JP6160547B2 - 電力変換装置及び電力変換方法 - Google Patents

電力変換装置及び電力変換方法 Download PDF

Info

Publication number
JP6160547B2
JP6160547B2 JP2014081405A JP2014081405A JP6160547B2 JP 6160547 B2 JP6160547 B2 JP 6160547B2 JP 2014081405 A JP2014081405 A JP 2014081405A JP 2014081405 A JP2014081405 A JP 2014081405A JP 6160547 B2 JP6160547 B2 JP 6160547B2
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
voltage
port
circuit
primary
input
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Fee Related
Application number
JP2014081405A
Other languages
English (en)
Other versions
JP2015204640A (ja
Inventor
潤 武藤
潤 武藤
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Toyota Motor Corp
Original Assignee
Toyota Motor Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Toyota Motor Corp filed Critical Toyota Motor Corp
Priority to JP2014081405A priority Critical patent/JP6160547B2/ja
Priority to US14/680,317 priority patent/US9627986B2/en
Priority to CN201510160759.0A priority patent/CN104980032B/zh
Publication of JP2015204640A publication Critical patent/JP2015204640A/ja
Application granted granted Critical
Publication of JP6160547B2 publication Critical patent/JP6160547B2/ja
Expired - Fee Related legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33576—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer
    • H02M3/33584—Bidirectional converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/3353—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having at least two simultaneously operating switches on the input side, e.g. "double forward" or "double (switched) flyback" converter
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33561—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having more than one ouput with independent control
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0064—Magnetic structures combining different functions, e.g. storage, filtering or transformation

