CN104852581B - 用于运行谐振变换器的方法和谐振变换器 - Google Patents

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Abstract

本发明给出一种用于运行谐振变换器的方法，所述谐振变换器具有带有多个开关(21，22，23，24)的逆变器电路(2)，其中，逆变器的开关通过控制频率(f)并且通过相位角偏移(Φ)彼此进行切换，使得在逆变器电路的输出端处的电压具有占空比(d)，其中，针对谐振变换器的预先给定的工作点和预先给定的相位保留(σ)确定控制频率和占空比。还给出了一种相关的谐振变换器和一种具有谐振变换器的X射线发生器。根据本发明的控制频率的变化和相移调制的组合的优点在于，在谐振变换器的LCLC振荡电路的尺寸合适的情况下，能够在非常宽的工作范围内实现去负荷的切换，其中，同时能够保持逆变器电路中的无功电流和控制频率中的频率振荡是小的。

Description

用于运行谐振变换器的方法和谐振变换器
技术领域
本发明涉及一种用于运行具有逆变器电路的软切换谐振变换器的方法和一种具有逆变器电路的软切换谐振变换器。
背景技术
在产生用于X射线管的高压时，通常使用谐振运行的逆变器电路。例如在公开文献US 2008/0198634 A1中描述了这样的谐振变换器。
在具有由串联电容器和串联电抗器组成的串联振荡电路以及半桥控制器或全桥控制器的谐振逆变器中，可以通过电桥支路中的半导体开关的控制频率的变化来调节输出电压和输出功率。如果在逆变器中变压器被用于电气隔离或者用于电压升压，则变压器的漏电感可以满足串联电抗器的功能并且仅需要串联电容器。根据控制频率是低于还是高于振荡电路的谐振频率，在亚谐振控制和过谐振控制之间进行区分。
在亚谐振控制中，对于小的输出功率，控制频率必须非常小，并且由此达到可听频率范围。使用多谐振逆变器，例如通过与串联振荡电路的电容器并联连接电抗器，可以消除该缺点。于是已经针对在并联谐振频率附近的控制频率实现为零的输出功率，从而可以将控制的频率范围限制在足够窄的带。这在构造输出侧的平滑电容器和EMV滤波器时也具有优点。
然而，在亚谐振控制中，在接通开关时，与电桥支路的相对的开关反并联的二极管必须停止整流，由此特别是在较高的开关频率时产生高开关损耗。一种用于减小开关损耗的可能性在于，使用在零电流下实现切换的附加的无源或有源的去负荷网络(Entlastungsnetzwerk)。在这种情况下，串联振荡电路中的电流从开关向二极管换向，其中仅产生很小的开关损耗。
在过谐振控制中，电压变换和功率转换在谐振频率附近最大，并且对于较小的功率必须大幅提高控制频率。可以这样选择谐振频率，使得所需的控制频率总是高于听觉范围。由于导致附加谐振点的变压器的寄生电容和电感，与在亚谐振控制中类似，通常无法实现对控制频率的范围的限制。振荡电路必须被构造为，谐振频率低于在最小输入电压时的最大输出电压和在最大输出功率时希望的最小控制频率。
于是特别地，当对于输入和输出电压应当覆盖宽的范围时，这造成的后果是在逆变器中远离该工作点存在不良的无功功率和有功功率比，由此产生过高的传输损耗。在过谐振运行中反并联二极管不必停止整流，然而串联振荡电路中的电流必须被开关有源地断开，由此产生开关损耗。然而，该断开损耗可以通过以与开关并联连接的电容器形式的电容性切换负荷降低而被最小化。于是在切换瞬间出现在零电压下的切换。
发明内容
本发明要解决的技术问题是，说明一种用于运行谐振变换器的方法和一种谐振变换器，其在输入电压大幅变化时也具有小的开关损耗。
