EP3599711A1 - Gleichspannungswandler und dessen betreiben - Google Patents

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EP3599711A1
EP3599711A1 EP18184944.9A EP18184944A EP3599711A1 EP 3599711 A1 EP3599711 A1 EP 3599711A1 EP 18184944 A EP18184944 A EP 18184944A EP 3599711 A1 EP3599711 A1 EP 3599711A1
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EP
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voltage
phase
primary
ratio
bridge
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Withdrawn
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EP18184944.9A
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English (en)
French (fr)
Inventor
Markus ZOCHER
Martin Hergt
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Siemens AG
Original Assignee
Siemens AG
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Publication date
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Priority to EP19746020.7A priority patent/EP3782275A1/de
Priority to PCT/EP2019/068997 priority patent/WO2020020685A1/de
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    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • the invention relates to a DC-DC converter with a dual active bridge topology and a series resonance circuit for each AC voltage phase and a method for operating such a DC-DC converter.
  • a DC voltage converter with a dual active bridge topology has two converter units, each with a plurality of semiconductor switches, and a transformer unit connected between the two converter units.
  • a converter unit With a converter unit, a primary AC voltage is generated from an input DC voltage, which is transformed by the transformer unit into a secondary AC voltage.
  • the other converter unit generates an output DC voltage from the secondary AC voltage.
  • the AC voltages can be single or multi-phase and are clocked at a clock frequency with which the semiconductor switches are controlled.
  • the invention relates to a DC / DC converter designed in dual active bridge topology, which has a series resonance circuit with at least one capacitor and at least one coil for each AC voltage phase.
  • the power or DC output voltage of such a DC-DC converter is controlled by changing a phase shift between the primary and the secondary AC voltage.
  • the efficiency of the DC-DC converter depends on the ratio of the DC output voltage to the DC input voltage. The efficiency is best if this ratio matches the gear ratio of the transformer unit or deviates only slightly from the gear ratio of the transformer unit. With larger deviations of this ratio from the transformation ratio of the transformer unit, the efficiency decreases.
  • the invention has for its object to optimize the efficiency of a DC-DC converter with a dual active bridge topology and a series resonant circuit for each AC voltage phase.
  • the object is achieved according to the invention by a method with the features of claim 1 and a DC voltage converter with the features of claim 7.
  • the method according to the invention is directed to the operation of a DC voltage converter for generating a single or multi-phase primary AC voltage from an input DC voltage, transforming the primary AC voltage into a secondary AC voltage with a transmission ratio and generating an output DC voltage from the secondary AC voltage, the DC voltage converter being a dual active bridge Topology with a series resonance circuit for each AC phase.
  • a phase shift between the primary AC voltage and a corresponding series resonant circuit current is regulated to zero by changing a clock frequency clocking the AC voltages if the ratio of the DC output voltage to the DC input voltage is greater than the transmission ratio, and a phase shift between the secondary AC voltage and a corresponding one Series resonant circuit current regulated to zero by changing the clock frequency when the ratio of the DC output voltage to the DC input voltage is less than the transmission ratio.
  • the core idea of the invention is to regulate the phase shift between the primary or secondary AC voltage of the DC / DC converter and a corresponding series resonant circuit current by changing the clock frequency of the AC voltage to zero. Whether the phase shift between the primary or secondary AC voltage and the series resonant circuit current is regulated to zero depends on whether the ratio of the DC output voltage to the DC input voltage is greater or less than the transformation ratio of the transformer unit. On the one hand, the regulation reduces continuity losses, since the reactive power flowing from the primary side or from the secondary side into a series resonance circuit is reduced.
  • Embodiments of the invention provide that the phase shift between an AC voltage phase of the primary AC voltage and the current flowing through the series resonant circuit of this AC voltage phase is regulated to zero if the ratio of the DC output voltage to the DC input voltage is greater than the transmission ratio, and / or that the phase shift between an AC voltage phase of the secondary AC voltage and the current flowing through the series resonant circuit of this AC voltage phase is regulated to zero if the ratio of the DC output voltage to the DC input voltage is less than the transmission ratio.
  • the phase shift between each an AC voltage phase of the primary or secondary AC voltage and the current flowing through the series resonant circuit of this AC voltage phase is regulated to zero, depending on whether the ratio of the DC output voltage to the DC input voltage is greater or less than the transmission ratio.
  • the phase shift between an AC voltage phase of the primary or secondary AC voltage and the corresponding series resonant circuit current is regulated to zero. Due to the fixed phase relationships between the different AC voltage phases, however, the phase shifts between the other AC voltage phases of the primary or secondary AC voltage and the corresponding series resonant circuit currents are at least approximately regulated to zero.
  • refinements of the invention provide that in the case of a multi-phase AC voltage, an average of phase shifts between an AC voltage phase of the primary AC voltage and the current flowing through the series resonant circuit of this AC voltage phase is regulated to zero if the ratio of the DC output voltage to the DC input voltage is greater than the transmission ratio is, and / or an average of phase shifts between one AC voltage phase of the secondary AC voltage and the current flowing through the series resonant circuit of this AC voltage phase is regulated to zero if the ratio of the DC output voltage to the DC input voltage is less than the transmission ratio.
  • mean values of phase shifts between an alternating voltage phase of the primary or secondary alternating voltage and the corresponding series resonant circuit current are determined and regulated to zero. This can advantageously result in measurement inaccuracies when determining the individual phase shifts and small ones Fluctuations in the phase relationships between the different AC phases can be compensated.
  • Another embodiment of the invention provides that a change in a phase shift between the primary AC voltage and the secondary AC voltage regulates a power transmitted by the DC voltage converter to a power setpoint or the output DC voltage to a voltage setpoint.
  • This embodiment of the invention provides a two-variable control of the DC-DC converter, in which, in addition to the clock frequency, the phase shift between the primary AC voltage and the secondary AC voltage is changed. As a result, the power or the DC output voltage of the DC-DC converter can be regulated with an optimized efficiency.
  • the DC voltage converter also includes a control unit which is designed to regulate a phase shift between the primary AC voltage and a corresponding series resonant circuit current to zero by changing a clock frequency clocking the AC voltages if the ratio of the DC output voltage to the DC input voltage is greater than the transmission ratio, and a phase shift between to regulate the secondary AC voltage and a corresponding series resonant circuit current by changing the clock frequency to zero if the ratio of the DC output voltage to the DC input voltage is less than the transmission ratio.
  • a control unit which is designed to regulate a phase shift between the primary AC voltage and a corresponding series resonant circuit current to zero by changing a clock frequency clocking the AC voltages if the ratio of the DC output voltage to the DC input voltage is greater than the transmission ratio, and a phase shift between to regulate the secondary AC voltage and a corresponding series resonant circuit current by changing the clock frequency to zero if the ratio of the DC output voltage to the DC input voltage is less than the transmission ratio.
  • a DC voltage converter according to the invention enables the method according to the invention to be carried out.
  • the advantages of a DC / DC converter according to the invention correspond to the advantages of the method according to the invention already mentioned above and are not repeated here.
  • each primary-side voltage bridge is a half-bridge, in the bridge arms of which a semiconductor switch is arranged and the bridge branch is connected to a primary winding of the transformer unit
  • each secondary-side voltage bridge is a half-bridge, in the bridge arms of which a semiconductor switch is arranged and whose bridge branch is connected to a secondary winding of the transformer unit.
  • Voltage bridges designed as half bridges advantageously reduce the number of semiconductor switches and thus the space requirement and the material costs for the voltage bridges compared to voltage bridges designed as full bridges.
  • the primary-side voltage bridge is a full bridge, in the bridge arms of which a semiconductor switch is arranged and whose bridge branch is connected to a primary winding of the transformer unit
  • the secondary-side voltage bridge is a full bridge, in the bridge arms of which a semiconductor switch is arranged and the bridge branch is connected to a secondary winding of the transformer unit.
  • the transformer unit is designed as a multi-phase transformer or has a transformer for each AC voltage phase.
  • the design of the transformer unit as a multi-phase transformer simplifies the design of the DC-DC converter in the multi-phase case compared to the design with individual transformers, but this is also possible.
  • control unit has at least one first phase detector for determining a phase shift between an AC voltage phase of the primary AC voltage and the current flowing through the series resonant circuit of this AC voltage phase and a second phase detector for determining a phase shift between an AC voltage phase of the secondary AC voltage and that the series resonant circuit of this AC voltage flowing current.
  • phase detectors for alternating voltage phases of the primary and secondary alternating voltage advantageously makes it possible to quickly switch between determining a phase shift between a primary alternating voltage phase and the corresponding series resonant circuit current and determining a phase shift between a secondary alternating voltage phase and the corresponding series resonant circuit current if the ratio of the DC output voltage changes to the input DC voltage.
  • control unit is designed to determine the phase shift between an AC voltage phase of the primary AC voltage and that through the series resonance circuit regulate this current phase current to zero if the ratio of the output DC voltage to the input DC voltage is greater than the conversion ratio, and regulate the phase shift between an AC phase of the secondary AC voltage and the current flowing through the series resonant circuit of this AC phase to zero if the ratio of DC output voltage to the input DC voltage is less than the transmission ratio.
