制御部７０Ｃに供給するものである。このＡ／Ｄ変換部６３Ｃは、非同期動作によりＡ／Ｄ変換を行うものであり、例えばフラッシュ型などを用いることができる。すなわち、帰還部６０Ｃは、クロック信号により離散的なタイミングで動作するものとは異なり、時間的に連続して動作するものである。

制御部７０Ｃは、ＳＷ制御部７２Ｃを有している。ＳＷ制御部７２Ｃは、帰還部５０Ｃ，６０Ｃから供給されたデジタルコード信号に基づいて、出力電圧Ｖoutが所定の電圧を保つように、ＳＷ駆動部７４，７５を制御するものである。

この場合でも、電圧変換装置１Ｃは、帰還部５０Ｃ，帰還部６０Ｃを設けたので、出力電圧の電圧精度を高めることができるとともに、出力電圧の変動に素早く応答することができる。

以上、実施の形態および変形例を挙げて本発明を説明したが、本発明はこれらの実施の形態等には限定されず、種々の変形が可能である。

例えば、上記の実施形態では、入力電圧Ｖinを降圧して出力電圧Ｖoutを生成するようにしたが、これに限定されるものではなく、これに代えて、入力電圧Ｖinを昇圧して出力電圧Ｖoutを生成してもよい。

また、例えば、上記実施の形態では、スイッチング回路１０は、フルブリッジ構成としたが、これに限定されるものではなく、これに代えて、例えばハーフブリッジ構成にしてもよい。

また、例えば、上記実施の形態では、トランス３０の１次側巻線３１と２次側巻線３２Ａ，３２Ｂとは、フォワード接続したが、これに限定されるものではなく、これに代えて、例えばフライバック接続してもよい。

また、例えば、上記実施の形態では、直流入力電圧Ｖinを変圧して直流出力電圧Ｖoutを生成したが、これに限定されるものではなく、これに代えて、例えば、交流入力電圧を変圧して直流出力電圧Ｖoutを生成してもよい。

また、例えば、上記実施の形態では、チョッパ制御を行うスイッチング電源を用いたが、これに限定されるものではなく、これに代えて、例えば、リニア電源を用いてもよい。

その他、本発明は、出力電圧Ｖoutが直流電圧であり、その直流電圧レベルを変化させることができる、全ての電源装置に適用可能である。

１…電圧変換装置、１０…スイッチング電源、２０…整流回路、３０，７３…トランス、３１…１次側巻線、３２Ａ，３２Ｂ…２次側巻線、４０…平滑回路、５０，６０…帰還部、５３，５６…バッファ、７０…制御部、７１…エラーアンプ、７２…ＳＷ制御部、７４，７５…ＳＷ駆動部、８１…Ａ／Ｄ変換回路、８２，８３…レジスタ、８４…ＬＵＴ、８５…演算回路、８６…駆動部、ＢＨ…高圧バッテリ、ＢＬ…低圧バッテリ、Ｃin…入力平滑コンデンサ、Ｃout…出力平滑コンデンサ、Ｃ５５…容量素子、Ｄ２１，Ｄ２２…ダイオード、ＤＰＷ…パルス幅コード、ＤＰＷrev…パルス幅補正値、ＤＰＷset…パルス幅指示値、Ｄth…しきい値、ＤＶout…出力電圧コード、ＤＶset…電圧指示値、Ｉａ１，Ｉｂ１…１次側ループ電流、Ｉａ２，Ｉｂ２…２次側ループ電流、Ｉout…出力電流、Ｌ１Ｈ…１次側高圧ライン、Ｌ１Ｌ…１次側低圧ライン、Ｌ２，Ｌ２Ｈ…２次側高圧ライン、Ｌ２Ｌ…２次側低圧ライン、Ｌｃｈ…インダクタ、Ｌｒ…共振用インダクタ、ＰＷ…パルス幅、Ｒ５１，Ｒ５２，Ｒ５５，Ｒ５７〜Ｒ５９，Ｒ６１，Ｒ６２…抵抗、Ｓ１１〜Ｓ１４，Ｓ２１，Ｓ２２…ＳＷ制御信号、ＳＰＷＭ…ＰＷＭ信号、ＳＷ１１〜ＳＷ１４，ＳＷ２１，ＳＷ２２…スイッチング素子、Ｔ１〜Ｔ４…端子、Ｔ１１，Ｔ１２…期間、Ｔｄ…デッドタイム、ＶＨ…高レベル電圧、ＶＬ…低レベル電圧、ＶＰＷＭ、Ｖout1…電圧、ΔＤＰＷ…微小パルス幅値。

Claims (7)

1. 入力電圧を直流出力電圧に変換する電圧変換回路と、
   前記直流出力電圧を外部から供給された電圧指示値に対応する電圧に近づけるための第１帰還信号を、時間的に離散して生成する第１帰還部と、
   前記直流出力電圧を一定にするための第２帰還信号を、時間的に連続して生成する第２帰還部と、
   前記第１帰還信号および前記第２帰還信号に基づいて前記電圧変換回路を制御する制御部と
   を備え、
   前記第１帰還部は、クロック信号に同期したタイミングで、前記第１帰還信号を生成するデジタル回路を含んで構成され、
   前記第２帰還部は、前記電圧変換回路の出力電流の変化に起因する前記直流出力電圧の変動を打ち消すように負帰還をかける
   電圧変換装置。
2. 前記第１帰還部は、前記直流出力電圧が、前記電圧指示値を含む所定の電圧範囲内であるかどうかを判定し、
   前記直流出力電圧がその所定の電圧範囲外である場合において、前記直流出力電圧が前記電圧指示値に対応する電圧になるように負帰還制御を行い、
   前記直流出力電圧がその所定の電圧範囲内である場合において、前記負帰還制御を行わない
   請求項１に記載の電圧変換装置。
3. 前記第２帰還部はアナログ回路で構成されている
   請求項１に記載の電圧変換装置。
4. 前記電圧変換回路は、
   １次側巻線と２次側巻線とを有するトランスと、
   前記１次側巻線に接続され、スイッチング動作により前記入力電圧を交流電圧に変換するスイッチング回路と、
   前記２次側巻線から供給された交流の信号を整流する整流回路と、
   前記整流回路により整流された信号を平滑化して前記直流出力電圧を生成する平滑回路と
   を備え、
   前記制御部は、前記第１帰還信号および前記第２帰還信号に基づいて前記スイッチング回路のスイッチング動作を制御する
   請求項１から請求項３のいずれか一項に記載の電圧変換装置。
5. 前記整流回路は、１または複数のスイッチング素子により構成され、そのスイッチング素子のスイッチング動作により、前記２次側巻線から供給された交流の信号を整流する
   請求項４に記載の電圧変換装置。
6. 前記整流回路は、１または複数のダイオードにより構成されている
   請求項５に記載の電圧変換装置。
7. 入力電圧を直流出力電圧に変換する電圧変換回路を制御する電圧制御回路であって、
   前記直流出力電圧を外部から供給された電圧指示値に対応する電圧に近づけるための第１帰還信号を、時間的に離散して生成する第１帰還部と、
   前記直流出力電圧を一定にするための第２帰還信号を、時間的に連続して生成する第２帰還部と、
   前記第１帰還信号および前記第２帰還信号に基づいて前記電圧変換回路を制御する制御部と
   を備え、
   前記第１帰還部は、クロック信号に同期したタイミングで、前記第１帰還信号を生成するデジタル回路を含んで構成され、
   前記第２帰還部は、前記電圧変換回路の出力電流の変化に起因する前記直流出力電圧の変動を打ち消すように負帰還をかける
   電圧制御回路。

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