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Description

本発明は、電力変換装置及び電力変換方法に関する。
従来、１次側ポートを含む１次側変換回路と、２次側ポートを含み、１次側変換回路と変圧器で磁気結合する２次側変換回路との間で伝送される伝送電力を、位相差φに応じて調整する電力変換装置が知られている（例えば、特許文献１を参照）。
特開２０１１−１９３７１３号公報
上述の電力変換装置において、１次側ポートの電圧と２次側ポートの電圧との電圧比は、一定（基準値）であることが前提とされる。
しかしながら、２次側ポートに、例えば、ハイブリッド車の高圧バッテリ等が接続されると、２次側ポートの電圧は大きく変動する（±５０Ｖ以上）。電圧比が基準値から乖離することにより、伝送電力は低下してしまう。
そこで、伝送電力の低下を抑制することを目的とする。
上記目的を達成するため、一態様によれば、
１次側回路に備えられる１次側ポートと、前記１次側回路と変圧器で磁気結合する２次側回路に構成される２次側ポートと、前記２次側ポートと接続されるＤＣＤＣコンバータと、を備える電源装置の電力変換方法であって、
前記変圧器によって前記１次側ポートの電圧と前記２次側ポートの電圧との電圧比を１：Ｎの巻き数比で変圧させ、前記１次側回路のスイッチングと前記２次側回路のスイッチングとの位相差を変更して、前記１次側回路と前記２次側回路との間で伝送される伝送電力を調整するステップと、
前記伝送電力を伝送している期間中、前記１次側ポートの電圧と前記２次側ポートの電圧との電圧比を監視する監視ステップと、
前記電圧比が、前記変圧器の巻き数比１：Ｎと等しく、前記１次側ポートの電圧と前記２次側ポートの電圧とが均衡する値である基準値から所定値以上乖離しているか否かを判定する判定ステップと、
前記伝送電力を伝送している期間で、前記電圧比が前記基準値から前記所定値以上乖離していないときに、前記ＤＣＤＣコンバータを作動させない不作動ステップと、
前記伝送電力を伝送している期間で、前記電圧比が前記基準値から前記所定値以上乖離しているときに、前記ＤＣＤＣコンバータを作動させて、前記２次側ポートの電圧を所定範囲内の値に保持させることで、前記電圧比を前記基準値に近づける作動ステップと、
を有する、電力変換方法が提供される。
一態様によれば、伝送電力の低下を抑制することができる。
電力変換装置の実施形態である電源装置の構成例を示したブロック図 制御部の構成例を示したブロック図 １次側回路及び２次側回路のスイッチング例を示したタイミングチャート 制御部の構成例を示したブロック図 伝送電力Ｐと電圧比Ｍとの関係を示したグラフ 伝送電力Ｐと電圧比Ｍとの関係を示したグラフ 電力変換方法の一例を示したフローチャート
＜電源装置１０１の構成＞
図１は、電力変換装置の実施形態である電源装置１０１の構成例を示したブロック図である。電源装置１０１は、例えば、電源回路１０と、制御部５０と、センサ部７０と、昇降圧ＤＣＤＣコンバータ８０とを備えた電源システムである。電源装置１０１は、例えば、自動車等の車両に搭載され、車載の各負荷に配電するシステムである。このような車両の具体例として、ハイブリッド車、プラグインハイブリッド車、電気自動車などが挙げられる。
電源装置１０１は、例えば、１次側高電圧系負荷（例えば、電動パワーステアリング装置（ＥＰＳ）、等）６１ａが接続される第１入出力ポート６０ａと、１次側低電圧系負荷（例えば、電子制御装置（ＥＣＵ）、電子制御ブレーキシステム（ＥＣＢ）、等）６１ｃ及び１次側低電圧系電源（例えば、補機バッテリ、等）６２ｃが接続される第２入出力ポート６０ｃとを、１次側ポートとして有している。１次側低電圧系電源６２ｃは、１次側低電圧系電源６２ｃと同じ電圧系（例えば、１２Ｖ系）で動作する１次側低電圧系負荷６１ｃに電力を供給する。また、１次側低電圧系電源６２ｃは、１次側低電圧系電源６２ｃと異なる電圧系（例えば、１２Ｖ系よりも高い４８Ｖ系）で動作する１次側高電圧系負荷６１ａに、電源回路１０に構成される１次側変換回路２０によって昇圧された電力を供給する。１次側低電圧系電源６２ｃの具体例として、鉛バッテリ等の二次電池が挙げられる。
電源装置１０１は、例えば、昇降圧ＤＣＤＣコンバータ８０、２次側高電圧系負荷６１ｂ及び２次側高電圧系電源（例えば、主機バッテリ、等）６２ｂが接続される第３入出力ポート６０ｂと、２次側低電圧系負荷６１ｄが接続される第４入出力ポート６０ｄとを、２次側ポートとして有している。２次側高電圧系電源６２ｂは、２次側高電圧系電源６２ｂと同じ電圧系（例えば、１２Ｖ系及び４８Ｖ系よりも高い２８８Ｖ系）で動作する２次側高電圧系負荷６１ｂに電力を供給する。また、２次側高電圧系電源６２ｂは、２次側高電圧系電源６２ｂと異なる電圧系（例えば、２８８Ｖ系よりも低い７２Ｖ系）で動作する２次側低電圧系負荷６１ｄに、電源回路１０に構成される２次側変換回路３０によって降圧された電力を供給する。２次側高電圧系電源６２ｂの具体例として、リチウムイオン電池等の二次電池が挙げられる。
電源回路１０は、上述の４つの入出力ポートを有し、それらの４つの入出力ポートのうちから任意の２つの入出力ポートが選択され、当該２つの入出力ポートの間で電力変換を行う機能を有する電力変換回路である。なお、電源回路１０を備えた電源装置１０１は、少なくとも３つ以上の複数の入出力ポートを有し、少なくとも３つ以上の複数の入出力ポートのうちどの２つの入出力ポート間でも電力を変換することが可能な装置でもよい。例えば、電源回路１０は、第４入出力ポート６０ｄが無い３つの入出力ポートを有する回路でもよい。
ポート電力Ｐａ，Ｐｃ，Ｐｂ，Ｐｄは、それぞれ、第１入出力ポート６０ａ，第２入出力ポート６０ｃ，第３入出力ポート６０ｂ，第４入出力ポート６０ｄにおける入出力電力（入力電力又は出力電力）である。ポート電圧Ｖａ，Ｖｃ，Ｖｂ，Ｖｄは、それぞれ、第１入出力ポート６０ａ，第２入出力ポート６０ｃ，第３入出力ポート６０ｂ，第４入出力ポート６０ｄにおける入出力電圧（入力電圧又は出力電圧）である。ポート電流Ｉａ，Ｉｃ，Ｉｂ，Ｉｄは、それぞれ、第１入出力ポート６０ａ，第２入出力ポート６０ｃ，第３入出力ポート６０ｂ，第４入出力ポート６０ｄにおける入出力電流（入力電流又は出力電流）である。
電源回路１０は、第１入出力ポート６０ａに設けられるキャパシタＣ１と、第２入出力ポート６０ｃに設けられるキャパシタＣ３と、第３入出力ポート６０ｂに設けられるキャパシタＣ２と、第４入出力ポート６０ｄに設けられるキャパシタＣ４とを備えている。キャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４の具体例として、フィルムコンデンサ、アルミニウム電解コンデンサ、セラミックコンデンサ、固体高分子コンデンサなどが挙げられる。
キャパシタＣ１は、第１入出力ポート６０ａの高電位側の端子６１３と、第１入出力ポート６０ａ及び第２入出力ポート６０ｃの低電位側の端子６１４との間に挿入される。キャパシタＣ３は、第２入出力ポート６０ｃの高電位側の端子６１６と、第１入出力ポート６０ａ及び第２入出力ポート６０ｃの低電位側の端子６１４との間に挿入される。キャパシタＣ２は、第３入出力ポート６０ｂの高電位側の端子６１８と、第３入出力ポート６０ｂ及び第４入出力ポート６０ｄの低電位側の端子６２０との間に挿入される。キャパシタＣ４は、第４入出力ポート６０ｄの高電位側の端子６２２と、第３入出力ポート６０ｂ及び第４入出力ポート６０ｄの低電位側の端子６２０との間に挿入される。
キャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４は、電源回路１０の内部に設けられてもよいし、電源回路１０の外部に設けられてもよい。
電源回路１０は、１次側変換回路２０と、２次側変換回路３０とを含んで構成された電力変換回路である。なお、１次側変換回路２０と２次側変換回路３０とは、１次側磁気結合リアクトル２０４及び２次側磁気結合リアクトル３０４を介して接続され、且つ、変圧器４００（センタータップ式変圧器）で磁気結合されている。第１入出力ポート６０ａ及び第２入出力ポート６０ｃから構成される１次側ポートと、第３入出力ポート６０ｂ及び第４入出力ポート６０ｄから構成される２次側ポートとは、変圧器４００を介して接続されている。
１次側変換回路２０は、１次側フルブリッジ回路２００と、第１入出力ポート６０ａと、第２入出力ポート６０ｃとを含んで構成された１次側回路である。１次側フルブリッジ回路２００は、変圧器４００の１次側コイル２０２と、１次側磁気結合リアクトル２０４と、１次側第１上アームＵ１と、１次側第１下アーム／Ｕ１と、１次側第２上アームＶ１と、１次側第２下アーム／Ｖ１とを含んで構成された１次側電力変換部である。ここで、１次側第１上アームＵ１と、１次側第１下アーム／Ｕ１と、１次側第２上アームＶ１と、１次側第２下アーム／Ｖ１は、それぞれ、例えば、Ｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴと、当該ＭＯＳＦＥＴの寄生素子であるボディダイオードとを含んで構成されたスイッチング素子である。当該ＭＯＳＦＥＴに並列にダイオードが追加接続されてもよい。
１次側フルブリッジ回路２００は、第１入出力ポート６０ａの高電位側の端子６１３に接続される１次側正極母線２９８と、第１入出力ポート６０ａ及び第２入出力ポート６０ｃの低電位側の端子６１４に接続される１次側負極母線２９９とを有している。
１次側正極母線２９８と１次側負極母線２９９との間には、１次側第１上アームＵ１と、１次側第１下アーム／Ｕ１とを直列接続した１次側第１アーム回路２０７が取り付けられている。１次側第１アーム回路２０７は、１次側第１上アームＵ１及び１次側第１下アーム／Ｕ１のオンオフのスイッチング動作による電力変換動作が可能な１次側第１電力変換回路部（１次側Ｕ相電力変換回路部）である。さらに、１次側正極母線２９８と１次側負極母線２９９との間には、１次側第２上アームＶ１と、１次側第２下アーム／Ｖ１とを直列接続した１次側第２アーム回路２１１が１次側第１アーム回路２０７と並列に取り付けられている。１次側第２アーム回路２１１は、１次側第２上アームＶ１及び１次側第２下アーム／Ｖ１のオンオフのスイッチング動作による電力変換動作が可能な１次側第２電力変換回路部（１次側Ｖ相電力変換回路部）である。
