DE102014202954A1

DE102014202954A1 - Verfahren zum Betrieb eines Resonanzwandlers und Resonanzwandler

Info

Publication number: DE102014202954A1
Application number: DE102014202954.6A
Authority: DE
Inventors: Stefan Waffler
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Siemens Healthcare GmbH
Priority date: 2014-02-18
Filing date: 2014-02-18
Publication date: 2015-08-20
Also published as: CN104852581A; US20150236600A1; CN104852581B; US9455638B2

Abstract

Die Erfindung gibt ein Verfahren zum Betrieb eines Resonanzwandlers mit einer Wechselrichterschaltung (2) mit mehreren Schaltern (21, 22, 23, 24) an, wobei die Schalter (21, 22, 23, 24) des Wechselrichters (2) mit einer Ansteuerfrequenz (f) und mit einem Phasenwinkelversatz (Φ) zueinander geschaltet werden, so dass die Spannung am Ausgang der Wechselrichterschaltung (2) einen Tastgrad (d) aufweist, wobei die Ansteuerfrequenz (f) und der Tastgrad (d) für einen vorgebbaren Betriebspunkt und eine vorgebbare Phasenreserve (σ) des Resonanzwandlers ermittelt werden. Ein zugehöriger Resonanzwandler und ein Röntgengenerator mit einem Resonanzwandler werden ebenfalls angegeben. Der Vorteil der erfindungsgemäßen Kombination einer Variation der Ansteuerfrequenz und einer Phasenshift-Modulation besteht darin, dass bei einer geeigneten Dimensionierung des LCLC-Schwingkreises eines Resonanzwandlers in einem sehr weiten Betriebsbereich ein entlastetes Schalten erreicht werden kann, wobei gleichzeitig der Blindstrom in der Wechselrichterschaltung und der Frequenzhub in der Ansteuerfrequenz klein gehalten werden kann.

Description

Gebiet der Erfindung
Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Betrieb eines weich schaltenden Resonanzwandlers mit einer Wechselrichterschaltung und einen weich schaltenden Resonanzwandler mit einer Wechselrichterschaltung.
Hintergrund der Erfindung
Bei der Erzeugung einer Hochspannung für eine Röntgenröhre werden in der Regel resonant betriebene Wechselrichterschaltungen eingesetzt. Derartige Resonanzwandler sind beispielsweise in der Offenlegungsschrift US 2008/0198634 A1 beschrieben.
Bei einem Resonanzwechselrichter mit Serienschwingkreis, bestehend aus Serienkondensator und Seriendrossel und einer Halbbrückenansteuerung oder einer Vollbrückenansteuerung, können die Ausgangsspannung und die Ausgangsleistung durch Variation der Ansteuerfrequenz der Halbleiterschalter in den Brückenzweigen eingestellt werden. Wird im Wechselrichter ein Transformator zur galvanischen Trennung oder zum Hochsetzen der Spannung eingesetzt, kann die Streuinduktivität des Transformators die Funktion der Seriendrossel erfüllen und es wird lediglich ein Serienkondensator benötigt. Je nachdem, ob die Ansteuerfrequenz unter oder über der Resonanzfrequenz des Schwingkreises liegt, wird zwischen einer unter- und einer überresonanten Ansteuerung unterschieden.
Bei der unterresonanten Ansteuerung muss die Ansteuerfrequenz für kleine Ausgangsleistungen sehr klein sein und erreicht so den hörbaren Frequenzbereich. Mit einem Multiresonanzwechselrichter kann dieser Nachteil überwunden werden, indem beispielsweise dem Kondensator des Serienschwingkreises eine Drossel parallel geschaltet wird. Eine Ausgangsleistung von Null wird dann bereits für eine Ansteuerfrequenz in der Nähe der Parallelresonanzfrequenz erreicht, so dass der Frequenzbereich der Ansteuerung auf ein ausreichend enges Band beschränkt werden kann. Dies hat auch Vorteile bei der Auslegung der ausgangsseitigen Glättungskondensatoren und der EMV-Filter.
