CN104115386A - 直流-直流转换装置 - Google Patents

直流-直流转换装置 Download PDF

Info

Publication number
CN104115386A
CN104115386A CN201280069342.8A CN201280069342A CN104115386A CN 104115386 A CN104115386 A CN 104115386A CN 201280069342 A CN201280069342 A CN 201280069342A CN 104115386 A CN104115386 A CN 104115386A
Authority
CN
China
Prior art keywords
pulse
thyristor
duty ratio
conversion equipment
conducting duty
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CN201280069342.8A
Other languages
English (en)
Inventor
鹢头政和
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Fuji Electric Co Ltd
Original Assignee
Fuji Electric Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Fuji Electric Co Ltd filed Critical Fuji Electric Co Ltd
Publication of CN104115386A publication Critical patent/CN104115386A/zh
Pending legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33573—Full-bridge at primary side of an isolation transformer
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/01—Resonant DC/DC converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33538—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only of the forward type
    • H02M3/33546—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only of the forward type with automatic control of the output voltage or current
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H02M1/0054—Transistor switching losses
    • H02M1/0058—Transistor switching losses by employing soft switching techniques, i.e. commutation of transistors when applied voltage is zero or when current flow is zero
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Abstract

本发明能够减小直流-直流转换装置的半导体开关的断路电流，防止功率转换效率的下降。本发明的直流-直流转换装置中使用利用了4个半导体开关元件(101～104)的全桥结构的电路作为变压器(2)的一次侧的电路。在该结构中，通过增大变压器(2)的一次绕组(21)和二次绕组(22)的匝数比，能够增大一次绕组(21)中产生的电压(V21)，减小流过变压器(2)的一次绕组(21)的电流，从而减小流过半导体开关元件(101～104)的断路电流。因此，能够防止功率转换效率的下降。

Description

直流-直流转换装置
技术领域
本发明涉及一种直流-直流转换装置，在该直流-直流转换装置中，基于来自直流电源的输入直流电压在变压器的一次绕组中产生交流电压，对该变压器的二次绕组中产生的交流电压进行整流和平滑，从而产生直流电压。
背景技术
图3是表示这种直流-直流转换装置的现有结构例的电路图。在该直流-直流转换装置中，直流电源1与将半导体开关元件101和102串联连接而成的串联桥臂并联连接。这里，半导体开关元件101与二极管111和电容器121并联连接，半导体开关元件102与二极管112和电容器122并联连接。接着，在半导体开关元件101和102间的共同节点与直流电源1的负极之间串联插入谐振用电抗器3、变压器2的一次绕组21、以及谐振用电容器4。