根据本发明的技术思路在于，同时并相互协调地调节具有逆变器的谐振变换器中的逆变器电压的控制频率和占空比。在此，针对谐振变换器的每个工作点和预先给定的相位保留确定占空比和控制频率。在此，由输入电压、所需的输出电压和输出端处的负载(即输出电流)确定工作点。相位保留确保逆变器的开关在零电压下导通。
本发明要求保护一种用于运行谐振变换器的方法，所述谐振变换器具有带有多个开关的逆变器电路，其中，逆变器的开关通过控制频率并且这样彼此相移地进行切换，使得在逆变器的输出端处的逆变器电压具有预先给定的占空比，其中，针对谐振变换器的预先给定的工作点和预先给定的相位保留，确定控制频率和占空比。
根据本发明的控制频率的变化和相移调制的组合的优点在于，在谐振变换器的LCLC振荡电路的尺寸合适的情况下，能够在非常宽的工作范围内实现无负荷切换，其中，同时能够保持逆变器电路中的无功电流和控制频率中的频率振荡是小的。例如，可以将在最大输入电压的50％到100％的输入电压范围、最大输出电压的50％到100％的输出电压范围和额定输出功率的1％到100％的负载范围的情况下的频率振荡限制到大约2倍。
有利的是，因为工作范围宽，谐振变换器特别是能够以在宽范围内变化的输入电压运行。这例如在由于电网内阻在负载的情况下骤降的未调节的中间电路电压的情况下，或者当谐振变换器由具有不同的额定电压的电网供电时是这种情况。
在一个扩展方案中，相位保留说明了在开关的断开和振荡电路电流的过零点之间存在的相位角偏移。
在本发明的另一实施方式中，开关包括第一开关、第二开关、第三开关和第四开关，其中，第一和第二开关形成第一电桥支路，并且第三和第四开关形成第二电桥支路，其中，第一、第二、第三和第四开关通过控制频率并且通过相位偏移进行切换。
在一个扩展方案中要求保护，相位保留说明了在第一开关的断开和振荡电路电流的过零点之间以及在第二开关的断开和振荡电路电流的过零点之间的相位角偏移，或者在第三开关的断开和振荡电路电流的过零点之间以及在第四开关的断开和振荡电路电流的过零点之间的相位角偏移。
用于选择参数占空比和控制频率的控制方法具有使得能够在零电压下进行无负荷切换的优点。在不使用复杂的去负荷网络的情况下实现无负荷切换。得到小的开关损耗，从而谐振变换器可以在高控制频率下运行，或者用于冷却功率组件的开销降低。
在另一个实施方式中要求保护，说明了在第一和第二开关的开关之间的切换以及在第三和第四开关的开关之间的切换的时间段的锁定时间，小于相位保留除以控制频率的2π倍。
在另一个构造中要求保护，谐振变换器的输入电压、谐振变换器的输出电压和谐振变换器的输出电流规定了工作点。
此外要求保护，基于工作点从存储的事先确定的表中确定占空比和控制频率。
在另一个实施方式中要求保护，通过控制单元借助对控制频率和/或占空比的限制、预控制和/或调节，动态地进行相位保留的保持。
优选可以通过监视振荡电路电流动态地进行相位保留的保持。
本发明还要求保护一种具有逆变器电路的谐振变换器，其中，谐振变换器被构造并编程为执行根据本发明的方法。
在一个扩展方案中，谐振变换器可以包括调节装置，其被构造并编程为借助事先确定并存储的表，由工作点和相位保留确定控制频率和占空比。
本发明还要求保护一种具有根据本发明的谐振变换器的X射线发生器。
附图说明
从以下借助于示意性图示对实施例的说明，本发明的其他特征和优点将变得清楚。
附图中：
图1示出了谐振变换器的框图，
图2示出了谐振变换器的功率电路部分的框图，
图3示出了相位与振荡电路电流的依赖关系的图表和逆变器的开关的时间变化的图表，以及
图4示出了调节装置的框图。
具体实施方式