Allerdings muss bei unterresonanter Ansteuerung beim Einschalten eines Schalters die zum gegenüberliegenden Schalter des Brückenzweiges antiparallele Diode abkommutiert werden, wodurch insbesondere bei höheren Schaltfrequenzen hohe Schaltverluste entstehen. Eine Möglichkeit zur Verringerung der Schaltverluste besteht darin, zusätzliche passive oder aktive Entlastungsnetzwerke, die ein Schalten unter Strom Null ermöglichen, einzusetzen. Der Strom im Serienschwingkreis kommutiert in diesem Fall vom Schalter auf die Diode, wobei nur geringe Schaltverluste entstehen.
Bei der überresonanten Ansteuerung sind die Spannungsübersetzung und die Leistungsübertragung in der Nähe der Resonanzfrequenz maximal und die Ansteuerfrequenz muss für kleinere Leistungen stark erhöht werden. Die Resonanzfrequenz kann derart gewählt werden, dass die nötige Ansteuerfrequenz immer über dem Hörbereich liegt. Wegen der parasitären Kapazitäten und Induktivitäten des Transformators, die zusätzliche Resonanzstellen verursachen, ist eine Einschränkung des Bereichs der Ansteuerfrequenz, ähnlich wie bei der unterresonanten Ansteuerung, in der Regel nicht realisierbar. Der Schwingkreis muss derart ausgelegt werden, dass die Resonanzfrequenz unter der bei der minimalen Eingangsspannung maximalen Ausgangsspannung und der bei der maximalen Ausgangsleistung gewünschten, minimalen Ansteuerfrequenz liegt.
Insbesondere dann, wenn ein weiter Bereich für die Ein- und Ausgangsspannung abgedeckt werden soll, hat dies zur Folge, dass im Wechselrichter abseits dieses Arbeitspunktes ein ungünstiges Verhältnis von Blind- und Wirkleistung vorliegt, wodurch übermäßig hohe Leitverluste entstehen. Beim überresonanten Betrieb müssen die antiparallelen Dioden nicht abkommutiert werden, allerdings muss der Strom im Serienschwingkreis vom Schalter aktiv abgeschaltet werden, wodurch Schaltverluste entstehen. Diese Ausschaltverluste können jedoch durch eine kapazitive Schaltentlastung in Form von Kondensatoren, die den Schalten parallel geschaltet werden, minimiert werden. Im Schaltmoment liegt dann ein Schalten unter Spannung Null vor.
Zusammenfassung der Erfindung
Es ist Aufgabe der Erfindung, ein Verfahren zum Betrieb eines Resonanzwandlers und einen Resonanzwandler anzugeben, die auch bei stark variierenden Eingangsspannungen geringe Schaltverluste aufweisen.
Gemäß der Erfindung wird die gestellte Aufgabe mit dem Verfahren, dem Resonanzwandler und dem Röntgengenerator der unabhängigen Patentansprüche gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen sind in den abhängigen Ansprüchen angegeben.
Die erfindungsgemäße Idee besteht darin, die Ansteuerfrequenz und den Tastgrad der Wechselrichterspannung bei einem Resonanzwandler mit Wechselrichter gleichzeitig und aufeinander abgestimmt zu regeln. Dabei werden der Tastgrad und die Ansteuerfrequenz für jeden Betriebspunkt des Resonanzwandlers und einer vorgegebenen Phasenreserve bestimmt. Dabei bestimmt sich der Betriebspunkt aus der Eingangsspannung, der erforderlichen Ausgangsspannung und der Belastung am Ausgang. (d.h. vom Ausgangsstrom) Die Phasenreserve stellt sicher, dass die Schalter des Wechselrichters unter Spannung Null eingeschaltet werden.
Die Erfindung beansprucht ein Verfahren zum Betrieb eines Resonanzwandlers mit einer Wechselrichterschaltung mit mehreren Schaltern, wobei die Schalter des Wechselrichters mit einer Ansteuerfrequenz und derart zueinander phasenverschoben geschaltet werden, dass die Wechselrichterspannung am Ausgang des Wechselrichters einen vorgebbaren Tastgrad aufweist, wobei die Ansteuerfrequenz und der Tastgrad für einen vorgebbaren Betriebspunkt und eine vorgebbare Phasenreserve des Resonanzwandlers ermittelt werden.