１次側第１アーム回路２０７の中点２０７ｍと１次側第２アーム回路２１１の中点２１１ｍを接続するブリッジ部分には、１次側コイル２０２と１次側磁気結合リアクトル２０４とが設けられている。ブリッジ部分についてより詳細に接続関係について説明すると、１次側第１アーム回路２０７の中点２０７ｍには、１次側磁気結合リアクトル２０４の１次側第１リアクトル２０４ａの一方端が接続される。そして、１次側第１リアクトル２０４ａの他方端には、１次側コイル２０２の一方端が接続される。さらに、１次側コイル２０２の他方端には、１次側磁気結合リアクトル２０４の１次側第２リアクトル２０４ｂの一方端が接続される。それから、１次側第２リアクトル２０４ｂの他方端が１次側第２アーム回路２１１の中点２１１ｍに接続される。なお、１次側磁気結合リアクトル２０４は、１次側第１リアクトル２０４ａと、１次側第１リアクトル２０４ａと結合係数ｋ１で磁気結合する１次側第２リアクトル２０４ｂとを含んで構成される。
中点２０７ｍは、１次側第１上アームＵ１と１次側第１下アーム／Ｕ１との間の１次側第１中間ノードであり、中点２１１ｍは、１次側第２上アームＶ１と１次側第２下アーム／Ｖ１との間の１次側第２中間ノードである。
第１入出力ポート６０ａは、１次側正極母線２９８と１次側負極母線２９９との間に設けられるポートである。第１入出力ポート６０ａは、端子６１３と端子６１４とを含んで構成される。第２入出力ポート６０ｃは、１次側負極母線２９９と１次側コイル２０２のセンタータップ２０２ｍとの間に設けられるポートである。第２入出力ポート６０ｃは、端子６１４と端子６１６とを含んで構成される。
第１入出力ポート６０ａのポート電圧Ｖａ及び第２入出力ポート６０ｃのポート電圧Ｖｃは、１次側低電圧系電源６２ｃの電圧に依存して変動する。
センタータップ２０２ｍは、第２入出力ポート６０ｃの高電位側の端子６１６に接続されている。センタータップ２０２ｍは、１次側コイル２０２に構成される１次側第１巻線２０２ａと１次側第２巻線２０２ｂとの中間接続点である。
２次側変換回路３０は、２次側フルブリッジ回路３００と、第３入出力ポート６０ｂと、第４入出力ポート６０ｄとを含んで構成された２次側回路である。２次側フルブリッジ回路３００は、変圧器４００の２次側コイル３０２と、２次側磁気結合リアクトル３０４と、２次側第１上アームＵ２と、２次側第１下アーム／Ｕ２と、２次側第２上アームＶ２と、２次側第２下アーム／Ｖ２とを含んで構成された２次側電力変換部である。ここで、２次側第１上アームＵ２と、２次側第１下アーム／Ｕ２と、２次側第２上アームＶ２と、２次側第２下アーム／Ｖ２は、それぞれ、例えば、Ｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴと、当該ＭＯＳＦＥＴの寄生素子であるボディダイオードとを含んで構成されたスイッチング素子である。当該ＭＯＳＦＥＴに並列にダイオードが追加接続されてもよい。
２次側フルブリッジ回路３００は、第３入出力ポート６０ｂの高電位側の端子６１８に接続される２次側正極母線３９８と、第３入出力ポート６０ｂ及び第４入出力ポート６０ｄの低電位側の端子６２０に接続される２次側負極母線３９９とを有している。
２次側正極母線３９８と２次側負極母線３９９との間には、２次側第１上アームＵ２と、２次側第１下アーム／Ｕ２とを直列接続した２次側第１アーム回路３０７が取り付けられている。２次側第１アーム回路３０７は、２次側第１上アームＵ２及び２次側第１下アーム／Ｕ２のオンオフのスイッチング動作による電力変換動作が可能な２次側第１電力変換回路部（２次側Ｕ相電力変換回路部）である。さらに、２次側正極母線３９８と２次側負極母線３９９との間には、２次側第２上アームＶ２と、２次側第２下アーム／Ｖ２とを直列接続した２次側第２アーム回路３１１が２次側第１アーム回路３０７と並列に取り付けられている。２次側第２アーム回路３１１は、２次側第２上アームＶ２及び２次側第２下アーム／Ｖ２のオンオフのスイッチング動作による電力変換動作が可能な２次側第２電力変換回路部（２次側Ｖ相電力変換回路部）である。
２次側第１アーム回路３０７の中点３０７ｍと２次側第２アーム回路３１１の中点３１１ｍを接続するブリッジ部分には、２次側コイル３０２と２次側磁気結合リアクトル３０４とが設けられている。ブリッジ部分についてより詳細に接続関係について説明すると、２次側第１アーム回路３０７の中点３０７ｍには、２次側磁気結合リアクトル３０４の２次側第１リアクトル３０４ａの一方端が接続される。そして、２次側第１リアクトル３０４ａの他方端には、２次側コイル３０２の一方端が接続される。さらに、２次側コイル３０２の他方端には、２次側磁気結合リアクトル３０４の２次側第２リアクトル３０４ｂの一方端が接続される。それから、２次側第２リアクトル３０４ｂの他方端が２次側第２アーム回路３１１の中点３１１ｍに接続される。なお、２次側磁気結合リアクトル３０４は、２次側第１リアクトル３０４ａと、２次側第１リアクトル３０４ａと結合係数ｋ２で磁気結合する２次側第２リアクトル３０４ｂとを含んで構成される。
中点３０７ｍは、２次側第１上アームＵ２と２次側第１下アーム／Ｕ２との間の２次側第１中間ノードであり、中点３１１ｍは、２次側第２上アームＶ２と２次側第２下アーム／Ｖ２との間の２次側第２中間ノードである。
第３入出力ポート６０ｂは、２次側正極母線３９８と２次側負極母線３９９との間に設けられるポートである。第３入出力ポート６０ｂは、端子６１８と端子６２０とを含んで構成される。第４入出力ポート６０ｄは、２次側負極母線３９９と２次側コイル３０２のセンタータップ３０２ｍとの間に設けられるポートである。第４入出力ポート６０ｄは、端子６２０と端子６２２とを含んで構成される。
第３入出力ポート６０ｂのポート電圧Ｖｂ及び第４入出力ポート６０ｄのポート電圧Ｖｄは、２次側低電圧系電源６２ｂの電圧に依存して変動する。
センタータップ３０２ｍは、第４入出力ポート６０ｄの高電位側の端子６２２に接続されている。センタータップ３０２ｍは、２次側コイル３０２に構成される２次側第１巻線３０２ａと２次側第２巻線３０２ｂとの中間接続点である。
図１において、電源装置１０１は、センサ部７０を備えている。センサ部７０は、第１乃至第４入出力ポート６０ａ，６０ｃ，６０ｂ，６０ｄの少なくとも一つのポートにおける入出力値Ｙを所定の検出周期で検出し、その検出した入出力値Ｙに対応する検出値Ｙｄを制御部５０に対して出力する検出手段である。検出値Ｙｄは、入出力電圧を検出して得られた検出電圧でもよいし、入出力電流を検出して得られた検出電流でもよいし、入出力電力を検出して得られた検出電力でもよい。センサ部７０は、電源回路１０の内部に備えられても外部に備えられてもよい。
センサ部７０は、例えば、第１乃至第４入出力ポート６０ａ，６０ｃ，６０ｂ，６０ｄの少なくとも一つのポートに生ずる入出力電圧を検出する電圧検出部を有している。センサ部７０は、例えば、入出力電圧Ｖａと入出力電圧Ｖｃの少なくとも一方の検出電圧を１次側電圧検出値として出力する１次側電圧検出部と、入出力電圧Ｖｂと入出力電圧Ｖｄの少なくとも一方の検出電圧を２次側電圧検出値として出力する２次側電圧検出部とを有している。
センサ部７０の電圧検出部は、例えば、少なくとも一つのポートの入出力電圧値をモニタする電圧センサと、該電圧センサによってモニタされた入出力電圧値に対応する検出電圧を制御部５０に対して出力する電圧検出回路とを有している。
センサ部７０は、例えば、第１乃至第４入出力ポート６０ａ，６０ｃ，６０ｂ，６０ｄの少なくとも一つのポートに流れる入出力電流を検出する電流検出部を有している。センサ部７０は、例えば、入出力電流Ｉａと入出力電流Ｉｃの少なくとも一方の検出電流を１次側電流検出値として出力する１次側電流検出部と、入出力電流Ｉｂと入出力電流Ｉｄの少なくとも一方の検出電流を２次側電流検出値として出力する２次側電流検出部とを有している。
センサ部７０の電流検出部は、例えば、少なくとも一つのポートの入出力電流値をモニタする電流センサと、該電流センサによってモニタされた入出力電流値に対応する検出電流を制御部５０に対して出力する電流検出回路とを有している。
図１において、電源装置１０１は、昇降圧ＤＣＤＣコンバータ８０を備えている。
昇降圧ＤＣＤＣコンバータ８０は、第１入出力ポート６０ａにおける入出力電圧（ポート電圧Ｖａ）と第３入出力ポート６０ｂにおける入出力電圧（ポート電圧Ｖｂ）との電圧比Ｍが、基準値から所定値以上乖離している場合に、作動する。又、昇降圧ＤＣＤＣコンバータ８０は、電圧比Ｍが、基準値から所定値以上乖離していない場合に、作動しない。即ち、昇降圧ＤＣＤＣコンバータ８０は、電圧比Ｍに基づいて、作動又は非作動する。
なお、基準値とは、ポート電圧Ｖａとポート電圧Ｖｂとが均衡し（ポート電圧Ｖａ：ポート電圧Ｖｂ＝１：Ｎ（但し、Ｎは、変圧器４００の巻き数比））、１次側変換回路２０と２次側変換回路３０との間に所望の電力が伝送されている場合の、電圧比（＝Ｎ）を指す。又、所定値とは、１次側変換回路２０と２次側変換回路３０との間に伝送される電力を低下させずに、電圧比Ｍが基準値（＝Ｎ）から乖離することが許される限界の値を指す。
例えば、電圧比Ｍが、基準値±所定値を満たしていれば（（基準値−所定値）＜電圧比Ｍ＜（基準値＋所定値））、ポート電圧Ｖｂは、所定範囲内の値を保持するため、伝送電力は低下しない。例えば、電圧比Ｍが、所定値以上乖離していれば（電圧比Ｍ≦（基準値−所定値）、又は、（基準値＋所定値）≦電圧比Ｍ）、ポート電圧Ｖｂは、所定範囲内の値を保持しないため、伝送電力は低下する。
電源装置１０１は、制御部５０を備えている。制御部５０は、例えば、ＣＰＵを内蔵するマイクロコンピュータを備えた電子回路である。制御部５０は、電源回路１０の内部に備えられても外部に備えられてもよい。