  • the measuring device arrangement is designed to detect temporal profiles of several AC voltage phases of the primary AC voltage, the AC voltage phases of the secondary AC voltage corresponding to them and the currents flowing through the series resonance circuits of these AC voltage phases, and the control unit is designed to provide an average value of the phase shifts regulate one of these AC voltage phases of the primary AC voltage and the current flowing through the series resonant circuit of this AC voltage phase to zero if the ratio of the DC output voltage to the DC input voltage is greater than the transmission ratio, and an average of the phase shifts between each of these AC voltage phases of the secondary AC voltage and the through the series resonance circuit this change voltage phase flowing current to zero if the ratio of the DC output voltage to the DC input voltage is less than the transmission ratio.
  • control unit is designed to regulate a power transmitted by the DC voltage converter to a power setpoint or the output DC voltage to a voltage setpoint by changing a phase shift between the primary AC voltage and the secondary AC voltage.
  • each series resonance circuit is arranged on the secondary side or the primary side of the transformer unit, or the components of each series resonance circuit are distributed over the secondary side and the primary side of the transformer unit.
  • the design of the series resonance circuits and the division of the components of the series resonance circuits between the secondary side and the primary side of the transformer unit is irrelevant to the invention, i.e. the invention can advantageously be used for different versions of the series resonance circuits, since the transformer unit for the currents of the series resonance circuits essentially only one Impedance change causes.
  • FIG. 1 shows a circuit diagram of a three-phase DC-DC converter 1 for converting a DC input voltage U in out in a DC output voltage U.
  • the DC-DC converter 1 comprises a first converter unit 3 for generating a primary AC voltage from the input DC voltage U in , a transformer unit 5 for transforming the primary AC voltage into a secondary AC voltage, a second converter unit 7 for generating the output DC voltage U out from the secondary AC voltage and for each AC voltage phase a series resonance circuit 9.
  • the DC / DC converter 1 has a dual active bridge topology.
  • the first converter unit 3 has a voltage bridge 11 on the primary side for each AC voltage phase U P1 , U P2 , U P3 of the primary AC voltage.
  • Each voltage bridge 11 on the primary side is designed as a half bridge, in the bridge arms of which a semiconductor switch 13 and a freewheeling diode 15 connected in parallel with the semiconductor switch 13 are arranged, and the bridge branch of which is connected to a primary winding 17 of the transformer unit 5.
  • the second converter unit 5 has a secondary-side for each AC voltage phase U S1 , U S2 , U S3 of the secondary AC voltage Voltage bridge 19 on.
  • Each secondary-side voltage bridge 19 is designed as a half-bridge, in the bridge arms of which a semiconductor switch 13 and a freewheeling diode 15 connected in parallel with the semiconductor switch 13 are arranged, and the bridge branch of which is connected via a series resonant circuit 9 to a secondary winding 21 of the transformer unit 5.
  • Each series resonant circuit 9 has a capacitor 23 and a coil 25 connected in series.
  • the transformer unit 5 is designed as a three-phase transformer.
  • the DC / DC converter 1 also has a measuring device arrangement 27 and a control unit 29, which in FIG Figure 1 are not shown (see Figure 2 ).
  • the measuring device arrangement 27 has measuring devices for detecting the DC input voltage U in , the DC output voltage U out , a power P transmitted by the DC voltage converter 1 and temporal profiles of the AC voltage phases U P1 , U P2 , U P3 of the primary AC voltage, the AC voltage phases U S1 , U S2 , U S3 of the secondary AC voltage and the currents I 1 , I 2 , I 3 flowing through the series resonance circuits 9.
  • the control unit 29 is adapted to an average value of phase shifts between each of an alternating voltage phase U P1, U P2, U P3 of the primary AC voltage and by the series resonant circuit 9 of this alternating voltage phase U P1, U P2, U P3 flowing current I 1, I 2, I 3 by changing a clock frequency f clocking the AC voltages to zero if the ratio of the DC output voltage U out to the DC input voltage U in is greater than the transmission ratio n of the transformer unit 5, and an average of phase shifts between an AC voltage phase U S1 in each case, U S2 , U S3 of the secondary AC voltage and this through the series resonance circuit 9 AC voltage phase U S1 , U S2 , U S3 to regulate current I 1 , I 2 , I 3 to zero when the ratio of the DC output voltage U out to the DC input voltage U in is less than the transmission ratio n.
  • control unit 29 is designed to regulate the power P transmitted by the DC / DC converter 1 to a power setpoint P S by changing a phase shift between the primary AC voltage and the secondary AC voltage.
  • Figure 2 shows a control loop for operating the in Figure 1 DC converter 1 shown according to the inventive method.
  • the control circuit has the control unit 29, a control arrangement 31 for controlling the semiconductor switches 13, the DC-DC converter 1 and the measuring device arrangement 27.
  • VCO Voltage-Controlled Oscillator
  • the input DC voltage U in the output DC voltage U out , the power P transmitted by the DC voltage converter 1 and temporal profiles of the AC voltage phases U P1 , U P2 , U P3 of the primary AC voltage, the AC voltage phases U S1 , U S2 , U S3 the secondary AC voltage and the currents I 1 , I 2 , I 3 flowing through the series resonance circuits 9.
  • the clock frequency controller 33 receives from the measuring device arrangement 27 the input DC voltage U in , the output DC voltage U out and the time profiles of the AC voltage phases U P1 , U P2 , U P3 of the primary AC voltage, the AC voltage phases U S1 , U S2 , U S3 of the secondary AC voltage and currents I 1 , I 2 , I 3 flowing through the series resonance circuits 9.
  • the clock frequency controller 33 determines in below using Figure 3 the clock frequency f and transmits it to the voltage-controlled oscillator 35.
  • the voltage-controlled oscillator 35 generates a square-wave voltage of the clock frequency f, which serves as the clock signal S f for the control arrangement 31.
  • phase shift controller 37 transmits a phase shift signal S P to the control arrangement 31, by means of which the power P is regulated to the power setpoint P S by changing the phase shift between the primary AC voltage and the secondary AC voltage.
  • the phase shift controller 37 is designed, for example, as a PI controller.
  • the control arrangement 31 controls the semiconductor switches 13 of the direct voltage converter 1.
  • FIG. 3 shows a block diagram of the clock frequency controller 33, the evaluation of a primary alternating voltage phase U P1 , the corresponding secondary alternating voltage phase U S1 and the current I 1 by the corresponding series resonance circuit 9 being shown by way of example.
  • a digital sign signal is continuously determined with a digitizing element 39 to 41, which signifies a current sign of the variable U P1 , U S1 , I 1 .
  • each Digitizing element 39 to 41 is designed, for example, as a Schmitt trigger.
  • the sign signals determined for the primary alternating voltage phase U P1 and the current I 1 are fed to a first digital phase detector 43, which uses this to determine a phase shift between the primary alternating voltage phase U P1 and the current I 1 .
  • the sign signals determined for the secondary AC voltage phase U S1 and the current I 1 are fed to a second digital phase detector 44, which uses this to determine a phase shift between the secondary AC voltage phase U S1 and the current I 1 .
  • the phase detectors 43, 44 each have an EXOR gate, for example.
  • the output signal of the first phase detector 43 and the inverted output signal of the second phase detector 44 are fed to a selection element 45, which is controlled by a comparison element 47.
  • the comparator 47 determines a ratio U out / U in the DC output voltage U out to the input DC voltage U in and compares the ratio with the transmission ratio n. If the ratio U out / U in is greater than the transmission ratio n, the selection element 45 will Output signal of the first phase detector 43 forwarded to an averaging element 49. If the ratio U out / U in is smaller than the transmission ratio n, the inverted output signal of the second phase detector 44 is forwarded by the selection element 45 to the averaging element 49.
  • the output signal of the second phase detector 44 is inverted in order to change the clock frequency f in the case U out / U in ⁇ n in a different direction than in the case U out / U in > n.
  • the other two primary AC phases U P2 , U P3 , the corresponding secondary AC phases U S2 , U S3 and currents I 2 , I 3 are evaluated by the corresponding series resonance circuits 9, so that the averaging element 49 for each AC phase of the DC converter 1 the phase shift between the primary AC phase U P1 , U P2 , U P3 and the current I 1 , I 2 , I 3 is supplied by the corresponding series resonance circuit 9 when the ratio U out / U in is greater than the transmission ratio n, and as an inverted signal the phase shift between the secondary AC phase U S1 , U S2 , U S3 and the current I 1 , I 2 , I 3 is supplied by the corresponding series resonance circuit 9 when the ratio U out / U in is less than the transmission ratio n.
  • the averaging element 49 has a low-pass filter, with which the signals supplied to it are filtered, and forms an average value from the filtered signals, which it outputs to a control element 51.
  • the control element 51 determines the clock frequency f for the control of the semiconductor switch 13 from the signal supplied to it by the averaging element 49.
  • the control element 51 is designed, for example, as a PI controller.
  • FIGS. 4 and 5 illustrate the effect of the invention on courses of a primary AC voltage phase U P1 , the corresponding secondary AC voltage phase U S1 and the current I 1 through the corresponding series resonance circuit 9 as a function of a time t in the event that the ratio U out / U in is greater than the transmission ratio n is.