Der Vorteil der erfindungsgemäßen Kombination einer Variation der Ansteuerfrequenz und einer Phasenshift-Modulation besteht darin, dass bei einer geeigneten Dimensionierung des LCLC-Schwingkreises eines Resonanzwandlers in einem sehr weiten Betriebsbereich ein entlastetes Schalten erreicht werden kann, wobei gleichzeitig der Blindstrom in der Wechselrichterschaltung und der Frequenzhub in der Ansteuerfrequenz klein gehalten werden können. Beispielsweise kann der Frequenzhub bei einem Eingangsspannungsbereich von 50% bis 100% der maximalen Eingangsspannung, einem Ausgangsspannungsbereich von 50% bis 100% der maximalen Ausgangsspannung und einem Lastbereich von 1% bis 100% der Nennausgangsleistung etwa auf den Faktor zwei beschränkt werden.
Vorteilhaft ist, dass wegen des weiten Betriebsbereichs der Resonanzwandler insbesondere an Eingangsspannungen betrieben werden kann, die in einem weiten Bereich variieren. Dies ist beispielweise bei ungeregelten Zwischenkreisspannungen der Fall, die aufgrund des Netzinnenwiderstands unter Last einbrechen, oder wenn der Resonanzwandler aus Netzen mit unterschiedlicher Nennspannung versorgt werden soll.
In einer Weiterbildung gibt die Phasenreserve den Phasenwinkelversatz an, der zwischen dem Abschalten der Schalter und dem Nulldurchgang des Schwingkreisstroms besteht.
Bei einer weiteren Ausführungsform der Erfindung umfassen die Schalter einen ersten Schalter, einen zweiten Schalter, einen dritten Schalter und einen vierten Schalter, wobei der erste und der zweite Schalter einen ersten Brückenzweig und der dritte und der vierte Schalter einen zweiten Brückenzweig bilden, wobei der erste, der zweite, der dritte und der vierte Schalter mit der Ansteuerfrequenz und phasenversetzt geschaltet werden.
In einer Weiterbildung wird beansprucht, dass die Phasenreserve den Phasenwinkelversatz angibt, der entweder zwischen dem Abschalten des ersten Schalters und dem Nulldurchgang des Schwingkreisstroms und zwischen dem Abschalten des zweiten Schalters und dem Nulldurchgang des Schwingkreisstroms oder der zwischen dem Abschalten des dritten Schalters und dem Nulldurchgang des Schwingkreisstroms und zwischen dem Abschalten des vierten Schalters und dem Nulldurchgang des Schwingkreisstroms besteht.
Das Ansteuerverfahren zur Wahl der Parameter Tastgrad und Ansteuerfrequenz hat den Vorteil, dass ein entlastetes Schalten unter Spannung Null ermöglicht wird. Das entlastete Schalten wird ohne komplizierte Entlastungsnetzwerke erreicht. Es resultieren geringe Schaltverluste, so dass der Resonanzwandler entweder bei hohen Ansteuerfrequenzen betrieben werden kann oder der Aufwand für die Kühlung der Leistungsbauelemente sinkt.
In einer weiteren Ausführungsform wird beansprucht, dass eine Verriegelungszeit, die die Zeitdauer zwischen dem Schalten des ersten und des zweiten Schalters und zwischen dem Schalten des dritten und des vierten Schalters angibt, kleiner als die Phasenreserve dividiert durch das 2π-fache der Ansteuerfrequenz ist.
In einer weiteren Ausbildung wird beansprucht, dass eine Eingangsspannung des Resonanzwandlers, eine Ausgangsspannung des Resonanzwandlers und ein Ausgangsstrom des Resonanzwandlers den Betriebspunkt festlegen.
Des Weiteren wird beansprucht, dass der Tastgrad und die Ansteuerfrequenz aus gespeicherten, vorab ermittelten Tabellen anhand des Betriebspunktes ermittelt werden.