制御部５０は、所定の制御パラメータＸの値を変化させることによって、電源回路１０で行われる電力変換動作をフィードバック制御し、電源回路１０の第１乃至第４の各入出力ポート６０ａ，６０ｃ，６０ｂ，６０ｄにおける入出力値Ｙを調整できる。主な制御パラメータＸとして、位相差φ及びデューティ比Ｄ（オン時間δ）の２種類の制御変数が挙げられる。
位相差φは、１次側フルブリッジ回路２００と２次側フルブリッジ回路３００との間で同じ相の電力変換回路部間でのスイッチングタイミングのずれ（タイムラグ）である。デューティ比Ｄ（オン時間δ）は、１次側フルブリッジ回路２００及び２次側フルブリッジ回路３００に構成される各電力変換回路部でのスイッチング波形のデューティ比（オン時間）である。
これらの２つの制御パラメータＸは、互いに独立に制御されることが可能である。制御部５０は、位相差φ及びデューティ比Ｄ（オン時間δ）を用いた１次側フルブリッジ回路２００及び２次側フルブリッジ回路３００のデューティ比制御及び／又は位相制御によって、電源回路１０の各入出力ポートにおける入出力値Ｙを変化させる。
制御部５０は、第１乃至第４入出力ポート６０ａ，６０ｃ，６０ｂ，６０ｄの少なくとも一つのポートにおける入出力値Ｙの検出値Ｙｄが、該ポートに設定された目標値Ｙｏに収束する値に、位相差φ又はデューティ比Ｄが変化するように、電源回路１０による電力変換動作をフィードバック制御する。目標値Ｙｏは、例えば、各入出力ポートに接続される負荷（例えば、１次側低電圧系負荷６１ｃ等）毎に規定される駆動条件に基づいて、制御部５０又は制御部５０以外の所定の装置によって設定される指令値である。目標値Ｙｏは、電力がポートから出力されるときには出力目標値として機能し、電力がポートに入力されるときには入力目標値として機能し、目標電圧値でもよいし、目標電流値でもよいし、目標電力値でもよい。
また、制御部５０は、１次側変換回路２０と２次側変換回路３０との間で変圧器４００を介して伝送される伝送電力Ｐが、設定された目標伝送電力に収束する値に、位相差φが変化するように、電源回路１０による電力変換動作をフィードバック制御する。伝送電力は、電力伝送量とも呼ばれる。目標伝送電力は、例えば、いずれかのポートにおける検出値Ｙｄと目標値Ｙｏとの偏差に基づいて、制御部５０又は制御部５０以外の所定の装置によって設定される指令値である。
制御部５０は、ポート電圧Ｖａ、ポート電圧Ｖｂを検出し、電圧比Ｍ（ポート電圧Ｖａとポート電圧Ｖｂとの比）を監視して、昇降圧ＤＣＤＣコンバータ８０を作動又は非作動させ、１次側変換回路２０と２次側変換回路３０との間で伝送される伝送電力を制御する。
例えば、電圧比Ｍが基準値から所定値以上乖離している場合、制御部５０は、昇降圧ＤＣＤＣコンバータ８０を作動させる。そして、制御部５０は、ポート電圧Ｖｂを変更し、所定範囲内の値に保持する。
これにより、電源装置１０１は、電圧比Ｍを略一定（許容範囲内の値：（基準値−所定値）＜電圧比Ｍ＜（基準値＋所定値））に保ち、１次側変換回路２０と２次側変換回路３０との間で伝送される電力の低下を抑制することができる。なお、この許容範囲は、電源装置１０１毎に、任意に設定することが可能である。
図２は、制御部５０のブロック図である。制御部５０は、１次側変換回路２０の１次側第１上アームＵ１等の各スイッチング素子と２次側変換回路３０の２次側第１上アームＵ２等の各スイッチング素子のスイッチング制御を行う機能を有する制御部である。制御部５０は、電力変換モード決定処理部５０２と、位相差φ決定処理部５０４と、オン時間δ決定処理部５０６と、１次側スイッチング処理部５０８と、２次側スイッチング処理部５１０等を含んで構成される。制御部５０は、例えば、ＣＰＵを内蔵するマイクロコンピュータを備えた電子回路である。
電力変換モード決定処理部５０２は、例えば、所定の外部信号（例えば、いずれかのポートにおける検出値Ｙｄと目標値Ｙｏとの偏差を表す信号）に基づいて、次に述べる電源回路１０の電力変換モードＡ〜Ｌの中から動作モードを選択して決定する。電力変換モードは、第１入出力ポート６０ａから入力された電力を変換して第２入出力ポート６０ｃへ出力するモードＡと、第１入出力ポート６０ａから入力された電力を変換して第３入出力ポート６０ｂへ出力するモードＢと、第１入出力ポート６０ａから入力された電力を変換して第４入出力ポート６０ｄへ出力するモードＣがある。
そして、第２入出力ポート６０ｃから入力された電力を変換して第１入出力ポート６０ａへ出力するモードＤと、第２入出力ポート６０ｃから入力された電力を変換して第３入出力ポート６０ｂへ出力するモードＥと、第２入出力ポート６０ｃから入力された電力を変換して第４入出力ポート６０ｄへ出力するモードＦがある。
さらに、第３入出力ポート６０ｂから入力された電力を変換して第１入出力ポート６０ａへ出力するモードＧと、第３入出力ポート６０ｂから入力された電力を変換して第２入出力ポート６０ｃへ出力するモードＨと、第３入出力ポート６０ｂから入力された電力を変換して第４入出力ポート６０ｄへ出力するモードＩがある。
それから、第４入出力ポート６０ｄから入力された電力を変換して第１入出力ポート６０ａへ出力するモードＪと、第４入出力ポート６０ｄから入力された電力を変換して第２入出力ポート６０ｃへ出力するモードＫと、第４入出力ポート６０ｄから入力された電力を変換して第３入出力ポート６０ｂへ出力するモードＬがある。
位相差φ決定処理部５０４は、電源回路１０をＤＣ−ＤＣコンバータ回路として機能させるために、１次側変換回路２０と２次側変換回路３０との間でのスイッチング素子のスイッチング周期運動の位相差φを設定する機能を有する。
オン時間δ決定処理部５０６は、１次側変換回路２０と２次側変換回路３０をそれぞれ昇降圧回路として機能させるために、１次側変換回路２０と２次側変換回路３０のスイッチング素子のオン時間δを設定する機能を有する。
１次側スイッチング処理部５０８は、電力変換モード決定処理部５０２と位相差φ決定処理部５０４とオン時間δ決定処理部５０６の出力に基づいて、１次側第１上アームＵ１と、１次側第１下アーム／Ｕ１と、１次側第２上アームＶ１と、１次側第２下アーム／Ｖ１の各スイッチング素子をスイッチング制御する機能を有する。
２次側スイッチング処理部５１０は、電力変換モード決定処理部５０２と位相差φ決定処理部５０４とオン時間δ決定処理部５０６の出力に基づいて、２次側第１上アームＵ２と、２次側第１下アーム／Ｕ２と、２次側第２上アームＶ２と、２次側第２下アーム／Ｖ２の各スイッチング素子をスイッチング制御する機能を有する。
制御部５０は、図２に示す処理に限定されず、１次側変換回路２０と２次側変換回路３０との間で伝送される伝送電力を制御するために必要とされる様々な処理を行うことが可能である。
＜電源装置１０１の動作＞
上記電源装置１０１の動作について、図１及び図２を用いて説明する。例えば、電源回路１０の電力変換モードをモードＦとして動作させることを要求する外部信号が入力されてきた場合には、制御部５０の電力変換モード決定処理部５０２は、電源回路１０の電力変換モードをモードＦとして決定する。このとき、第２入出力ポート６０ｃに入力された電圧が１次側変換回路２０の昇圧機能によって昇圧され、その昇圧された電圧の電力が電源回路１０のＤＣ−ＤＣコンバータ回路としての機能によって第３入出力ポート６０ｂ側へと伝送され、さらに、２次側変換回路３０の降圧機能によって降圧されて第４入出力ポート６０ｄから出力される。
ここで、１次側変換回路２０の昇降圧機能について詳細に説明する。第２入出力ポート６０ｃと第１入出力ポート６０ａについて着目すると、第２入出力ポート６０ｃの端子６１６は、１次側第１巻線２０２ａと、１次側第１巻線２０２ａに直列接続される１次側第１リアクトル２０４ａを介して、１次側第１アーム回路２０７の中点２０７ｍに接続される。そして、１次側第１アーム回路２０７の両端は、第１入出力ポート６０ａに接続されているため、第２入出力ポート６０ｃの端子６１６と第１入出力ポート６０ａとの間には昇降圧回路が取り付けられていることとなる。
さらに、第２入出力ポート６０ｃの端子６１６は、１次側第２巻線２０２ｂと、１次側第２巻線２０２ｂに直列接続される１次側第２リアクトル２０４ｂを介して、１次側第２アーム回路２１１の中点２１１ｍに接続される。そして、１次側第２アーム回路２１１の両端は、第１入出力ポート６０ａに接続されているため、第２入出力ポート６０ｃの端子６１６と第１入出力ポート６０ａとの間には、昇降圧回路が並列に取り付けられていることとなる。なお、２次側変換回路３０は、１次側変換回路２０とほぼ同様の構成を有する回路であるため、第４入出力ポート６０ｄの端子６２２と第３入出力ポート６０ｂとの間には、２つの昇降圧回路が並列に接続されていることとなる。したがって、２次側変換回路３０は、１次側変換回路２０と同様に昇降圧機能を有する。
次に、電源回路１０のＤＣ−ＤＣコンバータ回路としての機能について詳細に説明する。第１入出力ポート６０ａと第３入出力ポート６０ｂについて着目すると、第１入出力ポート６０ａには、１次側フルブリッジ回路２００が接続され、第３入出力ポート６０ｂは、２次側フルブリッジ回路３００が接続されている。そして、１次側フルブリッジ回路２００のブリッジ部分に設けられる１次側コイル２０２と、２次側フルブリッジ回路３００のブリッジ部分に設けられる２次側コイル３０２とが結合係数ｋＴで磁気結合することで、変圧器４００が巻き数１：Ｎのセンタータップ式変圧器として機能する。したがって、１次側フルブリッジ回路２００と２次側フルブリッジ回路３００でのスイッチング素子のスイッチング周期運動の位相差φを調整することで、第１入出力ポート６０ａに入力された電力を変換して第３入出力ポート６０ｂに伝送させ、あるいは、第３入出力ポート６０ｂに入力された電力を変換して第１入出力ポート６０ａに伝送させることができる。