图1示出了用于根据本发明地运行谐振变换器的电路布置的框图，所述谐振变换器由具有逆变器电路2、振荡电路3、变压器电路4和带有平滑的整流器电路5的功率电路部分1组成。此外，谐振变换器包括调节装置6，调节装置6对脉冲生成电路7进行控制，在脉冲生成电路7的输出端处存在控制信号8，控制信号8对逆变器电路的开关进行切换。
例如作为数字调节器实现的调节装置6借助输入电压U1关于两个调节参数控制频率f和占空比d调节输出电压U2和/或输出电流I2，脉冲生成电路7使用这两个调节参数来生成逆变器电路2的开关的控制信号8。
在逆变器电路2的输出端处，获得振荡电路电流i0和振荡电路电压u0。在变压器电路4的输出端处，存在经过变压的振荡电路电压us。在整流器电路的输出端处，获得经过整流和平滑的输出电压U2和输出电流I2。
图2更详细地示出了图1中的谐振变换器的功率电路部分1的框图。功率电路部分1包括作为全桥构造的逆变器电路2，其在输入侧与输入电压U1连接，并且在输出侧与振荡电路3连接。振荡电路3包括串联电容器33、串联电抗器34、并联电抗器35和并联电容器36。振荡电路在输出侧与变压器电路4连接。
逆变器电路2由与输入电压U1并联连接的第一电桥支路B1和第二电桥支路B2组成。第一电桥支路B1由带有反并联的第一和第二二极管25、26以及并联的第一和第二电容器29、30的串联布置的第一和第二开关21、22组成。
第二电桥支路B2由带有反并联的第三和第四二极管27、28和并联的第三和第四电容器31、32的串联布置的第三和第四开关23、24组成。
在逆变器电路2的输出端处，产生振荡电路电流i0和振荡电路电压u0。在变压器电路4的输出端处，存在经过变压的振荡电路电压us。在整流器电路5的输出端处，获得经过整流和平滑的输出电压U2和输出电流I2。
根据图1，由未示出的脉冲生成单元7根据控制参数占空比d和控制频率f，对全桥的开关21至24进行控制，使得第一电桥支路B1的开关21和22交替导通，并且在切换时持续锁定时间Tdt。第二电桥支路B2的开关23和24同样交替导通，并且在切换时持续锁定时间Tdt。锁定时间Tdt是必需的，由此在电桥支路B1和B2中不产生短路，并且由此振荡电路电流i0可以对开关21至24的输出电容和相关电桥支路的附加电容器29至32再充电，从而在经过锁定时间Tdt之后，相关开关21至24能够在零电压下导通。
两个电桥支路B1和B2的控制信号彼此相移了角度Φ，从而在逆变器电路2的输出端处，获得具有占空比d和脉冲频率f的振荡电路电压u0。
当振荡电路组件33至36中的一个或多个以及变压器电路4是实际变压器的组成部分时是有利的。例如实际变压器的漏电感承担串联电感34(串联电抗器)的功能，变压器的主电感承担并联电感35(并联电抗器)的功能，并且次级绕组的绕组电容承担并联电容器36的功能。在次级线圈和初级线圈之间的匝数比确定变压器电路4的电压变换比n，从而谐振变换器仅由几个部件组成，并且能够以低成本实现。
有利的是，也可以使用开关21至24的输出电容作为电容器29至32，如果其具有足够大的电容。
因为二极管25至28不必被换向，因此不强制要求具有少量储存电荷的快速开关二极管。有利的是，也可以使用开关21至24的寄生二极管，例如金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)的寄生体二极管，作为反并联二极管25至28。
在图3中，借助图表进一步示出了在图2中描述的关系。图3从上到下示出了：振荡电路电压u0和振荡电路电流i0的相位曲线，第一和第二电桥支路B1、B2中的电流流动的相位曲线，以及第一至第四开关21至24的开关状态的时间变化。