In einer weiteren Ausführungsform wird beansprucht, dass die Einhaltung der Phasenreserve dynamisch durch eine Steuereinheit mittels Begrenzung, Vorsteuerung und/oder Regelung der Ansteuerfrequenz und/oder des Tastgrads erfolgt.
Bevorzugt kann die Einhaltung der Phasenreserve dynamisch durch eine Beobachtung des Schwingkreisstroms erfolgen.
Die Erfindung beansprucht auch einen Resonanzwandler mit einer Wechselrichterschaltung, wobei der Resonanzwandler ausgebildet und programmiert ist, ein erfindungsgemäßes Verfahren auszuführen.
In einer Weiterbildung kann der Resonanzwandler eine Regeleinrichtung umfassen, die ausgebildet und programmiert ist, mittels vorab ermittelter und gespeicherter Tabellen aus dem Betriebspunkt und der Phasenreserve die Ansteuerfrequenz und den Tastgrad zu ermitteln.
Die Erfindung beansprucht auch einen Röntgengenerator mit einem erfindungsgemäßen Resonanzwandler.
Weitere Besonderheiten und Vorteile der Erfindung werden aus den nachfolgenden Erläuterungen eines Ausführungsbeispiels anhand von schematischen Zeichnungen ersichtlich.
Es zeigen:
1: ein Blockschaltbild eines Resonanzwandlers,
2: ein Blockschaltbild des Leistungsschaltungsteils eines Resonanzwandlers,
3: ein Schaubild des Schwingkreisstroms in Abhängigkeit der Phase und ein Schaubild des zeitlichen Verlaufs der Schalter des Wechselrichters und
4: ein Blockschaltbild der Regeleinrichtung.
Detaillierte Beschreibung eines Ausführungsbeispiels
1 zeigt ein Blockschaltbild einer Schaltungsanordnung zum erfindungsgemäßen Betrieb eines Resonanzwandlers bestehend aus einem Leistungsschaltungsteil 1 mit einer Wechselrichterschaltung 2, einer Schwingkreisschaltung 3, einer Übertragerschaltung 4 und einer Gleichrichterschaltung 5 mit Glättung. Außerdem umfasst der Resonanzwandler eine Regeleinrichtung 6 die eine Pulserzeugungsschaltung 7 ansteuert, an deren Ausgang ein Ansteuersignal 8 vorliegt, das die Schalter der Wechselrichterschaltung schaltet.
Die Regeleinrichtung 6, beispielsweise als digitaler Regler ausgeführt, regelt die Ausgangsspannung U₂ und / oder den Ausgangsstroms I₂ unter Zuhilfenahme der Eingangsspannung U₁ über die beiden Stellgrößen Ansteuerfrequenz f und Tastgrad d, die von der Pulserzeugungsschaltung 7 zur Erzeugung der Ansteuersignale 8 der Schalter der Wechselrichterschaltung 2 genutzt werden.
Am Ausgang der Wechselrichterschaltung 2 erhält man den Schwingkreisstrom i₀ und die Schwingkreisspannung u₀. Am Ausgang der Übertragerschaltung 4 liegt die transformierte Schwingkreisspannung u_s. Am Ausgang der Gleichrichterschaltung erhält man die gleichgerichtete und geglättete Ausgangsspannung U₂ und den Ausgangsstrom I₂.
2 zeigt ein Blockschaltbild des Leistungsschaltungsteils 1 des Resonanzwandlers aus 1 detaillierter. Das Leistungsschaltungsteil 1 umfasst die als Vollbrücke ausgebildete Wechselrichterschaltung 2, die eingangsseitig mit der Eingangsspannung U₁ und ausgangsseitig mit einer Schwingkreisschaltung 3 verbunden ist. Die Schwingkreisschaltung 3 umfasst einen Serienkondensator 33, eine Seriendrossel 34, eine Paralleldrossel 35 und einen Parallelkondensator 36. Die Schwingkreisschaltung ist ausgangsseitig mit der Übertragerschaltung 4 verbunden.
Die Wechselrichterschaltung 2 besteht aus einem ersten Brückenzweig B1 und einem zweiten Brückenzweig B2, die parallel zur Eingangsspannung U₁ geschaltet sind. Der erste Brückenzweig B1 besteht aus dem in Serie angeordneten ersten und zweiten Schalter 21, 22 mit der antiparallelen ersten und zweiten Diode 25, 26 und dem parallelen ersten und zweiten Kondensator 29, 30.