  • Figure 4 shows the courses without changing the clock frequency f.
  • the current I 1 through the series resonance circuit 9 leads the primary alternating voltage phase U P1 and the secondary alternating voltage phase U S1 .
  • there are high switching losses in the primary Voltage bridge 11 of the primary alternating voltage phase U P1 and the secondary-side voltage bridge 19 of the secondary alternating voltage phase U S1 since the instantaneous value of the current I 1 is relatively large at all times in which the sign of an alternating voltage phase U P1 , U S1 is relatively large.
  • Figure 5 shows the courses with a regulation of the phase shift between U P1 and I 1 to zero by changing the clock frequency f.
  • the passage losses of the primary-side voltage bridge 11 of the primary AC voltage phase U P1 are compared to that in FIG Figure 4 shown situation reduced, since from this voltage bridge 11 no reactive power flows into the corresponding series resonant circuit 9.
  • the switching losses are significantly reduced, since this primary-side voltage bridge 11 is switched over exactly when the current I 1 is zero (so-called zero current switching). This improves efficiency.
  • the secondary-side voltage bridge 19 of the secondary alternating voltage phase U S1 continues to cause a certain power loss compared to that in FIG Figure 4 situation shown, these however, low since the maximum value of the current I 1 and the instantaneous values of the current I 1 is less in the switching times of this voltage bridge 19th
  • the DC-DC converter 1 can have one of three different numbers of AC voltage phases.
  • it can also be single-phase.
  • the DC-DC converter 1 has, for example, a primary-side voltage bridge 11 and a secondary-side voltage bridge 19, which are each designed as a full bridge.
  • phase shift between one of the primary alternating voltage phases U P1 , U P2 , U P3 and the current I 1 , I 2 , I 3 of the corresponding series resonant circuit 9 is detected and regulated to zero if the ratio U out / U in is greater than the transmission ratio n is, or the phase shift between one of the secondary AC voltage phases U S1 , U S2 , U S3 and the current I 1 , I 2 , I 3 of the corresponding series resonant circuit 9 is detected and regulated to zero if the ratio U out / U in less than the transmission ratio n is instead of all primary alternating voltage phases U P1 , U P2 , U P3 , secondary alternating voltage phases U S1 , U S2 , U S3 and currents I 1 , I 2 , I 3 and to form mean values of phase shifts.
  • the transformer unit 5 has a transformer for each AC voltage phase instead of a multiphase transformer. Furthermore, instead of analog instead of digital phase detectors 43, 44 can be provided. It can further be provided that the control unit 29 is designed to regulate the output DC voltage U out to a voltage setpoint by changing a phase shift between the primary AC voltage and the secondary AC voltage instead of regulating the transmitted power P to a power setpoint P S.

Abstract

Die Erfindung betrifft einen Gleichspannungswandler (1) zum Erzeugen einer ein- oder mehrphasigen primären Wechselspannung aus einer Eingangsgleichspannung (U<sub>in</sub>), Transformieren der primären Wechselspannung in eine sekundäre Wechselspannung mit einem Übersetzungsverhältnis (n) und Erzeugen einer Ausgangsgleichspannung (U<sub>out</sub>) aus der sekundären Wechselspannung. Der Gleichspannungswandler (1) weist eine Dual Active Bridge-Topologie mit einem Serienresonanzkreis (9) für jede Wechselspannungsphase auf. Wenn das Verhältnis der Ausgangsgleichspannung (U<sub>out</sub>) zu der Eingangsgleichspannung (U<sub>in</sub>) größer als das Übersetzungsverhältnis (n) ist, wird eine Phasenverschiebung zwischen der primären Wechselspannung und einem dazu korrespondierenden Serienresonanzkreisstrom durch eine Änderung einer die Wechselspannungen taktenden Taktfrequenz (f) auf Null geregelt. Wenn das Verhältnis der Ausgangsgleichspannung (U<sub>out</sub>) zu der Eingangsgleichspannung (U<sub>in</sub>) kleiner als das Übersetzungsverhältnis (n) ist, wird eine Phasenverschiebung zwischen der sekundären Wechselspannung und einem dazu korrespondierenden Serienresonanzkreisstrom durch eine Änderung der Taktfrequenz (f) auf Null geregelt.

Description

  • Die Erfindung betrifft einen Gleichspannungswandler mit einer Dual Active Bridge-Topologie und einem Serienresonanzkreis für jede Wechselspannungsphase und ein Verfahren zum Betreiben eines derartigen Gleichspannungswandlers.
  • Ein Gleichspannungswandler mit einer Dual Active Bridge-Topologie weist zwei Wandlereinheiten mit jeweils mehreren Halbleiterschaltern und eine zwischen die beiden Wandlereinheiten geschaltete Transformatoreinheit auf. Mit einer Wandlereinheit wird aus einer Eingangsgleichspannung eine primäre Wechselspannung erzeugt, die von der Transformatoreinheit in eine sekundäre Wechselspannung transformiert wird. Mit der anderen Wandlereinheit wird aus der sekundären Wechselspannung eine Ausgangsgleichspannung erzeugt. Die Wechselspannungen können ein- oder mehrphasig sein und werden mit einer Taktfrequenz getaktet, mit der die Halbleiterschalter angesteuert werden. Die Erfindung betrifft einen in Dual Active Bridge-Topologie ausgeführten Gleichspannungswandler, der für jede Wechselspannungsphase einen Serienresonanzkreis mit wenigstens einem Kondensator und wenigstens einer Spule aufweist. Üblicherweise wird die Leistung oder die Ausgangsgleichspannung eines derartigen Gleichspannungswandlers durch die Änderung einer Phasenverschiebung zwischen der primären und der sekundären Wechselspannung geregelt. Dabei hängt der Wirkungsgrad des Gleichspannungswandlers von dem Verhältnis der Ausgangsgleichspannung zu der Eingangsgleichspannung ab. Der Wirkungsgrad ist am besten, wenn dieses Verhältnis mit dem Übersetzungsverhältnis der Transformatoreinheit übereinstimmt oder nur wenig von dem Übersetzungsverhältnis der Transformatoreinheit abweicht. Bei größeren Abweichungen dieses Verhältnisses von dem Übersetzungsverhältnis der Transformatoreinheit nimmt der Wirkungsgrad ab.
  • Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, den Wirkungsgrad eines Gleichspannungswandlers mit einer Dual Active Bridge-Topologie und einem Serienresonanzkreis für jede Wechselspannungsphase zu optimieren.
  • Die Aufgabe wird erfindungsgemäß durch ein Verfahren mit den Merkmalen des Anspruchs 1 und einen Gleichspannungswandler mit den Merkmalen des Anspruchs 7 gelöst.
  • Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche.
  • Das erfindungsgemäße Verfahren ist auf das Betreiben eines Gleichspannungswandlers zum Erzeugen einer ein- oder mehrphasigen primären Wechselspannung aus einer Eingangsgleichspannung, Transformieren der primären Wechselspannung in eine sekundäre Wechselspannung mit einem Übersetzungsverhältnis und Erzeugen einer Ausgangsgleichspannung aus der sekundären Wechselspannung gerichtet, wobei der Gleichspannungswandler eine Dual Active Bridge-Topologie mit einem Serienresonanzkreis für jede Wechselspannungsphase aufweist. Erfindungsgemäß wird eine Phasenverschiebung zwischen der primären Wechselspannung und einem dazu korrespondierenden Serienresonanzkreisstrom durch eine Änderung einer die Wechselspannungen taktenden Taktfrequenz auf Null geregelt, wenn das Verhältnis der Ausgangsgleichspannung zu der Eingangsgleichspannung größer als das Übersetzungsverhältnis ist, und eine Phasenverschiebung zwischen der sekundären Wechselspannung und einem dazu korrespondierenden Serienresonanzkreisstrom durch eine Änderung der Taktfrequenz auf Null geregelt, wenn das Verhältnis der Ausgangsgleichspannung zu der Eingangsgleichspannung kleiner als das Übersetzungsverhältnis ist.
  • Kernidee der Erfindung ist, die Phasenverschiebung zwischen der primären oder sekundären Wechselspannung des Gleichspannungswandlers und einem dazu korrespondierenden Serienresonanzkreisstrom durch eine Änderung der Taktfrequenz der Wechselspannung zu Null zu regeln. Ob die Phasenverschiebung zwischen der primären oder sekundären Wechselspannung und dem Serienresonanzkreisstrom zu Null geregelt wird, hängt dabei davon ab, ob das Verhältnis der Ausgangsgleichspannung zu der Eingangsgleichspannung größer oder kleiner als das Übersetzungsverhältnis der Transformatoreinheit ist. Durch die Regelung werden einerseits Durchgangsverluste reduziert, da die durch eine von der Primärseite beziehungsweise von der Sekundärseite in einen Serienresonanzkreis fließende Blindleistung reduziert wird. Ferner werden Umschaltverluste beim Schalten der Spannungsbrücken deutlich reduziert, da eine primärseitige beziehungsweise sekundärseitige Spannungsbrücke gerade dann umgeschaltet wird, wenn der Strom durch den korrespondierenden Serienresonanzkreis Null oder wenigstens fast Null ist (so genanntes Zero Current Switching). Ohne eine derartige Regelung der Phasenverschiebung zwischen der primären beziehungsweise sekundären Wechselspannung und dem Serienresonanzkreisstrom würden größere Abweichungen des Verhältnisses der Ausgangsgleichspannung zu der Eingangsgleichspannung von dem Übersetzungsverhältnis der Transformatoreinheit zu Phasenverschiebungen zwischen der primären beziehungsweise sekundären Wechselspannung und dem Serienresonanzkreisstrom führen, die die Durchgangsverluste und Umschaltverluste erhöhen und den Wirkungsgrad des Gleichspannungswandlers herabsetzen.