在变压器2的二次侧，作为用于对变压器2的二次绕组22中产生的交流电压进行整流的单元，连接有由二极管131～134构成的全桥结构的全波整流电路13。该全波整流电路13的输出电压经由平滑用电容器5进行平滑后，从直流-直流转换装置输出。
输出电压检测电路6和脉宽调制控制电路7构成为用于对直流-直流转换装置输出的直流电压的电压值进行控制的控制单元，以使得该电压值维持目标值。
更详细而言，输出电压检测电路6是检测直流-直流转换装置的输出电压的电路。脉宽调制控制电路7是以规定周期重复进行以下动作的电路，即：产生使半导体开关元件101导通的第1脉冲，然后产生使半导体开关元件102导通的第2脉冲。该脉宽调制控制电路7具有脉宽调制功能，根据由输出电压检测电路6检测出的输出电压相对于目标值的增减，进行导通占空比(ON duty)控制，从而将直流-直流转换装置的输出电压值维持在目标值，其中，导通占空比为第1脉冲的脉冲宽度相对于第1和第2脉冲的周期所占的比率。
图4(a)是表示在由直流电源1提供的输入直流电压较低、且连接至平滑用电容器5的负载较重的低输入电压·重负载时的直流-直流转换装置的动作例的波形图，图4(b)是在同样的输入直流电压较高、且连接至平滑用电容器5的负载较轻或处于中等程度的高输入电压·轻负载～中负载时的直流-直流转换装置的动作例的波形图。在该图4(a)和图4(b)的各图中分别示出半导体开关元件101的漏极-源极间电压V101、半导体开关元件102的漏极-源极间电压V102、半导体开关元件101的漏极电流I101、半导体开关元件102的漏极电流I102、谐振用电容器4的电压V4、变压器2的一次绕组21的电压V21、分别流过二极管131、132、133、134的电流I131、I132、I133、I134的各波形。以下，参照该图4(a)和图4(b)，对图3所示的直流-直流转换装置的动作进行说明。
如上所述，脉宽调制控制电路7交替产生使半导体开关元件101导通的第1脉冲、以及使半导体开关元件102导通的第2脉冲。若半导体开关元件101导通，则经由直流电源1-半导体开关元件101-谐振用电抗器3-变压器2的一次绕组21-谐振用电容器4这样的路径流过谐振电流，通过该谐振电流给谐振用电容器4进行充电。在此期间，在变压器2的一次绕组21与谐振用电抗器3上施加来自直流电源1的输入直流电压与谐振用电容器4的电压V4之间的差值电压。接着，在变压器2的二次绕组22上产生与一次绕组21的电压V21相应的电压，利用该电压经由二极管131和134对平滑用电容器5进行充电。接着，由该平滑用电容器5向未图示的负载提供直流电。
接着，若半导体开关元件101变为截止，则到目前为止进行流动的谐振电流转流至电容器121、122，半导体开关元件101、102的漏极-源极间电压V101、V102缓缓上升或下降。
若变为截止的半导体开关元件101的漏极-源极间电压V101达到来自直流电源1的输入直流电压，则谐振电流转流至二极管112。此时，通过使半导体开关元件102变为导通，使得经由谐振用电容器4-变压器2的一次绕组21-谐振用电抗器3-半导体开关元件102这样的路径流过谐振电流I102，由此对谐振用电容器4进行放电。此时，在变压器2的一次绕组21和谐振用电抗器3上施加有谐振用电容器4的电压V4。接着，在变压器2的二次绕组22上产生与一次绕组21的电压V21相应的电压，利用该电压经由二极管133和132对平滑用电容器5进行充电。接着，由该平滑用电容器5向未图示的负载提供直流电。
接着，若半导体开关元件102变为截止，则到目前为止进行流动的谐振电流转流至电容器121、122，半导体开关元件101、102的漏极-源极间电压V101、V102缓缓上升或下降。
若变为截止的半导体开关元件102的漏极-源极间电压V102达到来自直流电源1的输入直流电压，则谐振电流转流至二极管111。此时，通过使半导体开关元件101变为导通，使得经由直流电源1-半导体开关元件101-谐振用电抗器3-变压器2的一次绕组21-谐振用电容器4这样的路径流过谐振电流，利用该谐振电流给谐振用电容器4进行充电。
通过重复这种动作，基于来自直流电源1的输入直流电，生成与直流电源1绝缘的其他的直流电，并通过平滑用电容器5提供给未图示的负载。
这里，在低输入电压·重负载时，如图4(a)所示，半导体开关元件101和102分别以0.5左右的导通占空比进行动作，流过半导体开关元件101的电流I101和流过半导体开关元件102的电流I102分别以正弦波形状进行变化。
若改变直流-直流转换装置的负载，使直流-直流电压转换装置的输出电压值偏离目标值，则脉宽调制控制电路7改变使半导体开关元件101导通的第1脉冲以及使半导体开关元件102导通的第2脉冲的各脉冲宽度，从而使得直流-直流电压转换装置的输出电压值回到目标值。