Der zweite Brückenzweig B2 besteht aus dem in Serie angeordneten dritten und vierten Schalter 23, 24 mit der antiparallelen dritten und vierten Diode 27, 28 und dem parallelen dritten und vierten Kondensator 31, 32.
Am Ausgang der Wechselrichterschaltung 2 entsteht der Schwingkreisstrom i₀ und die Schwingkreisspannung u₀. Am Ausgang der Übertragerschaltung 4 liegt die transformierte Schwingkreisspannung u_s. Am Ausgang der Gleichrichterschaltung 5 erhält man die gleichgerichtete und geglättete Ausgangsspannung U₂ und den Ausgangsstrom I₂.
Die Ansteuerung der Schalter 21 bis 24 der Vollbrücke erfolgt gemäß 1 durch die nicht dargestellte Pulserzeugungseinheit 7 in Abhängigkeit der Ansteuerparameter Tastgrad d und Ansteuerfrequenz f, so dass die Schalter 21 und 22 des ersten Brückenzweiges B1 abwechselnd eingeschaltet werden und beim Umschalten eine Verriegelungszeit T_dt eingehalten wird. Die Schalter 23 und 24 des zweiten Brückenzweigs B2 werden ebenfalls abwechselnd eingeschaltet und beim Umschalten die Verriegelungszeit T_dt eingehalten. Die Verriegelungszeit T_dt ist erforderlich, damit es nicht zu Kurzschlüssen in den Brückenzweigen B1 und B2 kommt und damit der Schwingkreisstrom i₀ die Ausgangskapazitäten der Schalter 21 bis 24 und die zusätzlichen Kondensatoren 29 bis 32 des betroffenen Brückenzweiges umladen kann, so dass nach Ablauf der Verriegelungszeit T_dt der betroffene Schalter 21 bis 24 unter Spannung Null eingeschaltet werden kann.
Die Ansteuersignale der beiden Brückenzweige B1 und B2 sind zueinander um den Winkel Φ phasenverschoben, so dass am Ausgang der Wechselrichterschaltung 2 eine Schwingkreisspannung u_O mit dem Tastgrad d und der Pulsfrequenz f resultiert.
Vorteilhaft ist, wenn ein oder mehrere der Schwingkreisbauelemente 33 bis 36 und die Übertragungsschaltung 4 Bestandteile eines realen Transformators sind. Beispielsweise übernimmt die Streuinduktivität des realen Transformators die Funktion der Serieninduktivität 34 (Seriendrossel), die Hauptinduktivität des Transformators die Funktion der Parallelinduktivität 35 (Paralleldrossel) und die Wicklungskapazität der Sekundärwicklung die Funktion des Parallelkondensators 36. Das Windungszahlverhältnis zwischen Sekundär- und Primärwindung bestimmt die Spannungsübersetzung n der Übertragerschaltung 4, so dass der Resonanzwandler aus nur wenigen Bauteilen besteht und sich kostengünstig realisieren lässt.
Als Kondensatoren 29 bis 32 können vorteilhaft auch Ausgangskapazitäten der Schalter 21 bis 24 genutzt werden, wenn diese eine ausreichend große Kapazität aufweisen.
Da die Dioden 25 bis 28 nicht abkommutiert werden müssen, sind schnell schaltende Dioden mit geringer Speicherladung nicht zwingend erforderlich. Vorteilhaft können als antiparallele Dioden 25 bis 28 auch parasitäre Dioden der Schalter 21 bis 24 genutzt werden, beispielsweise die parasitäre Body-Diode eines Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistors (MOSFET).
In 3 sind die in 2 beschriebenen Zusammenhänge anhand eines Schaubilds näher dargestellt. 3 zeigt von oben nach unten: den Phasenverlauf der Schwingkreisspannung u₀ und des Schwingkreisstroms i₀, den Phasenverlauf des Stromflusses in dem ersten und zweiten Brückenzweig B1, B2 und den zeitlichen Verlauf der Schaltzustände des ersten bis vierten Schalters 21 bis 24.