  • Ausgestaltungen der Erfindung sehen vor, dass die Phasenverschiebung zwischen einer Wechselspannungsphase der primären Wechselspannung und dem durch den Serienresonanzkreis dieser Wechselspannungsphase fließenden Strom auf Null geregelt wird, wenn das Verhältnis der Ausgangsgleichspannung zu der Eingangsgleichspannung größer als das Übersetzungsverhältnis ist, und/oder dass die Phasenverschiebung zwischen einer Wechselspannungsphase der sekundären Wechselspannung und dem durch den Serienresonanzkreis dieser Wechselspannungsphase fließenden Strom auf Null geregelt wird, wenn das Verhältnis der Ausgangsgleichspannung zu der Eingangsgleichspannung kleiner als das Übersetzungsverhältnis ist. Bei diesen Ausgestaltungen wird also jeweils die Phasenverschiebung zwischen einer Wechselspannungsphase der primären beziehungsweise sekundären Wechselspannung und dem durch den Serienresonanzkreis dieser Wechselspannungsphase fließenden Strom auf Null geregelt, je nachdem, ob das Verhältnis der Ausgangsgleichspannung zu der Eingangsgleichspannung größer oder kleiner als das Übersetzungsverhältnis ist. Im Fall einer mehrphasigen Wechselspannung wird also nur jeweils die Phasenverschiebung zwischen einer Wechselspannungsphase der primären beziehungsweise sekundären Wechselspannung und dem dazu korrespondierenden Serienresonanzkreisstrom auf Null geregelt. Durch die festen Phasenbeziehungen zwischen den verschiedenen Wechselspannungsphasen werden dadurch aber auch gleichzeitig die Phasenverschiebungen zwischen den anderen Wechselspannungsphasen der primären beziehungsweise sekundären Wechselspannung und den dazu jeweils korrespondierenden Serienresonanzkreisströmen wenigstens näherungsweise auf Null geregelt.
  • Andere Ausgestaltungen der Erfindung sehen vor, dass im Fall einer mehrphasigen Wechselspannung ein Mittelwert von Phasenverschiebungen zwischen jeweils einer Wechselspannungsphase der primären Wechselspannung und dem durch den Serienresonanzkreis dieser Wechselspannungsphase fließenden Strom auf Null geregelt wird, wenn das Verhältnis der Ausgangsgleichspannung zu der Eingangsgleichspannung größer als das Übersetzungsverhältnis ist, und/oder ein Mittelwert von Phasenverschiebungen zwischen jeweils einer Wechselspannungsphase der sekundären Wechselspannung und dem durch den Serienresonanzkreis dieser Wechselspannungsphase fließenden Strom auf Null geregelt wird, wenn das Verhältnis der Ausgangsgleichspannung zu der Eingangsgleichspannung kleiner als das Übersetzungsverhältnis ist. Bei diesen Ausgestaltungen der Erfindung werden also Mittelwerte von Phasenverschiebungen zwischen jeweils einer Wechselspannungsphase der primären beziehungsweise sekundären Wechselspannung und dem dazu korrespondierenden Serienresonanzkreisstrom ermittelt und zu Null geregelt. Dadurch können vorteilhaft Messungenauigkeiten bei der Ermittlung der einzelnen Phasenverschiebungen und kleine Schwankungen der Phasenbeziehungen zwischen den verschiedenen Wechselstromphasen ausgeglichen werden.
  • Eine weitere Ausgestaltung der Erfindung sieht vor, dass durch eine Änderung einer Phasenverschiebung zwischen der primären Wechselspannung und der sekundären Wechselspannung eine von dem Gleichspannungswandler übertragene Leistung auf einen Leistungssollwert oder die Ausgangsgleichspannung auf einen Spannungssollwert geregelt wird. Diese Ausgestaltung der Erfindung sieht eine Zwei-Größen-Regelung des Gleichspannungswandlers vor, bei der neben der Taktfrequenz auch die Phasenverschiebung zwischen der primären Wechselspannung und der sekundären Wechselspannung geändert wird. Dadurch kann die Leistung oder die Ausgangsgleichspannung des Gleichspannungswandlers mit einem optimierten Wirkungsgrad geregelt werden.
  • Ein erfindungsgemäßer Gleichspannungswandler zum Erzeugen einer ein- oder mehrphasigen primären Wechselspannung aus einer Eingangsgleichspannung, Transformieren der primären Wechselspannung in eine sekundäre Wechselspannung mit einem Übersetzungsverhältnis und Erzeugen einer Ausgangsgleichspannung aus der sekundären Wechselspannung umfasst für jede Wechselspannungsphase eine primärseitige Spannungsbrücke mit mehreren Halbleiterschaltern zum Erzeugen der primären Wechselspannung aus der Eingangsgleichspannung, eine Transformatoreinheit zum Transformieren der primären Wechselspannung in die sekundäre Wechselspannung, für jede Wechselspannungsphase eine sekundärseitige Spannungsbrücke mit mehreren Halbleiterschaltern zum Erzeugen der Ausgangsgleichspannung aus der sekundären Wechselspannung, für jede Wechselspannungsphase einen Serienresonanzkreis und eine Messvorrichtungsanordnung zum Erfassen der Eingangsgleichspannung, der Ausgangsgleichspannung und zeitlicher Verläufe wenigstens einer Wechselspannungsphase der primären Wechselspannung, der dazu korrespondierenden Wechselspannungsphase der sekundären Wechselspannung und des durch den Serienresonanzkreis dieser Wechselspannungsphase fließenden Stroms. Ferner umfasst der Gleichspannungswandler eine Regelungseinheit, die dazu ausgebildet ist, eine Phasenverschiebung zwischen der primären Wechselspannung und einem dazu korrespondierenden Serienresonanzkreisstrom durch eine Änderung einer die Wechselspannungen taktenden Taktfrequenz auf Null zu regeln, wenn das Verhältnis der Ausgangsgleichspannung zu der Eingangsgleichspannung größer als das Übersetzungsverhältnis ist, und eine Phasenverschiebung zwischen der sekundären Wechselspannung und einem dazu korrespondierenden Serienresonanzkreisstrom durch eine Änderung der Taktfrequenz auf Null zu regeln, wenn das Verhältnis der Ausgangsgleichspannung zu der Eingangsgleichspannung kleiner als das Übersetzungsverhältnis ist.
  • Ein erfindungsgemäßer Gleichspannungswandler ermöglicht die Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens. Die Vorteile eines erfindungsgemäßen Gleichspannungswandlers entsprechen den oben bereits genannten Vorteilen des erfindungsgemäßen Verfahrens und werden hier nicht noch einmal wiederholt.
  • Bei einer Ausgestaltung eines mehrphasigen erfindungsgemäßen Gleichspannungswandlers ist jede primärseitige Spannungsbrücke eine Halbbrücke, in deren Brückenarmen jeweils ein Halbleiterschalter angeordnet ist und deren Brückenzweig mit einer Primärwicklung der Transformatoreinheit verbunden ist, und jede sekundärseitige Spannungsbrücke ist eine Halbbrücke, in deren Brückenarmen jeweils ein Halbleiterschalter angeordnet ist und deren Brückenzweig mit einer Sekundärwicklung der Transformatoreinheit verbunden ist. Als Halbbrücken ausgebildete Spannungsbrücken reduzieren gegenüber als Vollbrücken ausgebildeten Spannungsbrücken vorteilhaft die Anzahl der Halbleiterschalter und damit den Platzbedarf und die Materialkosten für die Spannungsbrücken.
  • Bei einer Ausgestaltung eines einphasigen erfindungsgemäßen Gleichspannungswandlers ist primärseitige Spannungsbrücke eine Vollbrücke, in deren Brückenarmen jeweils ein Halbleiterschalter angeordnet ist und deren Brückenzweig mit einer Primärwicklung der Transformatoreinheit verbunden ist, und die sekundärseitige Spannungsbrücke ist eine Vollbrücke, in deren Brückenarmen jeweils ein Halbleiterschalter angeordnet ist und deren Brückenzweig mit einer Sekundärwicklung der Transformatoreinheit verbunden ist.
  • Bei einer weiteren Ausgestaltung eines mehrphasigen erfindungsgemäßen Gleichspannungswandlers ist die Transformatoreinheit als ein mehrphasiger Transformator ausgebildet oder weist für jede Wechselspannungsphase einen Transformator auf. Die Ausführung der Transformatoreinheit als ein mehrphasiger Transformator vereinfacht im mehrphasigen Fall die Ausbildung des Gleichspannungswandlers gegenüber der Ausführung mit einzelnen Transformatoren, die jedoch ebenfalls möglich ist.