并且，在高输入电压·轻负载～中负载时，如图4(b)所示，导通占空比变小。此处，若导通占空比变小，半导体开关元件101处于导通状态的期间变短，则该期间结束时谐振用电容器4的充电电压变低。因此，在半导体开关102变为导通时，施加在变压器2的一次绕组21上的施加电压V21变低，从而无法在变压器2的二次绕组22上产生足以使得二极管133和132导通而在平滑用电容器5中流过充电电流的电压。由此，如图4(b)所例示的那样，在半导体开关102处于导通的期间内，二极管132、133的电流I132、I133变为0。因此，经由半导体开关元件102而流过变压器2的一次绕组21的电流I102被抑制得较低。接着，若半导体开关元件101变为导通，则输入直流电压与谐振用电容器4的电压V4之间的差值电压被施加到变压器2的一次绕组21和谐振用电抗器3。此时，由于变压器2的一次绕组21的电压V21成为足够大的电压，因此在变压器2的二次绕组22中产生足以使得二极管131和134导通而在平滑用电容器5中流过充电电流的电压。由此，如图4(b)所例示的那样，在半导体开关101处于导通的期间内，经由二极管131、134流过较大的电流I131、I134。因此，在半导体开关元件101变为导通时，经由半导体开关元件101流过变压器2的一次绕组21的电流以直线方式大幅增大。由此，虽然处于轻负载～中负载时，但半导体开关元件101变为截止时所流过的断路电流并不会变得那么小。
以上以高输入电压·轻负载～中负载时为例进行了说明，但在高输入电压时以及轻负载～中负载时的各种情况下均为产生同样的问题。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本专利特开2002-171755号公报
发明内容
发明所要解决的技术问题
在上述那样的现有直流-直流转换装置中，存在变压器的一次侧电路的半导体开关的断路电流变大，功率转换效率下降的问题。
本发明是鉴于以上所说明的情况而完成的，其目的在于提供一种能够使流过变压器的一次侧电路的半导体开关的断路电路变小，防止直流-直流转换装置的功率转换效率下降的技术手段。
解决技术问题所采用的技术方案
本发明提供一种直流-直流转换装置，在该直流-直流转换装置中，基于由直流电源提供的输入直流电压，在变压器的一次绕组中产生交流电压，对所述变压器的二次绕组中产生的交流电压进行整流和平滑，从而输出直流电压，所述直流-直流转换装置的特征在于，包括：第1串联桥臂，该第1串联桥臂由第1和第2半导体开关元件串联连接而成，所述第1半导体开关元件设置在所述直流电源的正极侧，所述第2半导体开关元件设置在所述直流电源的负极侧；第2串联桥臂，该第2串联桥臂由第3和第4半导体开关元件串联连接而成，所述第3半导体开关元件设置在所述直流电源的正极侧，所述第4半导体开关元件设置在所述直流电源的负极侧；第1～第4电容器，该第1～第4电容器与所述第1～第4半导体开关元件并联连接；第1～第4二极管，该第1～第4二极管与所述第1～第4半导体开关元件并联连接；谐振用电抗器和谐振用电容器，该谐振用电抗器和谐振用电容器与所述变压器的一次绕组一起串联插入在所述第1和第2半导体开关元件间的共同节点与所述第3和第4半导体开关元件间的共同节点之间；以及脉冲产生单元，该脉冲产生单元交替且周期性地产生使所述第1和第4半导体开关元件导通的第1脉冲以及使所述第2和第3开关元件导通的第2脉冲。
根据本发明，通过使第1和第4半导体开关元件的组与第2和第3半导体开关元件的组交替导通，从而在变压器的一次绕组上施加交流电压。这里，在第1和第4半导体开关元件的组处于导通的期间、以及在第2和第3半导体开关元件的组处于导通的期间，以彼此相反的方向对谐振用电容器进行充电。因此，在该直流-直流转换装置中，通过增大变压器的一次绕组的匝数相对于二次绕组的匝数的比即匝数比，能够增大一次绕组中产生的电压。这里，流过变压器一次绕组的电流与变压器的匝数比的倒数成比例。因此，根据本发明，通过增大变压器的匝数比，能够减小流过变压器的一次绕组的电流，由此能够减小流过第1～第4半导体开关元件的断路电流。
附图说明
图1是表示本发明的一个实施方式的直流-直流转换装置的结构的电路图。
图2是表示同一直流-直流转换装置的各部分的波形的波形图。
图3是表示现有的直流-直流转换装置的结构的电路图。
图4是表示同一直流-直流转换装置的各部分的波形的波形图。
具体实施方式
以下，参照附图，对本发明的实施方式进行说明。
图1是表示本发明的一个实施方式的直流-直流转换装置的结构的电路图。图1中，设置于变压器2的二次侧的全波整流电路13和平滑用电容器5的结构、输出电压检测电路6和脉宽调制控制电路7的结构与上文揭示的图3相应的结构相同。
在本实施方式的直流-直流转换装置中，直流电源1与将半导体开关元件101和102串联连接而成的第1串联桥臂并联连接，并且还与将半导体开关元件103和104串联连接而成的第2串联桥臂并联连接。这里，在第1和第2串联桥臂中，半导体开关元件101和103分别设置在直流电源1的正极侧，半导体开关元件102和104分别设置在直流电源1的负极侧。