図３は、制御部５０の制御によって、電源回路１０に構成される各アームのオンオフのスイッチング波形のタイミングチャートを示す図である。図３において、Ｕ１は、１次側第１上アームＵ１のオンオフ波形であり、Ｖ１は、１次側第２上アームＶ１のオンオフ波形であり、Ｕ２は、２次側第１上アームＵ２のオンオフ波形であり、Ｖ２は、２次側第２上アームＶ２のオンオフ波形である。１次側第１下アーム／Ｕ１、１次側第２下アーム／Ｖ１、２次側第１下アーム／Ｕ２、２次側第２下アーム／Ｖ２のオンオフ波形は、それぞれ、１次側第１上アームＵ１、１次側第２上アームＶ１、２次側第１上アームＵ２、２次側第２上アームＶ２のオンオフ波形を反転した波形である（図示省略）。なお、上下アームの両オンオフ波形間には、上下アームの両方がオンすることで貫通電流が流れないようにデッドタイムが設けられているとよい。また、図３において、ハイレベルがオン状態を表し、ローレベルがオフ状態を表している。
ここで、Ｕ１とＶ１とＵ２とＶ２の各オン時間δを変更することで、１次側変換回路２０と２次側変換回路３０の昇降圧比を変更することができる。例えば、Ｕ１とＶ１とＵ２とＶ２の各オン時間δを互いに等しくすることで、１次側変換回路２０の昇降圧比と２次側変換回路３０の昇降圧比を等しくできる。
オン時間δ決定処理部５０６は、１次側変換回路２０と２次側変換回路３０の昇降圧比が互いに等しくなるように、Ｕ１とＶ１とＵ２とＶ２の各オン時間δを互いに等しくする（各オン時間δ＝１次側オン時間δ１１＝２次側オン時間δ１２＝時間値β）。
１次側変換回路２０の昇降圧比は、１次側フルブリッジ回路２００に構成されるスイッチング素子（アーム）のスイッチング周期Ｔに占めるオン時間δの割合であるデューティ比Ｄによって決まる。同様に、２次側変換回路３０の昇降圧比は、２次側フルブリッジ回路３００に構成されるスイッチング素子（アーム）のスイッチング周期Ｔに占めるオン時間δの割合であるデューティ比Ｄによって決まる。１次側変換回路２０の昇降圧比は、第１入出力ポート６０ａと第２入出力ポート６０ｃとの間の変圧比であり、２次側変換回路３０の昇降圧比は、第３入出力ポート６０ｂと第４入出力ポート６０ｄとの間の変圧比である。
したがって、例えば、
１次側変換回路２０の昇降圧比
＝第２入出力ポート６０ｃの電圧／第１入出力ポート６０ａの電圧
＝δ１１／Ｔ＝β／Ｔ
２次側変換回路３０の昇降圧比
＝第４入出力ポート６０ｄの電圧／第３入出力ポート６０ｂの電圧
＝δ１２／Ｔ＝β／Ｔ
と表される。つまり、１次側変換回路２０と２次側変換回路３０の昇降圧比は互いに同じ値（＝β／Ｔ）である。
なお、図３のオン時間δは、１次側第１上アームＵ１及び１次側第２上アームＶ１のオン時間δ１１を表すとともに、２次側第１上アームＵ２及び２次側第２上アームＶ２のオン時間δ１２を表す。また、１次側フルブリッジ回路２００に構成されるアームのスイッチング周期Ｔと２次側フルブリッジ回路３００に構成されるアームのスイッチング周期Ｔは等しい時間である。
また、Ｕ１とＶ１との位相差は、１８０度（π）で動作させ、Ｕ２とＶ２との位相差も１８０度（π）で動作させる。さらに、Ｕ１とＵ２の位相差φを変更することで、１次側変換回路２０と２次側変換回路３０の間の電力伝送量Ｐを調整することができ、位相差φ＞０であれば、１次側変換回路２０から２次側変換回路３０に伝送し、位相差φ＜０であれば、２次側変換回路３０から１次側変換回路２０に伝送することができる。
位相差φは、１次側フルブリッジ回路２００と２次側フルブリッジ回路３００との間で同じ相の電力変換回路部間でのスイッチングタイミングのずれ（タイムラグ）である。例えば、位相差φは、１次側第１アーム回路２０７と２次側第１アーム回路３０７との間でのスイッチングタイミングのずれであり、１次側第２アーム回路２１１と２次側第２アーム回路３１１との間でのスイッチングタイミングのずれである。それらのずれは互いに等しいまま制御される。つまり、Ｕ１とＵ２の位相差φ及びＶ１とＶ２の位相差φは、同じ値に制御される。
したがって、例えば、電源回路１０の電力変換モードをモードＦとして動作させることを要求する外部信号が入力されてきた場合に、電力変換モード決定処理部５０２はモードＦを選択することを決定する。そして、オン時間δ決定処理部５０６は、１次側変換回路２０を第２入出力ポート６０ｃに入力された電圧を昇圧して第１入出力ポート６０ａに出力する昇圧回路として機能させる場合の昇圧比を規定するオン時間δを設定する。なお、２次側変換回路３０では、オン時間δ決定処理部５０６によって設定されたオン時間δによって規定された降圧比で第３入出力ポート６０ｂに入力された電圧を降圧して第４入出力ポート６０ｄに出力する降圧回路として機能する。さらに、位相差φ決定処理部５０４は、第１入出力ポート６０ａに入力された電力を所望の電力伝送量Ｐで第３入出力ポート６０ｂに伝送するための位相差φを設定する。
１次側スイッチング処理部５０８は、１次側変換回路２０を昇圧回路として、かつ、１次側変換回路２０をＤＣ−ＤＣコンバータ回路の一部として機能させるように、１次側第１上アームＵ１と、１次側第１下アーム／Ｕ１と、１次側第２上アームＶ１と、１次側第２下アーム／Ｖ１の各スイッチング素子をスイッチング制御する。
２次側スイッチング処理部５１０は、２次側変換回路３０を降圧回路として、かつ、２次側変換回路３０をＤＣ−ＤＣコンバータ回路の一部として機能させるように、２次側第１上アームＵ２と、２次側第１下アーム／Ｕ２と、２次側第２上アームＶ２と、２次側第２下アーム／Ｖ２の各スイッチング素子をスイッチング制御する。
上記のように、１次側変換回路２０および２次側変換回路３０を昇圧回路あるいは降圧回路として機能させることができ、かつ、電源回路１０を双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ回路としても機能させることができる。したがって、電力変換モードＡ〜Ｌの全てのモードの電力変換を行うことができ、換言すれば、４つの入出力ポートのうちから選択された２つの入出力ポート間で電力変換をすることができる。
制御部５０により位相差φ、等価インダクタンスＬ、等に応じて調整される伝送電力Ｐ（電力伝送量Ｐともいう）は、１次側変換回路２０と２次側変換回路３０において一方の変換回路から他方の変換回路に変圧器４００を介して送られる電力であり、
Ｐ＝（Ｎ×Ｖａ×Ｖｂ）／（π×ω×Ｌ）×Ｆ（Ｄ，φ）
・・・式１
で表される。
なお、Ｎは、変圧器４００の巻き数比、Ｖａは、第１入出力ポート６０ａの入出力電圧（１次側変換回路２０の１次側正極母線２９８と１次側正極母線２９９との間の電圧）、Ｖｂは、第３入出力ポート６０ｂの入出力電圧（２次側変換回路３０の１次側正極母線３９８と１次側正極母線３９９との間の電圧）である。πは、円周率、ω（＝２π×ｆ＝２π／Ｔ）は、１次側変換回路２０及び２次側変換回路３０のスイッチングの角周波数である。ｆは、１次側変換回路２０及び２次側変換回路３０のスイッチング周波数、Ｔは、１次側変換回路２０及び２次側変換回路３０のスイッチング周期、Ｌは、磁気結合リアクトル２０４，３０４と変圧器４００の電力伝送に関わる等価インダクタンスである。Ｆ（Ｄ，φ）は、デューティ比Ｄと位相差φを変数とする関数であり、デューティ比Ｄに依存せずに、位相差φが増加するにつれて単調増加する変数である。デューティ比Ｄ及び位相差φは、所定の上下限値に挟まれた範囲内で変化するように設計された制御パラメータである。
等価インダクタンスＬは、１次側磁気結合リアクトル２０４及び／又は２次側磁気結合リアクトル３０４が接続された変圧器４００の簡易等価回路上で定義できる。等価インダクタンスＬは、簡易等価回路において、１次側磁気結合リアクトル２０４の漏れインダクタンス及び／又は２次側磁気結合リアクトルの漏れインダクタンスと、変圧器４００の漏れインダクタンスとを合成した合成インダクタンスである。
例えば、２次側変換回路３０側から測定される等価インダクタンスＬ（２次側換算値ＬＥＱ２）は、
ＬＥＱ２ ＝ ２Ｌ１（１−ｋ１）Ｎ２ ＋ ２Ｌ２（１−ｋ２） ＋ ＬＴ２（１−ｋＴ ２）
・・・式２
と表すことができる。
Ｌ１は、１次側磁気結合リアクトル２０４の自己インダクタンス、ｋ１は、１次側磁気結合リアクトル２０４の結合係数、Ｎは、変圧器４００の巻き数比、Ｌ２は、２次側磁気結合リアクトル３０４の自己インダクタンス、ｋ２は、２次側磁気結合リアクトル３０４の結合係数、ＬＴ２は、変圧器４００の２次側の励磁インダクタンス、ｋＴは、変圧器４００の結合係数である。なお、第２入出力ポート６０ｃ又は第４入出力ポート６０ｄを使用しない場合、式２において、第１項又は第２項で表される漏れインダクタンスが無い場合もありうる。
又、制御部５０は、１次側ポートと２次側ポートのうち少なくとも一つの所定のポートにおけるポート電圧Ｖｐが目標ポート電圧Ｖｏに収束するように、位相差φを変更することによって、伝送電力Ｐを調整する。したがって、当該所定のポートに接続される負荷の消費電流が増えても、制御部５０は、位相差φを変化させることにより伝送電力Ｐを調整することによって、ポート電圧Ｖｐが目標ポート電圧Ｖｏに対して落ち込むことを防止できる。
例えば、制御部５０は、１次側ポートと２次側ポートのうち伝送電力Ｐの伝送先である片方のポートにおけるポート電圧Ｖｐが目標ポート電圧Ｖｏに収束するように、位相差φを変更することによって、伝送電力Ｐを調整する。したがって、伝送電力Ｐの伝送先のポートに接続される負荷の消費電流が増えても、制御部５０は、位相差φを上昇変化させることにより伝送電力Ｐを増加方向に調整することによって、ポート電圧Ｖｐが目標ポート電圧Ｖｏに対して落ち込むことを防止できる。
図４は、ＰＩＤ算出値を算出する制御部５０の構成例を示したブロック図である。制御部５０は、ＰＩＤ制御部５１、等を有している。ＰＩＤ算出値は、例えば、位相差φの指令値φｏ、デューティ比Ｄの指令値Ｄｏである。
ＰＩＤ制御部５１は、ＰＩＤ制御によって、１次側ポートと２次側ポートの少なくとも一つのポートのポート電圧を目標電圧に収束させるための位相差φの指令値φｏを、スイッチング周期Ｔ毎に生成する位相差指令値生成部を有する。例えば、ＰＩＤ制御部５１の位相差指令値生成部は、ポート電圧Ｖａの目標電圧とセンサ部７０によって取得されたポート電圧Ｖａの検出電圧との偏差に基づいてＰＩＤ制御を行うことによって、当該偏差を零に収束させるための指令値φｏをスイッチング周期Ｔ毎に生成する。