  • Bei einer weiteren Ausgestaltung eines erfindungsgemäßen Gleichspannungswandlers weist die Regelungseinheit wenigstens einen ersten Phasendetektor zum Ermitteln einer Phasenverschiebung zwischen einer Wechselspannungsphase der primären Wechselspannung und dem durch den Serienresonanzkreis dieser Wechselspannungsphase fließenden Strom und einen zweiten Phasendetektor zum Ermitteln einer Phasenverschiebung zwischen einer Wechselspannungsphase der sekundären Wechselspannung und dem durch den Serienresonanzkreis dieser Wechselspannungsphase fließenden Strom auf. Die Verwendung unterschiedlicher Phasendetektoren für Wechselspannungsphasen der primären und sekundären Wechselspannung ermöglicht es vorteilhaft, schnell zwischen dem Ermitteln einer Phasenverschiebung zwischen einer primären Wechselspannungsphase und dem korrespondierenden Serienresonanzkreisstrom und dem Ermitteln einer Phasenverschiebung zwischen einer sekundären Wechselspannungsphase und dem korrespondierenden Serienresonanzkreisstrom zu wechseln, wenn sich das Verhältnis der Ausgangsgleichspannung zu der Eingangsgleichspannung ändert.
  • Bei einer weiteren Ausgestaltung eines erfindungsgemäßen Gleichspannungswandlers ist die Regelungseinheit dazu ausgebildet, die Phasenverschiebung zwischen einer Wechselspannungsphase der primären Wechselspannung und dem durch den Serienresonanzkreis dieser Wechselspannungsphase fließenden Strom auf Null zu regeln, wenn das Verhältnis der Ausgangsgleichspannung zu der Eingangsgleichspannung größer als das Übersetzungsverhältnis ist, und die Phasenverschiebung zwischen einer Wechselspannungsphase der sekundären Wechselspannung und dem durch den Serienresonanzkreis dieser Wechselspannungsphase fließenden Strom auf Null zu regeln, wenn das Verhältnis der Ausgangsgleichspannung zu der Eingangsgleichspannung kleiner als das Übersetzungsverhältnis ist.
  • Bei einer alternativen Ausgestaltung eines mehrphasigen erfindungsgemäßen Gleichspannungswandlers ist die Messvorrichtungsanordnung zum Erfassen zeitlicher Verläufe mehrerer Wechselspannungsphasen der primären Wechselspannung, der dazu korrespondierenden Wechselspannungsphasen der sekundären Wechselspannung und der durch die Serienresonanzkreise dieser Wechselspannungsphasen fließenden Ströme ausgebildet und die Regelungseinheit ist dazu ausgebildet, einen Mittelwert der Phasenverschiebungen zwischen jeweils einer dieser Wechselspannungsphasen der primären Wechselspannung und dem durch den Serienresonanzkreis dieser Wechselspannungsphase fließenden Strom auf Null zu regeln, wenn das Verhältnis der Ausgangsgleichspannung zu der Eingangsgleichspannung größer als das Übersetzungsverhältnis ist, und einen Mittelwert der Phasenverschiebungen zwischen jeweils einer dieser Wechselspannungsphasen der sekundären Wechselspannung und dem durch den Serienresonanzkreis dieser Wechselspannungsphase fließenden Strom auf Null zu regeln, wenn das Verhältnis der Ausgangsgleichspannung zu der Eingangsgleichspannung kleiner als das Übersetzungsverhältnis ist.
  • Bei einer weiteren Ausgestaltung eines erfindungsgemäßen Gleichspannungswandlers ist die Regelungseinheit dazu ausgebildet, durch Änderung einer Phasenverschiebung zwischen der primären Wechselspannung und der sekundären Wechselspannung eine von dem Gleichspannungswandler übertragene Leistung auf einen Leistungssollwert oder die Ausgangsgleichspannung auf einen Spannungssollwert zu regeln.
  • Die drei vorgenannten Ausgestaltungen eines erfindungsgemäßen Gleichspannungswandlers entsprechen oben genannten Ausgestaltungen des erfindungsgemäßen Verfahrens, deren Vorteile ebenfalls oben bereits genannt wurden und hier nicht wiederholt werden.
  • Bei einer weiteren Ausgestaltung eines erfindungsgemäßen Gleichspannungswandlers ist jeder Serienresonanzkreis auf der Sekundärseite oder der Primärseite der Transformatoreinheit angeordnet oder die Komponenten jedes Serienresonanzkreises sind auf die Sekundärseite und die Primärseite der Transformatoreinheit verteilt. Die Gestaltung der Serienresonanzkreise und die Aufteilung der Komponenten der Serienresonanzkreise auf die Sekundärseite und die Primärseite der Transformatoreinheit ist für die Erfindung unerheblich, das heißt die Erfindung ist vorteilhaft für verschiedene Ausführungen der Serienresonanzkreise verwendbar, da die Transformatoreinheit für die Ströme der Serienresonanzkreise im Wesentlichen nur eine Impedanzänderung bewirkt.
  • Die oben beschriebenen Eigenschaften, Merkmale und Vorteile dieser Erfindung sowie die Art und Weise, wie diese erreicht werden, werden klarer und deutlicher verständlich im Zusammenhang mit der folgenden Beschreibung von Ausführungsbeispielen, die im Zusammenhang mit den Zeichnungen näher erläutert werden. Dabei zeigen:
    • FIG 1
    einen Schaltplan eines dreiphasigen Gleichspannungswandlers mit einer Dual Active Bridge-Topologie und einem Serienresonanzkreis für jede Wechselspannungsphase,
    FIG 2
    einen Regelkreis zum Regeln eines Gleichspannungswandlers,
    FIG 3
    ein Blockdiagramm eines Taktfrequenzreglers zum Regeln einer Taktfrequenz eines Gleichspannungswandlers,
    FIG 4
    zeitliche Verläufe einer Wechselspannungsphase einer primären Wechselspannung, der dazu korrespondierenden Wechselspannungsphase einer sekundären Wechselspannung und des durch einen Serienresonanzkreis dieser Wechselspannungsphase fließenden Stroms ohne eine Änderung der Taktfrequenz der Wechselspannung,
    FIG 5
    zeitliche Verläufe einer Wechselspannungsphase einer primären Wechselspannung, der dazu korrespondierenden Wechselspannungsphase einer sekundären Wechselspannung und des durch einen Serienresonanzkreis dieser Wechselspannungsphase fließenden Stroms mit einer Änderung der Taktfrequenz der Wechselspannung.
  • Einander entsprechende Teile sind in den Figuren mit denselben Bezugszeichen versehen.
  • Figur 1 zeigt einen Schaltplan eines dreiphasigen Gleichspannungswandlers 1 zum Umwandeln einer Eingangsgleichspannung Uin in eine Ausgangsgleichspannung Uout. Der Gleichspannungswandler 1 umfasst eine erste Wandlereinheit 3 zum Erzeugen einer primären Wechselspannung aus der Eingangsgleichspannung Uin, eine Transformatoreinheit 5 zum Transformieren der primären Wechselspannung in eine sekundäre Wechselspannung, eine zweite Wandlereinheit 7 zum Erzeugen der Ausgangsgleichspannung Uout aus der sekundären Wechselspannung und für jede Wechselspannungsphase einen Serienresonanzkreis 9.
  • Der Gleichspannungswandler 1 weist eine Dual Active Bridge-Topologie auf. Die erste Wandlereinheit 3 weist für jede Wechselspannungsphase UP1, UP2, UP3 der primären Wechselspannung eine primärseitige Spannungsbrücke 11 auf. Jede primärseitige Spannungsbrücke 11 ist als eine Halbbrücke ausgebildet, in deren Brückenarmen jeweils ein Halbleiterschalter 13 und eine parallel zu dem Halbleiterschalter 13 geschaltete Freilaufdiode 15 angeordnet sind und deren Brückenzweig mit einer Primärwicklung 17 der Transformatoreinheit 5 verbunden ist.
  • Die zweite Wandlereinheit 5 weist für jede Wechselspannungsphase US1, US2, US3 der sekundären Wechselspannung eine sekundärseitige Spannungsbrücke 19 auf. Jede sekundärseitige Spannungsbrücke 19 ist als eine Halbbrücke ausgebildet, in deren Brückenarmen jeweils ein Halbleiterschalter 13 und eine parallel zu dem Halbleiterschalter 13 geschaltete Freilaufdiode 15 angeordnet sind und deren Brückenzweig über einen Serienresonanzkreis 9 mit einer Sekundärwicklung 21 der Transformatoreinheit 5 verbunden ist.
  • Jeder Serienresonanzkreis 9 weist eine Reihenschaltung eines Kondensators 23 und einer Spule 25 auf.
  • Die Transformatoreinheit 5 ist als ein dreiphasiger Transformator ausgebildet.