Durch die erfindungsgemäße Ansteuerung resultiert ein Schwingkreisstrom i_O, dessen zeitlicher Stromnulldurchgang bezüglich der Abschaltzeitpunkte des dritten und vierten Schalters 23, 24 eine Phasenreserve σ größer Null aufweist, so dass der Schwingkreisstrom i₀ im Abschaltzeitpunkt des dritten und vierten Schalters 23, 24 durch den entsprechenden Schalter fließt und die beiden Schalter 23 und 24 aufgrund des dritten und vierten Kondensators 31, 32 kapazitiv entlastet unter Spannung Null ausgeschaltet werden können. Im Einschaltzeitpunkt des dritten und vierten Schalters 23, 24 ist die zugehörige antiparallele dritte und vierte Diode 27, 28 leitend und die beiden Schalter 23 und 24 können unter Spannung Null eingeschaltet werden. Die Darstellung unterhalb den Kurvenverläufe des Schwingkreisstroms i₀ und der Schwingspannung u₀ zeigt, welche Bauelemente der beiden Brückenzweige B1 und B2 jeweils gerade Strom führen.
Im Falle einer anderen Phasenverschiebung Φ kann das für den zweiten Brückenzweig B2 oben Beschriebene sinngemäß für die Bauelemente des ersten Brückenzweiges B1 gelten.
Die zeitliche Darstellung unterhalb der Phasenverläufe zeigt die zeitlichen Zusammenhänge im Detail. Der zeitliche Verlauf der Schwingkreisspannung u₀ wird bestimmt durch die Zeitdauer T_shift der Phasenverschiebung Φ und der Zeitdauer T_on, in der die Schwingkreisspannung u₀ ungleich Null ist. Die Zeitdauer T_on ist gleich dem Produkt aus Tastgrad d und der Zeitdauer T_HP einer Halbperiode der Periodendauer T_P, wobei die Periodendauer T_P gleich dem Kehrwert der Ansteuerfrequenz f ist. Eingezeichnet ist auch die Verriegelungszeit T_dt zwischen dem Ausschalten des dritten Schalters 23 und dem Einschalten des vierten Schalters 24 bzw. zwischen dem ersten Schalter 21 und dem zweiten Schaltet 22. Die Zeiten, in denen die Schalter 21 bis 24 ein- bzw. ausgeschaltet sind, könnend der untersten Grafik entnommen werden.
Nachfolgend ist ein Verfahren zur Bestimmung der Ansteuerparameter Tastgrad d und Ansteuerfrequenz f der Wechselrichterschaltung 2 gemäß 1 und 2 angegeben. Das Verfahren führt zu Kurvenverläufen, wie in 3 dargestellt. Ein derartiges Verfahren sorgt dafür, dass in jedem Betriebspunkt eines Resonanzwandlers, festgelegt durch Eingangsspannung U₁, Ausgangsspannung U₂ und Belastung bzw. Ausgangsstrom I₂, am Ausgang die nötige Phasenreserve σ eingehalten wird.
Dazu werden die Ansteuerparameter Tastgrad d und Ansteuerfrequenz f bestimmt, indem zwei analytische Gleichungen, die das Verhalten des Resonanzwandlers in Abhängigkeit von Tastgrad d und Ansteuerfrequenz f beschreiben, unter Vorgabe eines Betriebspunktes und einer Phasenreserve σ nach der Ansteuerfrequenz f und dem Tastgrad d aufgelöst werden. Die Berechnung der Ansteuerparameter Tastgrad d und Ansteuerfrequenz f kann dabei in Echtzeit durch die Regeleinrichtung 6 erfolgen oder vorab und für den gewünschten Betriebsbereich des Resonanzwandlers für spätere Nutzung durch die Regeleinrichtung 6 in Form von Tabellen ermittelt werden.