半导体开关元件101分别与二极管111和电容器121并联连接，半导体开关元件102分别与二极管112和电容器122并联连接，半导体开关元件103分别与二极管113和电容器123并联连接，半导体开关元件104分别与二极管114和电容器124并联连接。这里，二极管111、112、113和114分别与半导体开关元件101、102、103和104并联连接，从而使得来自直流电源1的输入直流电压作为其各自的反向偏置进行动作。
接着，在半导体开关元件101和102间的共同节点、与半导体开关元件103和104间的共同节点之间串联插入谐振用电抗器3、变压器2的一次绕组21、以及谐振用电容器4。本实施方式的直流-直流转换装置利用由上述这种半导体开关元件101、102、103和104构成的全桥，对来自直流电源1的输入直流电压进行开关，并将交流电压提供给变压器2的一次绕组21。
在图1所示的示例中半导体开关元件101、102、103和104为功率MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor；金属-氧化膜-半导体结构的场效应晶体管)，但也可以是IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor；绝缘栅双极型晶体管)、双极型晶体管等根据控制信号来切换导通/截止的其他半导体开关元件。
脉宽调制控制电路7周期性地重复进行以下动作，即：产生使半导体开关元件101和104导通的第1脉冲，然后产生使半导体开关元件102和103导通的第2脉冲。该脉宽调制控制电路7构成为交替产生第1和第2脉冲的脉冲产生单元。本实施方式中，对存在于变压器2的一次侧电路的电感和电容值中主要部分进行确定，具体而言对谐振用电抗器3的电感和谐振用电容器4的电容值进行确定，以使得变压器2的一次侧电路的谐振频率变为该第1和第2脉冲的频率附近的频率。
与上文所揭示的图3相同，输出电压检测电路6是检测直流-直流转换装置的输出电压的电路。此外，脉宽调制控制电路7根据由输出电压检测电路6检测出的输出电压相对于目标值的增减，进行第1导通占空比控制以及第2导通占空比控制，从而将直流-直流转换装置的输出电压值维持在目标值，其中，第1导通占空比为例如第1脉冲的脉冲宽度相对于第1和第2脉冲的周期所占的比率，第2导通占空比为第2脉冲的脉冲宽度相对于第1和第2脉冲的周期所占的比率。更详细而言，脉宽调制控制电路7例如将第1导通占空比控制在0～0.5的范围，将第2导通占空比控制在0.5～1的范围内，若由输出电压检测电路6检测出的输出电压高于目标值，则进行控制使得第1导通占空比向0的方向降低，使第2导通占空比向1的方向升高，若由输出电压检测电路6检测出的输出电压低于目标值，则进行控制使得第1导通占空比向0.5的方向升高，使第2导通占空比向0.5的方向下降。另外，脉宽调制控制电路7例如也可以将第1导通占空比控制在0.5～1的范围，将第2导通占空比控制在0～0.5的范围内。
图2是表示高输入电压·轻负载～中负载时的直流-直流转换装置的动作例的波形图。在该图2中分别示出半导体开关元件101的漏极-源极间电压V101、半导体开关元件102的漏极-源极间电压V102、半导体开关元件101的漏极电流I101、半导体开关元件102的漏极电流I102、谐振用电容器4的电压V4、变压器2的一次绕组21的电压V21、分别流过二极管131、132、133、134的电流I131、I132、I133、I134的各波形。下面，参照该图2说明本实施方式的动作。
若脉宽调制控制电路7产生第1脉冲，则第1串联桥臂中的设置于直流电源1的正极侧的半导体开关元件101、和第2串联桥臂中的设置于直流电源1的负极侧的半导体开关元件104变为导通。由此若半导体开关元件101和104导通，则经由直流电源1-半导体开关元件101-谐振用电抗器3-变压器2的一次绕组21-谐振用电容器4-半导体开关元件104这样的路径流过谐振电流I101，利用该谐振电流I101给谐振用电容器4进行充电。在此期间，在变压器2的一次绕组21与谐振用电抗器3上施加有来自直流电源1的输入直流电压与谐振用电容器4的电压V4之间的差值电压。接着，在变压器2的二次绕组22上产生与一次绕组21的电压V21相应的电压，利用该电压经由二极管131和134对平滑用电容器5进行充电。接着，由该平滑用电容器5向未图示的负载提供直流电。
接着，脉宽调制控制电路7使第1脉冲下降，第2脉冲上升。若第1脉冲下降，半导体开关元件101和104变为截止，则到目前为止进行流动的谐振电流转流至电容器121、122、123、124，半导体开关元件101、102、103、104的漏极-源极间电压缓缓上升或下降。