制御部５０は、ＰＩＤ制御部５１によって生成された指令値φｏに従って、１次側変換回路２０及び２次側変換回路３０のスイッチング制御を行うことによって、ポート電圧が目標電圧に収束するように、式１によって定められる伝送電力Ｐを調整する。
また、ＰＩＤ制御部５１は、ＰＩＤ制御によって、１次側ポートと２次側ポートの少なくとも一つのポートのポート電圧を目標電圧に収束させるためのデューティ比Ｄの指令値Ｄｏを、スイッチング周期Ｔ毎に生成するデューティ比指令値生成部を有する。例えば、ＰＩＤ制御部５１のデューティ比指令値生成部は、ポート電圧Ｖｃの目標電圧とセンサ部７０によって取得されたポート電圧Ｖｃの検出電圧との偏差に基づいてＰＩＤ制御を行うことによって、当該偏差を零に収束させるための指令値Ｄｏをスイッチング周期Ｔ毎に生成する。
なお、ＰＩＤ制御部５１は、デューティ比Ｄの指令値Ｄｏに代えて、オン時間δの指令値δｏを生成するオン時間指令値生成部を有してもよい。
ＰＩＤ制御部５１は、積分ゲインＩ１、微分ゲインＤ１、比例ゲインＰ１に基づいて、位相差φの指令値φｏを調整し、積分ゲインＩ２、微分ゲインＤ２、比例ゲインＰ２に基づいて、デューティ比Ｄの指令値Ｄｏを調整する。
なお、ポート電圧Ｖａ、ポート電圧Ｖｃ、デューティ比Ｄの間には、ポート電圧Ｖａ×デューティ比Ｄ＝ポート電圧Ｖｃという関係が成立する。従って、一定のポート電圧Ｖａ（例えば、１０Ｖ）を降圧して、ポート電圧Ｖｃを増やしたい場合（例えば、１Ｖから５Ｖ）は、デューティ比Ｄを増加させれば良い（例えば、１０％から５０％）。逆に、一定のポート電圧Ｖｃ（例えば、５Ｖ）を昇圧して、ポート電圧Ｖａを増やしたい場合（例えば、１０Ｖから５０Ｖ）は、デューティ比Ｄを減少させれば良い（例えば、５０％から１０％）。つまり、ＰＩＤ制御部５１は、制御対象（第１入出力ポート６０ａ又は第２入出力ポート６０ｃ）を切り替えることによって、デューティ比Ｄの制御方向（デューティ比Ｄを増減させる方向）を、昇圧動作する場合と、降圧動作する場合とで、逆にする。
＜伝送電力と電圧比Ｍとの関係＞
ここで、図５及び図６を用いて、伝送電力Ｐと電圧比Ｍとの関係について説明する。
図５（Ａ）及び図６（Ａ）は、電圧比Ｍが正常である場合を示しており、図５（Ｂ）及び図６（Ｂ）は、電圧比Ｍがずれた場合を示している。横軸は時間Ｔ、縦軸は電流Ｉである。面積は、伝送電力Ｐに相当する。
電圧比Ｍが正常である場合、グラフの上辺は水平となり（図５（Ａ）、図６（Ａ）参照）、電圧比Ｍがずれた場合、グラフの上辺は斜めとなる（図５（Ｂ）、図６（Ｂ）参照）。
図５より、電流Ｉのピーク値Ｉ１は等しく、電圧比Ｍが正常である場合の伝送電力Ｐは、電圧比Ｍがずれた場合の伝送電力Ｐと比較して大きいことがわかる（図５（Ａ）のグラフの面積＞図５（Ｂ）のグラフの面積）。つまり、電圧比Ｍがずれることで、伝送電力Ｐが低下してしまうことがわかる。
一方、図６より、伝送電力Ｐは等しく（面積は等しく）、電圧比Ｍが正常である場合の電流Ｉのピーク値Ｉ１は、電圧比Ｍがずれた場合の電流Ｉのピーク値Ｉ２と比較して小さいことがわかる（図６（Ａ）のピーク値Ｉ１＜図６（Ｂ）のピーク値Ｉ２）。つまり、電圧比Ｍがずれることで、伝送電力Ｐが等しくても、電流Ｉのピーク値が上昇してしまうことがわかる。
図５及び図６より、電圧比Ｍが正常である場合（電圧比Ｍが基準値から所定値以上乖離していない場合）は、電圧比Ｍがずれた場合（電圧比Ｍが基準値から所定値以上乖離している場合）と比較して、伝送電力の低下、又はピーク電流値の上昇を生じ易いことがわかる。
伝送電力が低下すると、低下した伝送電力Ｐを補うために、過剰な体格での素子設計を行わなければならず、電源装置１０１のコストアップを招く。又、ピーク電流値が上昇すると、変圧器４００、１次側磁気結合リアクトル２０４、２次側磁気結合リアクトル３０４、各アーム、等に流れる電流が増加するため、素子の定格アップ及び大型化が必要となり、電源装置１０１のコストアップを招く。従って、電源装置１０１において高精度な電力伝送を行うためには、電圧比Ｍが基準値から所定値以上乖離しないように、ポート電圧Ｖｂを所定範囲内の値に保持することが、重要である。
本実施の形態に係る電源装置１０１によれば、第３入出力ポート６０ｂと接続される昇降圧ＤＣＤＣコンバータ８０を、制御部５０により適切なタイミングで（必要に応じて）作動させる。これにより、２次側高電圧系電源側の電圧が大きく変動しても、電圧比を略一定に保つことができるため、伝送電力の低下、ピーク電流値の上昇を抑制し、電源装置１０１の低コスト化を図ることができる。
又、第３入出力ポート６０ｂと接続される昇降圧ＤＣＤＣコンバータ８０に使用される部品（例えば、コイル部品等）は、１次側変換回路２０及び２次側変換回路３０に使用される部品（例えば、フィルタＬ等）と共用化される。これにより、新規部品追加という手間やコストを抑えることができる。更に、高電圧系電源側（第３入出力ポート６０ｂ側）に、昇降圧ＤＣＤＣコンバータを挿入することにより、比較的、電流を低くできる。これにより、昇降圧ＤＣＤＣコンバータ自体の素子定格を小さく抑えることが可能であるため、コストアップを最小限に留められる。
＜電源装置１０１の動作のフローチャート＞
図７は、電力変換方法の一例を示したフローチャートである。図７の電力変換方法は、制御部５０によって実行される。
ステップＳ３１０において、制御部５０は、電圧比Ｍ（ポート電圧Ｖａとポート電圧Ｖｂとの比）を監視する。
例えば、ポート電圧Ｖａ：ポート電圧Ｖｂ＝５０Ｖ：３００Ｖ＝１：６（電圧比Ｍの基準値＝６）、所定値が±２（乖離率が±３３％）、である場合について考える。
ポート電圧Ｖｂが３００Ｖから２４０Ｖへと変化すると、ポート電圧Ｖａ：ポート電圧Ｖｂ＝５０Ｖ：２４０Ｖ＝１：４．８となるため、電圧比Ｍは、４．８となる。電圧比Ｍは、基準値（＝６）から、１．２（＝６−４．８）変化しているため、所定値（＝±２）以上乖離していない（乖離率は、（１．２／６）×１００＝２０％）。従って、制御部５０は、昇降圧ＤＣＤＣコンバータ８０を作動させる必要がない。
ポート電圧Ｖｂが３００Ｖから４２０Ｖへと変化すると、ポート電圧Ｖａ：ポート電圧Ｖｂ＝５０Ｖ：４２０Ｖ＝１：８．４となるため、電圧比Ｍ＝８．４となる。
電圧比Ｍは、基準値（＝６）から、−２．４（＝６−８．４）変化しているため、所定値（＝±２）以上乖離している（乖離率は、（２．４／６）×１００＝４０％）。従って、制御部５０は、昇降圧ＤＣＤＣコンバータ８０を作動させる必要がある。
このように、制御部５０は、昇降圧ＤＣＤＣコンバータ８０を作動させる必要があるか否かを判定するために、ポート電圧Ｖａの検出電圧及びポート電圧Ｖｂの検出電圧に基づいて、電圧比Ｍを監視する。
ステップＳ３２０において、制御部５０は、電圧比Ｍが、基準値から所定値以上乖離しているか否か（ポート電圧Ｖｂが、所定範囲を超えて変動しているか否か）を判定する。電圧比Ｍが、基準値から所定値以上乖離している場合（ＹＥＳ）、制御部５０は、ステップＳ３３０の処理を行う。電圧比Ｍが、基準値から所定値以上乖離していない場合（ＮＯ）、制御部５０は、ステップＳ３４０の処理を行う。
ステップＳ３２０における判定により、制御部５０は、昇降圧ＤＣＤＣコンバータ８０を作動させる必要があるか否かを判定することができる。
ステップＳ３３０において、制御部５０は、昇降圧ＤＣＤＣコンバータを作動させ、再び、ステップＳ３２０へ戻る。制御部５０は、電圧比Ｍが、基準値から所定値以上乖離しなくなるまで、ステップＳ３２０及びステップＳ３３０を繰り返す。
ステップＳ３４０において、制御部５０は、昇降圧ＤＣＤＣコンバータを作動させず、再び、ステップＳ３１０へ戻る。
上述の様に、制御部５０は、ステップＳ３１０での制御により、電圧比Ｍを監視し、ステップＳ３２０での制御により、電圧比Ｍが、基準値から所定値以上乖離しているか否かを判定する。そして、電圧比Ｍが、基準値から所定値以上乖離している場合には、ステップＳ３３０での制御により、昇降圧ＤＣＤＣコンバータを作動させ、電圧比Ｍが、基準値から所定値以上乖離していない場合には、ステップＳ３４０での制御により、昇降圧ＤＣＤＣコンバータを作動させない。即ち、制御部５０は、２次側ポートの電圧が大きく変動した場合に、昇降圧ＤＣＤＣコンバータを作動させて、１次側ポートの電圧と２次側ポートの電圧との電圧比を略一定に保つ。これにより、電源装置１０１における伝送電力の低下を抑制することができる。
以上、電力変換装置及び電力変換方法を実施形態例により説明したが、本発明は上記実施形態例に限定されるものではない。他の実施形態例の一部又は全部との組み合わせや置換などの種々の変形及び改良が、本発明の範囲内で可能である。
例えば、上述の実施形態では、スイッチング素子の一例として、オンオフ動作する半導体素子であるＭＯＳＦＥＴを挙げた。しかしながら、スイッチング素子は、例えば、ＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴなどの絶縁ゲートによる電圧制御型パワー素子でもよいし、バイポーラトランジスタでもよい。
また、第１入出力ポート６０ａ、第４入出力ポート６０ｄに電源が接続されてもよい。
また、２次側を１次側と定義し、１次側を２次側と定義してもよい。
また、本発明は、少なくとも３つ以上の複数の入出力ポートを有し、少なくとも３つ以上の複数の入出力ポートのうちどの２つの入出力ポート間でも電力を変換することが可能な電力変換装置に適用できる。例えば、本発明は、図１に例示された４つの入出力ポートのうちいずれか一つの入出力ポートが無い構成を有する電源装置に対しても適用できる。
２０ １次側変換回路
３０ ２次側変換回路
５０ 制御部
６０ａ 第１入出力ポート
６０ｂ 第３入出力ポート
６０ｃ 第２入出力ポート
６０ｄ 第４入出力ポート
６２ｂ ２次側高電圧系電源
６２ｃ １次側低電圧系電源
８０ 昇降圧ＤＣＤＣコンバータ（ＤＣＤＣコンバータ）
１０１ 電源装置（電力変換装置の一例）
４００ 変圧器
Ｕ＊，Ｖ＊ 上アーム
／Ｕ＊，／Ｖ＊ 下アーム