  • Der Gleichspannungswandler 1 weist ferner eine Messvorrichtungsanordnung 27 und eine Regelungseinheit 29 auf, die in Figur 1 nicht dargestellt sind (siehe Figur 2). Die Messvorrichtungsanordnung 27 weist Messvorrichtungen zum Erfassen der Eingangsgleichspannung Uin, der Ausgangsgleichspannung Uout, einer von dem Gleichspannungswandler 1 übertragenen Leistung P und zeitlicher Verläufe der Wechselspannungsphasen UP1, UP2, UP3 der primären Wechselspannung, der Wechselspannungsphasen US1, US2, US3 der sekundären Wechselspannung und der durch die Serienresonanzkreise 9 fließenden Ströme I1, I2, I3 auf.
  • Die Regelungseinheit 29 ist dazu ausgebildet, einen Mittelwert von Phasenverschiebungen zwischen jeweils einer Wechselspannungsphase UP1, UP2, UP3 der primären Wechselspannung und dem durch den Serienresonanzkreis 9 dieser Wechselspannungsphase UP1, UP2, UP3 fließenden Strom I1, I2, I3 durch eine Änderung einer die Wechselspannungen taktenden Taktfrequenz f auf Null zu regeln, wenn das Verhältnis der Ausgangsgleichspannung Uout zu der Eingangsgleichspannung Uin größer als das Übersetzungsverhältnis n der Transformatoreinheit 5 ist, und einen Mittelwert von Phasenverschiebungen zwischen jeweils einer Wechselspannungsphase US1, US2, US3 der sekundären Wechselspannung und dem durch den Serienresonanzkreis 9 dieser Wechselspannungsphase US1, US2, US3 fließenden Strom I1, I2, I3 auf Null zu regeln, wenn das Verhältnis der Ausgangsgleichspannung Uout zu der Eingangsgleichspannung Uin kleiner als das Übersetzungsverhältnis n ist.
  • Ferner ist die Regelungseinheit 29 dazu ausgebildet, die von dem Gleichspannungswandler 1 übertragene Leistung P durch Änderung einer Phasenverschiebung zwischen der primären Wechselspannung und der sekundären Wechselspannung auf einen Leistungssollwert PS zu regeln.
  • Figur 2 zeigt einen Regelkreis zum Betreiben des in Figur 1 gezeigten Gleichspannungswandlers 1 gemäß dem erfindungsgemäßen Verfahren. Der Regelkreis weist die Regelungseinheit 29, eine Ansteuerungsanordnung 31 zum Ansteuern der Halbleiterschalter 13, den Gleichspannungswandler 1 und die Messvorrichtungsanordnung 27 auf.
  • Die Regelungseinheit 29 umfasst einen Taktfrequenzregler 33, einen spannungsgesteuerten Oszillator 35 (VCO = Voltage-Controlled Oscillator) und einen Phasenverschiebungsregler 37.
  • Mit der Messvorrichtungsanordnung 27 werden die Eingangsgleichspannung Uin, die Ausgangsgleichspannung Uout, die von dem Gleichspannungswandler 1 übertragene Leistung P und zeitliche Verläufe der Wechselspannungsphasen UP1, UP2, UP3 der primären Wechselspannung, der Wechselspannungsphasen US1, US2, US3 der sekundären Wechselspannung und der durch die Serienresonanzkreise 9 fließenden Ströme I1, I2, I3 erfasst.
  • Dem Taktfrequenzregler 33 werden von der Messvorrichtungsanordnung 27 die Eingangsgleichspannung Uin, die Ausgangsgleichspannung Uout und die zeitlichen Verläufe der Wechselspannungsphasen UP1, UP2, UP3 der primären Wechselspannung, der Wechselspannungsphasen US1, US2, US3 der sekundären Wechselspannung und der durch die Serienresonanzkreise 9 fließenden Ströme I1, I2, I3 übermittelt. Der Taktfrequenzregler 33 ermittelt in unten anhand von Figur 3 näher beschriebener Weise die Taktfrequenz f und übermittelt sie dem spannungsgesteuerten Oszillator 35.
  • Der spannungsgesteuerte Oszillator 35 erzeugt eine Rechteckspannung der Taktfrequenz f, die als Taktsignal Sf für die Ansteuerungsanordnung 31 dient.
  • Dem Phasenverschiebungsregler 37 wird eine Abweichung der von der Messvorrichtungsanordnung 27 ermittelten Leistung P des Gleichspannungswandlers 1 von dem Leistungssollwert PS übermittelt. Der Phasenverschiebungsregler 37 übermittelt ein Phasenverschiebungssignal SP an die Ansteuerungsanordnung 31, durch das die Leistung P durch eine Änderung der Phasenverschiebung zwischen der primären Wechselspannung und der sekundären Wechselspannung auf den Leistungssollwert PS geregelt wird. Der Phasenverschiebungsregler 37 ist beispielsweise als ein PI-Regler ausgebildet.
  • Die Ansteuerungsanordnung 31 steuert die Halbleiterschalter 13 des Gleichspannungswandlers 1 an. Beispielsweise ist jeder Halbleiterschalter 13 ein Bipolartransistor mit isolierter Gate-Elektrode (IGBT = insulated-gate bipolar transistor) oder ein Metall-Oxid-Halbleiter-Feldeffekttransistor (MOSFET = metal-oxide-semiconductor field-effect transistor) und die Ansteuerungsanordnung 31 weist für jeden Halbleiterschalter 13 einen Gate-Treiber auf, dem das Taktsignal Sf und das Phasenverschiebungssignal SP zugeführt werden.
  • Figur 3 zeigt ein Blockdiagramm des Taktfrequenzreglers 33, wobei beispielhaft die Auswertung einer primären Wechselspannungsphase UP1, der korrespondierenden sekundären Wechselspannungsphase US1 und des Stroms I1 durch den korrespondierenden Serienresonanzkreis 9 gezeigt ist. Für jede dieser Größen UP1, US1, I1 wird mit einem Digitalisierungsglied 39 bis 41 fortlaufend ein digitales Vorzeichensignal ermittelt, das ein momentanes Vorzeichen der Größe UP1, US1, I1 angibt. Jedes Digitalisierungsglied 39 bis 41 ist beispielsweise als ein Schmitt-Trigger ausgebildet.
  • Die für die primäre Wechselspannungsphase UP1 und den Strom I1 ermittelten Vorzeichensignale werden einem ersten digitalen Phasendetektor 43 zugeführt, der daraus eine Phasenverschiebung zwischen der primären Wechselspannungsphase UP1 und dem Strom I1 ermittelt.
  • Die für die sekundäre Wechselspannungsphase US1 und den Strom I1 ermittelten Vorzeichensignale werden einem zweiten digitalen Phasendetektor 44 zugeführt, der daraus eine Phasenverschiebung zwischen der sekundären Wechselspannungsphase US1 und dem Strom I1 ermittelt.
  • Die Phasendetektoren 43, 44 weisen beispielsweise jeweils ein EXOR-Gatter auf.
  • Das Ausgangssignal des ersten Phasendetektors 43 und das invertierte Ausgangssignal des zweiten Phasendetektors 44 werden einem Auswahlglied 45 zugeführt, das von einem Vergleichsglied 47 gesteuert wird. Das Vergleichsglied 47 ermittelt ein Verhältnis Uout/Uin der Ausgangsgleichspannung Uout zu der Eingangsgleichspannung Uin und vergleicht das Verhältnis mit dem Übersetzungsverhältnis n. Wenn das Verhältnis Uout/Uin größer als das Übersetzungsverhältnis n ist, wird von dem Auswahlglied 45 das Ausgangssignal des ersten Phasendetektors 43 an ein Mittelungsglied 49 weitergeleitet. Wenn das Verhältnis Uout/Uin kleiner als das Übersetzungsverhältnis n ist, wird von dem Auswahlglied 45 das invertierte Ausgangssignal des zweiten Phasendetektors 44 an das Mittelungsglied 49 weitergeleitet. Das Ausgangssignal des zweiten Phasendetektors 44 wird invertiert, um die Taktfrequenz f im Fall Uout/Uin < n in eine andere Richtung zu ändern als im Fall Uout/Uin > n.
  • Entsprechend werden die anderen beiden primären Wechselspannungsphasen UP2, UP3, die korrespondierenden sekundären Wechselspannungsphasen US2, US3 und Ströme I2, I3 durch die korrespondierenden Serienresonanzkreise 9 ausgewertet, so dass dem Mittelungsglied 49 für jede Wechselspannungsphase des Gleichspannungswandlers 1 die Phasenverschiebung zwischen der primären Wechselspannungsphase UP1, UP2, UP3 und dem Strom I1, I2, I3 durch den korrespondierenden Serienresonanzkreis 9 zugeführt wird, wenn das Verhältnis Uout/Uin größer als das Übersetzungsverhältnis n ist, und als invertiertes Signal die Phasenverschiebung zwischen der sekundären Wechselspannungsphase US1, US2, US3 und dem Strom I1, I2, I3 durch den korrespondierenden Serienresonanzkreis 9 zugeführt wird, wenn das Verhältnis Uout/Uin kleiner als das Übersetzungsverhältnis n ist.
  • Das Mittelungsglied 49 weist einen Tiefpass auf, mit dem die ihm zugeführten Signale gefiltert werden, und bildet aus den gefilterten Signalen einen Mittelwert, den es an ein Regelungsglied 51 ausgibt.