通过根据本发明的控制，获得振荡电路电流i0，其时间上的电流过零点关于第三和第四开关23、24的关断时间点具有大于零的相位保留σ，从而振荡电路电流i0在第三和第四开关23、24的关断时间点流过相应的开关，并且两个开关23和24由于电容去负荷的第三和第四电容器31、32而可以在零电压下断开。在第三和第四开关23、24的导通时间点，相关的反并联的第三和第四二极管27、28导通，并且两个开关23和24可以在零电压下接通。在振荡电路电流i0和振荡电路电压u0的曲线下面的图示示出了两个电桥支路B1和B2的哪些组件分别正在传导电流。
在另一相移Φ的情况下，上面针对第二电桥支路B2描述的内容可以类似地适用于第一电桥支路B1的组件。
相位曲线下面的时间图示详细地示出了时间关系。振荡电路电压u0的时间变化由相移Φ的时间段Tshift和振荡电路电压u0不等于零的时间段Ton确定。时间段Ton等于占空比d和周期时间TP的半周期的时间段THP的积，其中，周期时间TP等于控制频率f的倒数。还示出了在第三开关23的断开和第四开关24的导通之间或者在第一开关21和第二开关22之间的锁定时间Tdt。开关21至24导通或断开的时间能够从最下面的图形获得。
随后，给出用于确定根据图1和图2的逆变器电路2的控制参数占空比d和控制频率f的方法。该方法产生如在图3中示出的曲线。这样的方法负责在通过输入电压U1、输出电压U2和负载或输出电流I2规定的谐振变换器的每个工作点，在输出端处保持所需的相位保留σ。
为此，通过按照控制频率f和占空比d在工作点和相位保留σ的预给定的条件下，对根据占空比d和控制频率f描述谐振变换器的行为的两个解析方程式进行求解，来确定控制参数占空比d和控制频率f。在此，控制参数占空比d和控制频率f的计算可以由调节装置6实时地进行，或者预先针对希望的谐振变换器的工作范围由调节装置6以表的形式确定，以供稍后使用。
在此，调节装置6可以根据图4的框图来实现，其提供根据工作点的占空比d的列表和利用调节参数对控制频率f的调节。在第一制表单元41中，由输入参数(输入电压U1、输出电流的额定值I2,soll和输出电压的额定值U2,soll)确定占空比d。
在第二制表单元42中，由输出电流的额定值I2,soll确定最小控制频率fmin。借助调节单元43在输出侧确定与控制频率f相对应的调节参数f′。在调节单元43的输入端，施加来自输出电压的额定值U2,soll和输出电压U2的差(＝电压偏差ΔU2)。
可选的控制单元44通过限制、预控制和/或调节负责在振荡电路组件的容差的情况下或者在动态状态改变的情况下，在谐振变换器中也保持相位保留σ。可选地，这也可以通过对振荡电路电流i0的监视和预计算进行。
附图标记列表
1 功率电路部分
2 逆变器电路
3 振荡电路
4 变压器电路
5 整流器电路
6 调节装置
7 脉冲生成电路
8 控制信号
21 第一开关
22 第二开关
23 第三开关
24 第四开关
25 第一二极管
26 第二二极管
27 第三二极管
28 第四二极管
29 第一电容器
30 第二电容器
31 第三电容器
32 第四电容器
33 串联电容器
34 串联电感
35 并联电感
36 并联电容器
41 第一制表单元
42 第二制表单元
43 调节单元
44 控制单元
B1 第一电桥支路
B2 第二电桥支路
d 占空比
D1 电流流过第一二极管25的时间段
D2 电流流过第二二极管26的时间段
D3 电流流过第三二极管27的时间段
D4 电流流过第四二极管28的时间段
f 控制频率
fmin 最小控制频率
f′ 控制频率f的调节参数
i0 振荡电路电流
I2 输出电流
I2,soll 输出电流的额定值
n 匝数比
S1 电流流过第一开关21的时间段