Claims (6)

  1. １次側回路に備えられる１次側ポートと、前記１次側回路と変圧器で磁気結合する２次側回路に構成される２次側ポートと、前記２次側ポートと接続されるＤＣＤＣコンバータと、を備える電源装置の電力変換方法であって、
    前記変圧器によって前記１次側ポートの電圧と前記２次側ポートの電圧との電圧比を１：Ｎの巻き数比で変圧させ、前記１次側回路のスイッチングと前記２次側回路のスイッチングとの位相差を変更して、前記１次側回路と前記２次側回路との間で伝送される伝送電力を調整するステップと、
    前記伝送電力を伝送している期間中、前記１次側ポートの電圧と前記２次側ポートの電圧との電圧比を監視する監視ステップと、
    前記電圧比が、前記変圧器の巻き数比１：Ｎと等しく、前記１次側ポートの電圧と前記２次側ポートの電圧とが均衡する値である基準値から所定値以上乖離しているか否かを判定する判定ステップと、
    前記伝送電力を伝送している期間で、前記電圧比が前記基準値から前記所定値以上乖離していないときに、前記ＤＣＤＣコンバータを作動させない不作動ステップと、
    前記伝送電力を伝送している期間で、前記電圧比が前記基準値から前記所定値以上乖離しているときに、前記ＤＣＤＣコンバータを作動させて、前記２次側ポートの電圧を所定範囲内の値に保持させることで、前記電圧比を前記基準値に近づける作動ステップと、
    を有する、
    電力変換方法。
  2. 前記電圧比は、前記２次側ポートの電圧に依存しており、前記２次側ポート側の電圧が大きく変動した際に、前記ＤＣＤＣコンバータを作動させることで、前記伝送電力を調整しながら、電流のピーク値の上昇を抑制する、
    請求項１に記載の電力変換方法。
  3. 前記ＤＣＤＣコンバータに含まれる素子と、前記１次側回路及び前記２次側回路に含まれる素子とは、共用化される、請求項１又２のいずれか一項に記載の電力変換方法。
  4. １次側ポートを備える１次側回路と、
    ２次側ポートを備え、前記１次側回路と、前記１次側ポートの電圧と前記２次側ポートの電圧との電圧比を１：Ｎの巻き数比で変圧する変圧器で、磁気結合する２次側回路と、
    前記１次側回路のスイッチングと前記２次側回路のスイッチングとの位相差を変更することによって、前記１次側回路と前記２次側回路との間で伝送される伝送電力を制御する制御部と、
    前記２次側ポートと接続される、ＤＣＤＣコンバータと、を備える電力変換装置であって、
    前記制御部は、
    前記変圧器によって前記１次側ポートの電圧と前記２次側ポートの電圧との電圧比を１：Ｎの巻き数比で変圧させ、前記１次側回路のスイッチングと前記２次側回路のスイッチングとの位相差を変更して、前記１次側回路と前記２次側回路との間で伝送される伝送電力を調整し、
    前記伝送電力を伝送している期間中、前記１次側ポートの電圧と前記２次側ポートの電圧との電圧比を監視する監視し、
    前記電圧比が、前記変圧器の巻き数比１：Ｎと等しく、前記１次側ポートの電圧と前記２次側ポートの電圧とが均衡する値である基準値から所定値以上乖離しているか否かを判定する判定し、
    前記伝送電力を伝送している期間で、前記電圧比が前記基準値から前記所定値以上乖離していないときに、前記ＤＣＤＣコンバータを作動させずと、
    前記伝送電力を伝送している期間で、前記電圧比が前記基準値から前記所定値以上乖離しているときに、前記ＤＣＤＣコンバータを作動させて、前記２次側ポートの電圧を所定範囲内の値に保持させることで、前記電圧比を前記基準値に近づけるように作動させる、電力変換装置。
  5. 前記電圧比は、前記２次側ポートの電圧に依存しており、前記２次側ポート側の電圧が大きく変動した際に、前記ＤＣＤＣコンバータを作動させることで、前記伝送電力を調整しながら、前記電力変換装置の電流のピーク値の上昇を抑制する、請求項４に記載の電力変換装置。
  6. 前記ＤＣＤＣコンバータに含まれる素子と、前記１次側回路及び前記２次側回路に含まれる素子とは、共用化される、請求項４又は５に記載の電力変換装置。
JP2014081405A 2014-04-10 2014-04-10 電力変換装置及び電力変換方法 Expired - Fee Related JP6160547B2 (ja)