  • Das Regelungsglied 51 ermittelt aus dem ihm von dem Mittelungsglied 49 zugeführten Signal die Taktfrequenz f für die Ansteuerung der Halbleiterschalter 13. Das Regelungsglied 51 ist beispielsweise als ein PI-Regler ausgebildet.
  • Die Figuren 4 und 5 illustrieren den Effekt der Erfindung auf Verläufe einer primären Wechselspannungsphase UP1, der korrespondierenden sekundären Wechselspannungsphase US1 und des Stroms I1 durch den korrespondierenden Serienresonanzkreis 9 in Abhängigkeit von einer Zeit t im Fall, dass das Verhältnis Uout/Uin größer als das Übersetzungsverhältnis n ist.
  • Figur 4 zeigt die Verläufe ohne eine Änderung der Taktfrequenz f. Der Strom I1 durch den Serienresonanzkreis 9 eilt der primären Wechselspannungsphase UP1 und der sekundären Wechselspannungsphase US1 voraus. Dies hat einen Anstieg der Durchgangsverluste zur Folge, weil von primärer Seite und von sekundärer Seite Blindleistung in den Serienresonanzkreis 9 fließt. Außerdem treten hohe Umschaltverluste in der primärseitigen Spannungsbrücke 11 der primären Wechselspannungsphase UP1 und der sekundärseitigen Spannungsbrücke 19 der sekundären Wechselspannungsphase US1 auf, da der Momentanwert des Stroms I1 zu allen Zeitpunkten, in denen sich das Vorzeichen der einer Wechselspannungsphase UP1, US1 verändert, relativ groß ist.
  • Figur 5 zeigt die Verläufe mit einer erfindungsgemäßen Regelung der Phasenverschiebung zwischen UP1 und I1 auf Null durch eine Änderung der Taktfrequenz f. Durch die Regelung werden die Durchgangsverluste der primärseitigen Spannungsbrücke 11 der primären Wechselspannungsphase UP1 gegenüber der in Figur 4 gezeigten Situation reduziert, da von dieser Spannungsbrücke 11 aus keine Blindleistung in den korrespondierenden Serienresonanzkreis 9 fließt. Weiterhin werden die Umschaltverluste deutlich reduziert, da diese primärseitigen Spannungsbrücke 11 genau dann umgeschaltet wird, wenn der Strom I1 Null ist (so genanntes Zero Current Switching). Dadurch wird der Wirkungsgrad verbessert. Die sekundärseitige Spannungsbrücke 19 der sekundären Wechselspannungsphase US1 verursacht zwar weiterhin eine gewisse Verlustleistung, im Vergleich zu der in Figur 4 gezeigten Situation sind diese jedoch geringer, da der Maximalwert des Stroms I1 sowie die Momentanwerte des Stroms I1 in den Umschaltzeitpunkten dieser Spannungsbrücke 19 geringer sind.
  • Die anhand der Figuren 1 bis 5 beschriebenen Ausführungsbeispiele eines erfindungsgemäßen Gleichspannungswandlers 1 und des erfindungsgemäßen Verfahrens können auf verschiedene Weisen zu anderen Ausführungsbeispielen modifiziert werden. Beispielsweise kann der Gleichspannungswandler 1 eine von drei verschiedenen Anzahlen von Wechselspannungsphasen aufweisen. Insbesondere kann er auch einphasig ausgeführt sein. In dem einphasigen Fall weist der Gleichspannungswandler 1 beispielsweise eine primärseitige Spannungsbrücke 11 und eine sekundärseitige Spannungsbrücke 19 auf, die jeweils als eine Vollbrücke ausgebildet sind. Ferner kann im Fall eines mehrphasigen Gleichspannungswandlers 1 vorgesehen sein, dass lediglich die Phasenverschiebung zwischen einer der primären Wechselspannungsphasen UP1, UP2, UP3 und dem Strom I1, I2, I3 des korrespondierenden Serienresonanzkreises 9 erfasst und auf Null geregelt wird, wenn das Verhältnis Uout/Uin größer als das Übersetzungsverhältnis n ist, beziehungsweise die Phasenverschiebung zwischen einer der sekundären Wechselspannungsphasen US1, US2, US3 und dem Strom I1, I2, I3 des korrespondierenden Serienresonanzkreises 9 erfasst und auf Null geregelt wird, wenn das Verhältnis Uout/Uin kleiner als das Übersetzungsverhältnis n ist, statt alle primären Wechselspannungsphasen UP1, UP2, UP3, sekundären Wechselspannungsphasen US1, US2, US3 und Ströme I1, I2, I3 zu erfassen und Mittelwerte von Phasenverschiebungen zu bilden. Ferner kann im Fall eines mehrphasigen Gleichspannungswandlers 1 vorgesehen sein, dass die Transformatoreinheit 5 statt eines mehrphasigen Transformators für jede Wechselspannungsphase einen Transformator aufweist. Des Weiteren können statt analoge statt digitaler Phasendetektorn 43, 44 vorgesehen sein. Ferner kann vorgesehen sein, dass die Regelungseinheit 29 dazu ausgebildet ist, durch Änderung einer Phasenverschiebung zwischen der primären Wechselspannung und der sekundären Wechselspannung die Ausgangsgleichspannung Uout auf einen Spannungssollwert zu regeln statt die übertragene Leistung P auf einen Leistungssollwert PS zu regeln.
  • Obwohl die Erfindung im Detail durch bevorzugte Ausführungsbeispiele näher illustriert und beschrieben wurde, so ist die Erfindung nicht durch die offenbarten Beispiele eingeschränkt und andere Variationen können vom Fachmann hieraus abgeleitet werden, ohne den Schutzumfang der Erfindung zu verlassen.

Claims (15)

  1. Verfahren zum Betreiben eines Gleichspannungswandlers (1) zum Erzeugen einer ein- oder mehrphasigen primären Wechselspannung aus einer Eingangsgleichspannung (Uin), Transformieren der primären Wechselspannung in eine sekundäre Wechselspannung mit einem Übersetzungsverhältnis (n) und Erzeugen einer Ausgangsgleichspannung (Uout) aus der sekundären Wechselspannung, wobei der Gleichspannungswandler (1) eine Dual Active Bridge-Topologie mit einem Serienresonanzkreis (9) für jede Wechselspannungsphase aufweist, wobei
    - eine Phasenverschiebung zwischen der primären Wechselspannung und einem dazu korrespondierenden Serienresonanzkreisstrom durch eine Änderung einer die Wechselspannungen taktenden Taktfrequenz (f) auf Null geregelt wird, wenn das Verhältnis der Ausgangsgleichspannung (Uout) zu der Eingangsgleichspannung (Uin) größer als das Übersetzungsverhältnis (n) ist, und
    - eine Phasenverschiebung zwischen der sekundären Wechselspannung und einem dazu korrespondierenden Serienresonanzkreisstrom durch eine Änderung der Taktfrequenz (f) auf Null geregelt wird, wenn das Verhältnis der Ausgangsgleichspannung (Uout) zu der Eingangsgleichspannung (Uin) kleiner als das Übersetzungsverhältnis (n) ist.
  2. Verfahren nach Anspruch 1, wobei die Phasenverschiebung zwischen einer Wechselspannungsphase (UP1, UP2, UP3) der primären Wechselspannung und dem durch den Serienresonanzkreis (9) dieser Wechselspannungsphase (UP1, UP2, UP3) fließenden Strom (I1, I2, I3) auf Null geregelt wird, wenn das Verhältnis der Ausgangsgleichspannung (Uout) zu der Eingangsgleichspannung (Uin) größer als das Übersetzungsverhältnis (n) ist.
  3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, wobei die Phasenverschiebung zwischen einer Wechselspannungsphase (US1, US2, US3) der sekundären Wechselspannung und dem durch den Serienresonanzkreis (9) dieser Wechselspannungsphase (US1, US2, US3) fließenden Strom (I1, I2, I3) auf Null geregelt wird, wenn das Verhältnis der Ausgangsgleichspannung (Uout) zu der Eingangsgleichspannung (Uin) kleiner als das Übersetzungsverhältnis (n) ist.
  4. Verfahren nach Anspruch 1, wobei im Fall einer mehrphasigen Wechselspannung ein Mittelwert von Phasenverschiebungen zwischen jeweils einer Wechselspannungsphase (UP1, UP2, UP3) der primären Wechselspannung und dem durch den Serienresonanzkreis (9) dieser Wechselspannungsphase (UP1, UP2, UP3) fließenden Strom (I1, I2, I3) auf Null geregelt wird, wenn das Verhältnis der Ausgangsgleichspannung (Uout) zu der Eingangsgleichspannung (Uin) größer als das Übersetzungsverhältnis (n) ist.
  5. Verfahren nach Anspruch 1 oder 4, wobei im Fall einer mehrphasigen Wechselspannung ein Mittelwert von Phasenverschiebungen zwischen jeweils einer Wechselspannungsphase (US1, US2, US3) der sekundären Wechselspannung und dem durch den Serienresonanzkreis (9) dieser Wechselspannungsphase (US1, US2, US3) fließenden Strom (I1, I2, I3) auf Null geregelt wird, wenn das Verhältnis der Ausgangsgleichspannung (Uout) zu der Eingangsgleichspannung (Uin) kleiner als das Übersetzungsverhältnis (n) ist.