Die Regeleinrichtung 6 kann dabei gemäß dem Blockschaltbild der 4 realisiert werden, die eine betriebspunktabhängige Tabellarisierung des Tastgrads d und eine Regelung mit der Stellgröße Ansteuerfrequenz f vorsieht. In einer ersten Tabellarisierungseinheit 41 wird aus den Eingangsgrößen Eingangsspannung U₁, Sollwert des Ausgangsstroms I_2,soll und Sollwert der Ausgangsspannung U_2,soll der Tastgrad d ermittelt.
In einer zweiten Tabellarisierungseinheit 42 wird aus dem Sollwert des Ausgangsstroms I_2,soll die minimale Ansteuerfrequenz f_min ermittelt. Mittels der Regelungseinheit 43 wird ausgangsseitig die Stellgröße f′ ermittelt die der Ansteuerfrequenz f entspricht. Am Eingang der Regelungseinheit 43 liegt die Differenz aus dem Sollwert der Ausgangsspannung U_2,soll und der Ausgangsspannung U₂ an (= die Spannungsabweichung ∆U₂).
Eine optionale Steuereinheit 44 sorgt durch Begrenzung, Vorsteuerung und/oder Regelung dafür, dass die Phasenreserve σ auch bei Toleranzen der Schwingkreisbauelemente oder bei dynamischen Zustandsänderungen im Resonanzwandler eingehalten wird. Optional kann dies auch durch Beobachtung und Vorausberechnung des Schwingkreisstroms i_O erfolgen.
Bezugszeichenliste

1: Leistungsschaltungsteil
2: Wechselrichterschaltung
3: Schwingkreisschaltung
4: Übertragerschaltung
5: Gleichrichterschaltung
6: Regeleinrichtung
7: Pulserzeugungsschaltung
8: Ansteuersignal
21: erster Schalter
22: zweiter Schalter
23: dritter Schalter
24: vierter Schalter
25: erste Diode
26: zweite Diode
27: dritte Diode
28: vierte Diode
29: erster Kondensator
30: zweiter Kondensator
31: dritter Kondensator
32: vierter Kondensator
33: Serienkondensator
34: Serieninduktivität
35: Parallelinduktivität
36: Parallelkondensator
41: erste Tabellarisierungseinheit
42: zweite Tabellarisierungseinheit
43: Regelungseinheit
44: Steuereinheit
B1: erster Brückenzweig
B2: zweiter Brückenzweig
d: Tastgrad
D1: Zeitraum, indem Strom durch die erste Diode 25 fließt
D2: Zeitraum, indem Strom durch die zweite Diode 26
fließt
D3: Zeitraum, indem Strom durch die dritte Diode 27 fließt
D4: Zeitraum, indem Strom durch die vierte Diode 28 fließt
f: Ansteuerfrequenz
f_min: minimale Ansteuerfrequenz
f′: Stellgröße für die Ansteuerfrequenz f
i₀: Schwingkreisstrom
I₂: Ausgangsstrom
I_2,soll: Sollwert des Ausgangsstroms
n: Windungszahlverhältnis
S1: Zeitraum, in der Strom durch den ersten Schalter 21 fließt
S2: Zeitraum, in der Strom durch den zweiten Schalter 22 fließt
S3: Zeitraum, in der Strom durch den dritten Schalter 23 fließt
S4: Zeitraum, in der Strom durch den vierten Schalter 24 fließt
T_dt: Verriegelungszeit
T_HP: Zeitdauer einer halben Periodendauer T_P
T_on: Zeitdauer, in der die Schwingkreisspannung ungleich Null ist
T_P: Periodendauer
T_shift: Zeitdauer der Phasenverschiebung σ
t: Zeit
u₀: Schwingkreisspannung
U₁: Eingangsspannung
U₂: Ausgangsspannung
U_2,soll: Sollwert der Ausgangsspannung U₂
u_S: Transformierte Schwingkreisspannung u₀
∆U₂: Spannungsabweichung
Φ: Phasenverschiebung / Phasenwinkelversatz
φ: Phase
σ: Phasenreserve

ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
Zitierte Patentliteratur

US 2008/0198634 A1 [0002]

Claims

Verfahren zum Betrieb eines Resonanzwandlers mit einer Wechselrichterschaltung (2) mit mehreren Schaltern (21, 22, 23, 24), dadurch gekennzeichnet, – dass die Schalter (21, 22, 23, 24) des Wechselrichters (2) mit einer Ansteuerfrequenz (f) und derart zueinander phasenverschoben (Φ) geschaltet werden, dass die Spannung am Ausgang des Wechselrichters (2) einen Tastgrad (d) aufweist, – wobei die Ansteuerfrequenz (f) und der Tastgrad (d) für einen vorgebbaren Betriebspunkt und mit einer vorgebbaren Phasenreserve (σ) des Resonanzwandlers ermittelt werden.
Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Phasenreserve (σ) den Phasenwinkelversatz angibt, der zwischen dem Abschalten der Schalter (21, 22, 23, 24) und dem Nulldurchgang des Schwingkreisstroms (i₀) besteht.
Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, – dass die Schalter einen ersten Schalter (21), einen zweiten Schalter (22), einen dritten Schalter (23) und einen vierten Schalter (24) umfassen, wobei der erste und der zweite Schalter (21, 22) einen ersten Brückenzweig (B1) und der dritte und der vierte Schalter (23, 24) einen zweiten Brückenzweig (B2) bilden, und – dass der erste, der zweite, der dritte und der vierte Schalter (21, 22, 23, 24) mit der Ansteuerfrequenz (f), der erste und der zweite Schalter (21, 22) im Wechsel zueinander, der dritte und der vierte Schalter (23, 24) im Wechsel zueinander und die Schalter (21, 22) des ersten Brückenzweiges (B1) und die Schalter (23, 24) des zweiten Brückenzweiges (B2) mit einem Phasenwinkelversatz (Φ) zueinander geschaltet werden, so dass am Ausgang des Wechselrichters (2) eine Spannung (u₀) mit dem Tastgrad (d) vorliegt.
Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Phasenreserve (σ) den Phasenwinkelversatz angibt, der entweder zwischen dem Abschalten des ersten Schalters (21) und dem Nulldurchgang des Schwingkreisstroms (i₀) und zwischen dem Abschalten des zweiten Schalters (22) und dem Nulldurchgang des Schwingkreisstroms (i₀) oder der zwischen dem Abschalten des dritten Schalters (23) und dem Nulldurchgang des Schwingkreisstroms (i₀) und zwischen dem Abschalten des vierten Schalters (24) und dem Nulldurchgang des Schwingkreisstroms (i₀) besteht.
Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass eine Verriegelungszeit (T_dt), die die Zeitdauer zwischen dem Schalten des ersten und des zweiten Schalters (21, 22) und zwischen dem Schalten des dritten und des vierten Schalters (23, 24) angibt, kleiner als die Phasenreserve (σ) dividiert durch das 2π-fache der Ansteuerfrequenz (f) ist.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass eine Eingangsspannung (U₁) des Resonanzwandlers, eine Ausgangsspannung (U₂) des Resonanzwandlers und ein Ausgangsstrom (I₂) des Resonanzwandlers den Betriebspunkt festlegen.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Tastgrad (d) und die Ansteuerfrequenz (f) aus gespeicherten, vorab ermittelten Tabellen (41, 42) anhand des Betriebspunktes bestimmt werden.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Einhaltung der Phasenreserve (σ) dynamisch durch eine Steuereinheit (44) mittels Begrenzung, Vorsteuerung und/oder Regelung der Ansteuerfrequenz (f) und/oder des Tastgrads (d) erfolgt.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Einhaltung der Phasenreserve (σ) dynamisch durch eine Beobachtung des Schwingkreisstroms (i₀) erfolgt.
Resonanzwandler mit einer Wechselrichterschaltung (2), wobei der Resonanzwandler ausgebildet ist, ein Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche auszuführen.
Resonanzwandler nach Anspruch 10, gekennzeichnet durch: – eine Regeleinrichtung (6), die ausgebildet ist, mittels vorab ermittelter und gespeicherter Tabellen (41, 42) aus dem Betriebspunkt und der Phasenreserve (σ) die Ansteuerfrequenz (f) und den Tastgrad (d) zu ermitteln.
Röntgengenerator mit einem Resonanzwandler nach Anspruch 10 oder 11.