Priority Applications (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2014081405A JP6160547B2 (ja) 2014-04-10 2014-04-10 電力変換装置及び電力変換方法
US14/680,317 US9627986B2 (en) 2014-04-10 2015-04-07 Power conversion device and power conversion method
CN201510160759.0A CN104980032B (zh) 2014-04-10 2015-04-07 电力转换装置以及电力转换方法

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2014081405A JP6160547B2 (ja) 2014-04-10 2014-04-10 電力変換装置及び電力変換方法

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JP2015204640A JP2015204640A (ja) 2015-11-16
JP6160547B2 true JP6160547B2 (ja) 2017-07-12

Family

ID=54265900

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2014081405A Expired - Fee Related JP6160547B2 (ja) 2014-04-10 2014-04-10 電力変換装置及び電力変換方法

Country Status (3)

Country Link
US (1) US9627986B2 (ja)
JP (1) JP6160547B2 (ja)
CN (1) CN104980032B (ja)

Families Citing this family (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP5807658B2 (ja) * 2013-05-21 2015-11-10 トヨタ自動車株式会社 電力変換装置及び電力変換方法
JP5935789B2 (ja) * 2013-12-24 2016-06-15 トヨタ自動車株式会社 電力変換装置及び電力変換方法
JP5929943B2 (ja) * 2014-02-21 2016-06-08 トヨタ自動車株式会社 電力変換装置及び電力変換方法
JP6135663B2 (ja) * 2014-12-26 2017-05-31 トヨタ自動車株式会社 電力変換装置及び電力変換方法
JP6595269B2 (ja) * 2015-09-07 2019-10-23 日立オートモティブシステムズ株式会社 電動駆動装置及び電動パワーステアリング装置
EP3599711A1 (de) * 2018-07-23 2020-01-29 Siemens Aktiengesellschaft Gleichspannungswandler und dessen betreiben
JP7079934B2 (ja) * 2018-11-15 2022-06-03 株式会社Soken 電力変換装置
US12081127B2 (en) * 2019-08-21 2024-09-03 Mitsubishi Electric Corporation Power conversion device
JP7132901B2 (ja) * 2019-10-01 2022-09-07 株式会社Soken 電力変換装置
US11575326B2 (en) * 2020-11-27 2023-02-07 Lear Corporation Wide high voltage-input range DC-DC converter
CN113258782B (zh) * 2021-06-02 2022-07-15 中南大学 基于耦合电感的可变电感电路及方法

Family Cites Families (19)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH11187662A (ja) * 1997-12-24 1999-07-09 Isuzu Motors Ltd Ｄｃ−ｄｃコンバータ
GB0031551D0 (en) * 2000-12-22 2001-02-07 3D Instr Ltd Switched mode circuit topologies
JP3973638B2 (ja) * 2003-09-05 2007-09-12 三洋電機株式会社 電源ユニット及びこれを有する電源システム
JP4454444B2 (ja) * 2004-09-08 2010-04-21 本田技研工業株式会社 双方向ｄｃ−ｄｃコンバータ
CN1633017A (zh) * 2004-12-20 2005-06-29 深圳市山井电源有限公司 智能电源供应器
KR100724489B1 (ko) * 2005-05-11 2007-06-04 엘에스산전 주식회사 인버터 입력 전압 변동 보상 장치 및 방법
JP4719567B2 (ja) * 2005-12-21 2011-07-06 日立オートモティブシステムズ株式会社 双方向ｄｃ−ｄｃコンバータおよびその制御方法
JP2008289326A (ja) * 2007-05-21 2008-11-27 Toyota Motor Corp 電力システムおよびそれを備える車両
US7733072B2 (en) * 2007-08-27 2010-06-08 Texas Instruments Incorporated Step-down/step-up DC/DC converter apparatus and method with inductor current threshold value adjusting
JP5211678B2 (ja) * 2007-12-26 2013-06-12 富士通セミコンダクター株式会社 Ｄｃ−ｄｃコンバータ、ｄｃ−ｄｃコンバータの制御方法および電子機器
JP5115347B2 (ja) * 2008-06-12 2013-01-09 富士通セミコンダクター株式会社 Ｄｃ−ｄｃコンバータの制御回路、ｄｃ−ｄｃコンバータ、およびｄｃ−ｄｃコンバータの制御方法
JP2010088152A (ja) * 2008-09-29 2010-04-15 Toyota Motor Corp スイッチング電源装置
KR101185002B1 (ko) * 2009-02-02 2012-10-02 산켄덴키 가부시키가이샤 스위칭 전원장치
JP5456495B2 (ja) * 2010-01-19 2014-03-26 スパンション エルエルシー 昇降圧型のスイッチング電源の制御回路、昇降圧型のスイッチング電源、及び昇降圧型のスイッチング電源の制御方法
JP5815939B2 (ja) * 2010-02-17 2015-11-17 株式会社豊田中央研究所 電力変換回路及び電力変換回路システム
JP5653258B2 (ja) * 2011-03-08 2015-01-14 三菱電機株式会社 電力変換装置およびそれを備えた車載電源装置
CN102638184A (zh) 2012-04-27 2012-08-15 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 一种高效率的交流-直流电压转换电路
CN103337959B (zh) * 2013-06-17 2016-05-11 飞利浦(中国)投资有限公司 低噪连续可调直流电源及其调制方法
TWI502865B (zh) * 2013-07-05 2015-10-01 Richtek Technology Corp Soft start switching power converter means

Also Published As

Publication number Publication date
JP2015204640A (ja) 2015-11-16
US9627986B2 (en) 2017-04-18
CN104980032A (zh) 2015-10-14
US20150295503A1 (en) 2015-10-15
CN104980032B (zh) 2018-04-10

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP6160547B2 (ja) 電力変換装置及び電力変換方法
JP5971269B2 (ja) 電力変換装置及び電力変換方法
JP5928519B2 (ja) 電力変換装置及び電力変換方法
JP5958487B2 (ja) 電力変換装置及び電力変換方法
JP5929943B2 (ja) 電力変換装置及び電力変換方法
JP6036741B2 (ja) 電力変換装置
JP5790708B2 (ja) 電力変換装置及び電力変換方法
JP5807658B2 (ja) 電力変換装置及び電力変換方法
JP5807667B2 (ja) 電力変換装置及び電力補正方法
JP5812040B2 (ja) 電力変換装置
JP2015202001A (ja) 電力変換装置及び電力変換方法
JP5807659B2 (ja) 電力変換装置及び電力変換方法
JP5838997B2 (ja) 電力変換装置及び電力補正方法
JP2015204639A (ja) 電力変換装置及びその制御方法
JP5935789B2 (ja) 電力変換装置及び電力変換方法
JP5790709B2 (ja) 電力変換装置及び電力変換方法
JP2015201999A (ja) 電力変換装置及びその制御方法
US9515564B2 (en) Power conversion apparatus and power conversion method based on a control constant and a feedback value based on current flow
JP2014230373A (ja) 電力変換装置及び電圧変換方法

Legal Events

Date Code Title Description
A621 Written request for application examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621

Effective date: 20150825

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20160329

A977 Report on retrieval

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007

Effective date: 20160331

A521 Request for written amendment filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20160527

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20161018

A521 Request for written amendment filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20161202

TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20170516

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20170529

R151 Written notification of patent or utility model registration

Ref document number: 6160547

Country of ref document: JP

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R151

LAPS Cancellation because of no payment of annual fees