S2 电流流过第二开关22的时间段
S3 电流流过第三开关23的时间段
S4 电流流过第四开关24的时间段
Tdt 锁定时间
THP 一半周期时间TP的时间段
Ton 振荡电路电压不等于零的时间段
TP 周期时间
Tshift 相移Φ的时间段
t 时间
u0 振荡电路电压
U1 输入电压
U2 输出电压
U2,soll 输出电压U2的额定值
uS 经过变换的振荡电路电压u0
ΔU2 电压偏差
Φ 相移/相位角偏移
相位
σ 相位保留

Claims (8)

1.一种用于运行谐振变换器的方法，所述谐振变换器具有带有多个开关(21，22，23，24)的逆变器电路(2)和振荡电路，其中，振荡电路连接到逆变器电路的输出端，并且在逆变器电路的输出端处获得振荡电路电流，
其特征在于，
-所述逆变器电路(2)的开关(21，22，23，24)以控制频率(f)并且彼此以相位角偏移Φ进行切换，使得在逆变器电路(2)的输出端处的电压具有占空比(d)，
-所述开关包括第一开关(21)、第二开关(22)、第三开关(23)和第四开关(24)，其中，第一和第二开关(21，22)形成第一电桥支路(B1)，并且第三和第四开关(23，24)形成第二电桥支路(B2)，以及
-其中，针对谐振变换器的预先给定的工作点并且通过预先给定的相位保留(σ)，确定所述控制频率(f)和所述占空比(d)，
其中，说明了在第一和第二开关(21，22)的切换之间以及在第三和第四开关(23，24)的切换之间的时间段的锁定时间(Tdt)，小于所述相位保留(σ)除以所述控制频率(f)的2π倍，
其中，所述相位保留(σ)说明了在第一开关(21)的断开和振荡电路电流(i0)的过零点之间以及在第二开关(22)的断开和振荡电路电流(i0)的过零点之间的相位角偏移，或者在第三开关(23)的断开和振荡电路电流(i0)的过零点之间以及在第四开关(24)的断开和振荡电路电流(i0)的过零点之间的相位角偏移，
其中，谐振变换器的输入电压(U1)、谐振变换器的输出电压(U2)和谐振变换器的输出电流(I2)规定了所述工作点。
2.根据权利要求1所述的方法，
其特征在于，
-第一、第二、第三和第四开关(21，22，23，24)以所述控制频率(f)进行切换，第一和第二开关(21，22)彼此交替地进行切换，第三和第四开关(23，24)彼此交替地进行切换，并且第一电桥支路(B1)的开关(21，22)和第二电桥支路(B2)的开关(23，24)彼此以相位角偏移Φ进行切换，从而在逆变器电路(2)的输出端处存在具有所述占空比(d)的电压(u0)。
3.根据权利要求1所述的方法，
其特征在于，
基于所述工作点从存储的事先确定的表(41，42)中确定所述占空比(d)和所述控制频率(f)。
4.根据上述权利要求中的任一项所述的方法，
其特征在于，
通过控制单元(44)借助对所述控制频率(f)和/或所述占空比(d)的限制、预控制和/或调节，动态地进行所述相位保留(σ)的保持。
5.根据权利要求1至3中任一项所述的方法，
其特征在于，
通过监视振荡电路电流(i0)动态地进行所述相位保留(σ)的保持。
6.一种具有逆变器电路(2)的谐振变换器，其中，所述谐振变换器被构造为执行根据上述权利要求中任一项所述的方法。
7.根据权利要求6所述的谐振变换器，
其特征在于：
-调节装置(6)，其被构造为，借助事先确定并且存储的表(41，42)根据工作点和相位保留(σ)确定控制频率(f)和占空比(d)。
8.一种X射线发生器，其具有根据权利要求6或7所述的谐振变换器。
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