  6. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei durch Änderung einer Phasenverschiebung zwischen der primären Wechselspannung und der sekundären Wechselspannung eine von dem Gleichspannungswandler (1) übertragene Leistung (P) auf einen Leistungssollwert (PS) oder die Ausgangsgleichspannung (Uout) auf einen Spannungssollwert geregelt wird.
  7. Gleichspannungswandler (1) zum Erzeugen einer ein- oder mehrphasigen primären Wechselspannung aus einer Eingangsgleichspannung (Uin), Transformieren der primären Wechselspannung in eine sekundäre Wechselspannung mit einem Übersetzungsverhältnis (n) und Erzeugen einer Ausgangsgleichspannung (Uout) aus der sekundären Wechselspannung, der Gleichspannungswandler (1) umfassend
    - für jede Wechselspannungsphase eine primärseitige Spannungsbrücke (11) mit mehreren Halbleiterschaltern (13) zum Erzeugen der primären Wechselspannung aus der Eingangsgleichspannung (Uin),
    - eine Transformatoreinheit (5) zum Transformieren der primären Wechselspannung in die sekundäre Wechselspannung,
    - für jede Wechselspannungsphase eine sekundärseitige Spannungsbrücke (19) mit mehreren Halbleiterschaltern (13) zum Erzeugen der Ausgangsgleichspannung (Uout) aus der sekundären Wechselspannung,
    - für jede Wechselspannungsphase einen Serienresonanzkreis (9),
    - eine Messvorrichtungsanordnung (27) zum Erfassen der Eingangsgleichspannung (Uin), der Ausgangsgleichspannung (Uout) und zeitlicher Verläufe wenigstens einer Wechselspannungsphase (UP1, UP2, UP3) der primären Wechselspannung, der dazu korrespondierenden Wechselspannungsphase (US1, US2, US3) der sekundären Wechselspannung und des durch den Serienresonanzkreis (9) dieser Wechselspannungsphase fließenden Stroms (I1, I2, I3), und
    - eine Regelungseinheit (29), die dazu ausgebildet ist, eine Phasenverschiebung zwischen der primären Wechselspannung und einem dazu korrespondierenden Serienresonanzkreisstrom durch eine Änderung einer die Wechselspannungen taktenden Taktfrequenz (f) auf Null zu regeln, wenn das Verhältnis der Ausgangsgleichspannung (Uout) zu der Eingangsgleichspannung (Uin) größer als das Übersetzungsverhältnis (n) ist, und
    - eine Phasenverschiebung zwischen der sekundären Wechselspannung und einem dazu korrespondierenden Serienresonanzkreisstrom durch eine Änderung der Taktfrequenz (f) auf Null zu regeln, wenn das Verhältnis der Ausgangsgleichspannung (Uout) zu der Eingangsgleichspannung (Uin) kleiner als das Übersetzungsverhältnis (n) ist.
  8. Gleichspannungswandler (1) nach Anspruch 7, wobei im Fall einer mehrphasigen Wechselspannung jede primärseitige Spannungsbrücke (11) eine Halbbrücke ist, in deren Brückenarmen jeweils ein Halbleiterschalter (13) angeordnet ist und deren Brückenzweig mit einer Primärwicklung (17) der Transformatoreinheit (5) verbunden ist, und jede sekundärseitige Spannungsbrücke (19) eine Halbbrücke ist, in deren Brückenarmen jeweils ein Halbleiterschalter (13) angeordnet ist und deren Brückenzweig mit einer Sekundärwicklung (21) der Transformatoreinheit (5) verbunden ist.
  9. Gleichspannungswandler (1) nach Anspruch 7, wobei im Fall einer einphasigen Wechselspannung die primärseitige Spannungsbrücke (11) eine Vollbrücke ist, in deren Brückenarmen jeweils ein Halbleiterschalter (13) angeordnet ist und deren Brückenzweig mit einer Primärwicklung (17) der Transformatoreinheit (5) verbunden ist, und die sekundärseitige Spannungsbrücke (19) eine Vollbrücke ist, in deren Brückenarmen jeweils ein Halbleiterschalter (13) angeordnet ist und deren Brückenzweig mit einer Sekundärwicklung (21) der Transformatoreinheit (5) verbunden ist.
  10. Gleichspannungswandler (1) nach Anspruch 7 oder 8, wobei die Transformatoreinheit (5) im Fall einer mehrphasigen Wechselspannung als ein mehrphasiger Transformator ausgebildet ist oder für jede Wechselspannungsphase einen Transformator aufweist.
  11. Gleichspannungswandler (1) nach einem der Ansprüche 7 bis 10, wobei die Regelungseinheit (29) wenigstens einen ersten Phasendetektor (43) zum Ermitteln einer Phasenverschiebung zwischen einer Wechselspannungsphase (UP1, UP2, UP3) der primären Wechselspannung und dem durch den Serienresonanzkreis (9) dieser Wechselspannungsphase (UP1, UP2, UP3) fließenden Strom (I1, I2, I3) und einen zweiten Phasendetektor (44) zum Ermitteln einer Phasenverschiebung zwischen einer Wechselspannungsphase (US1, US2, US3) der sekundären Wechselspannung und dem durch den Serienresonanzkreis (9) dieser Wechselspannungsphase (US1, US2, US3) fließenden Strom (I1, I2, I3) aufweist.
  12. Gleichspannungswandler (1) nach einem der Ansprüche 7 bis 11, wobei die Regelungseinheit (29) dazu ausgebildet ist, die Phasenverschiebung zwischen einer Wechselspannungsphase (UP1, UP2, UP3) der primären Wechselspannung und dem durch den Serienresonanzkreis (9) dieser Wechselspannungsphase (UP1, UP2, UP3) fließenden Strom (I1, I2, I3) auf Null zu regeln, wenn das Verhältnis der Ausgangsgleichspannung (Uout) zu der Eingangsgleichspannung (Uin) größer als das Übersetzungsverhältnis (n) ist, und die Phasenverschiebung zwischen einer Wechselspannungsphase (US1, US2, US3) der sekundären Wechselspannung und dem durch den Serienresonanzkreis (9) dieser Wechselspannungsphase (US1, US2, US3) fließenden Strom (I1, I2, I3) auf Null zu regeln, wenn das Verhältnis der Ausgangsgleichspannung (Uout) zu der Eingangsgleichspannung (Uin) kleiner als das Übersetzungsverhältnis (n) ist.
  13. Gleichspannungswandler (1) nach Anspruch 7 oder 8 oder einem der Ansprüche 10 bis 12, wobei im Fall einer mehrphasigen Wechselspannung die Messvorrichtungsanordnung (27) zum Erfassen zeitlicher Verläufe mehrerer Wechselspannungsphasen (UP1, UP2, UP3) der primären Wechselspannung, der dazu korrespondierenden Wechselspannungsphasen (US1, US2, US3) der sekundären Wechselspannung und der durch die Serienresonanzkreise (9) dieser Wechselspannungsphasen fließenden Ströme (I1, I2, I3) ausgebildet ist und die Regelungseinheit (29) dazu ausgebildet ist, einen Mittelwert der Phasenverschiebungen zwischen jeweils einer dieser Wechselspannungsphasen (UP1, UP2, UP3) der primären Wechselspannung und dem durch den Serienresonanzkreis (9) dieser Wechselspannungsphase (UP1, UP2, UP3) fließenden Strom (I1, I2, I3) auf Null zu regeln, wenn das Verhältnis der Ausgangsgleichspannung (Uout) zu der Eingangsgleichspannung (Uin) größer als das Übersetzungsverhältnis (n) ist, und einen Mittelwert der Phasenverschiebungen zwischen jeweils einer dieser Wechselspannungsphasen (US1, US2, US3) der sekundären Wechselspannung und dem durch den Serienresonanzkreis (9) dieser Wechselspannungsphase (US1, US2, US3) fließenden Strom (I1, I2, I3) auf Null zu regeln, wenn das Verhältnis der Ausgangsgleichspannung (Uout) zu der Eingangsgleichspannung (Uin) kleiner als das Übersetzungsverhältnis (n) ist.
  14. Gleichspannungswandler (1) nach einem der Ansprüche 7 bis 13, wobei die Regelungseinheit (29) dazu ausgebildet ist, durch Änderung einer Phasenverschiebung zwischen der primären Wechselspannung und der sekundären Wechselspannung eine von dem Gleichspannungswandler (1) übertragene Leistung (P) auf einen Leistungssollwert (PS) oder die Ausgangsgleichspannung (Uout) auf einen Spannungssollwert zu regeln.
  15. Gleichspannungswandler (1) nach einem der Ansprüche 7 bis 14, wobei jeder Serienresonanzkreis (9) auf der Sekundärseite oder der Primärseite der Transformatoreinheit (5) angeordnet ist oder die Komponenten jedes Serienresonanzkreises (9) auf die Sekundärseite und die Primärseite der Transformatoreinheit (5) verteilt sind.
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