若变为截止的半导体开关元件101和104的漏极-源极间电压V101和V104达到来自直流电源1的输入直流电压，则谐振电流转流至二极管112、113。此时，若使第2脉冲上升，则第1串联桥臂中设置于直流电源1的负极侧的半导体开关元件102、和第2串联桥臂中设置于直流电源1的正极侧的半导体开关元件103变为导通。其结果是，经由谐振用电容器4-变压器2的一次绕组21-谐振用电抗器3-半导体开关元件102-直流电源1-半导体开关元件103这样的路径流过谐振电流I102，利用该谐振电流I102对谐振用电容器4进行放电(或进行与第1脉冲上升沿时相反方向的充电)。在此期间，在变压器2的一次绕组21与谐振用电抗器3上施加有来自直流电源1的输入直流电压与谐振用电容器4的电压V4之间的差值电压。接着，在变压器2的二次绕组22上产生与一次绕组21的电压V21相应的电压，利用该电压经由二极管132和133对平滑用电容器5进行充电。接着，由该平滑用电容器5向未图示的负载提供直流电。
接着，脉宽调制控制电路7使第2脉冲下降，第1脉冲上升。若第2脉冲下降，半导体开关元件102和103变为截止，则到目前为止进行流动的谐振电流转流至电容器121、122、123、124，半导体开关元件101、102、103、104的漏极-源极间电压缓缓上升或下降。
若变为截止的半导体开关元件102和103的漏极-源极间电压V102和V103达到来自直流电源1的输入直流电压，则谐振电流转流至二极管111、114。此时，若使第1脉冲上升，则第1串联桥臂中设置于直流电源1的正极侧的半导体开关元件101、和第2串联桥臂中设置于直流电源1的负极侧的半导体开关元件104变为导通。其结果是，经由直流电源1-半导体开关元件101-谐振用电抗器3-变压器2的一次绕组21-谐振用电容器4-半导体开关元件104这样的路径流过谐振电流I101，利用该谐振电流I101给谐振用电容器4进行充电。
通过重复这种动作，基于直流电源1输出的直流电，生成与直流电源1绝缘的其他的直流电，并通过平滑用电容器5提供给未图示的负载。
与上文揭示的图3的直流-直流转换装置相同，在本实施方式的直流-直流转换装置中，在高输入电压·轻负载～中负载时，如图4(b)所示，半导体开关元件101处于导通的期间变短，半导体开关元件102处于导通的期间变长。但是，在本实施方式中，能够使流过半导体开关元件101、104的断路电流和流过半导体开关元件102、103的断路电流小于上文所揭示的图3中所流过的断路电流。其理由如下所述。
在上文揭示的图3的直流-直流转换装置中，谐振用电容器4的一个电极与直流电源1的负极相连接，经由半导体开关元件101对谐振用电容器4进行充电，经由半导体开关元件102对谐振用电容器4进行放电。因此，谐振用电容器4的电压V4如图4(a)和图4(b)所示那样，在0V以上的区域内反复上升和下降。因此，用于增大变压器2的一次绕组21中所产生的电压V21的振幅的余量较小。
与此相对，在本实施方式的直流-直流转换装置中，谐振用电容器4插入在半导体开关元件101和102间的共同节点与半导体开关元件103和104间的共同节点之间。并且，交替地反复进行以下动作，即：半导体开关元件101和104导通从而电流流过谐振用电容器4的动作、以及半导体开关元件102和103导通从而电流流过谐振用电容器4的动作。
这里，在半导体开关元件101和104处于导通的期间内流过谐振用电容器4的电流与在半导体开关元件102和103处于导通的期间内流过谐振用电容器4的电流的极性相反。因此，谐振用电容器4的电压V4的直流分量(或平均电压)的电平取决于第1和第2导通占空比。更详细而言，在第1和第2导通占空比为0.5的情况下电压V4的直流分量的电平大约为0V，若变为高输入电压或轻负载～中负载，第1导通占空比接近于0，第2导通占空比接近于1(若如图2所示半导体开关元件101和104处于导通的期间变短)，则电压V4的直流分量的电平向负方向移动。并且，在本实施方式中，输入直流电压与该电压V4之间的差值电压被施加到变压器2的一次绕组21和谐振用电抗器3。由此，根据本实施方式的直流-直流转换装置从其结构上来看，能够使变压器2的一次绕组21中所产生的电压V21大于上文揭示的图3的直流-直流转换装置。
因此，根据本实施方式，在设为输出与上文揭示的图3的直流-直流转换装置相同的直流电压的情况下，增大变压器2的一次绕组21的匝数n21与二次绕组22的匝数n22的匝数比n＝n21/n22，能够增大一次绕组21中产生的电压V21。这里，流过变压器2的一次绕组21的电流与变压器2的匝数比n的倒数成比例。因此，在本实施方式中，通过增大变压器2的匝数比n，能够减小流过变压器2的一次绕组21的电流。由此，能够减小半导体开关元件101和104变为截止时流过半导体开关元件101和104的断路电流、以及半导体开关元件102和103变为截止时流过半导体开关元件102和103的断路电流。于是，根据本实施方式，能够减小流过半导体开关元件101、102、103、104的断路电流，因此能够减少尤其在高输入电压时或轻负载～中负载时的半导体开关元件101、102、103、104的开关损耗，进而能防止转换效率的下降。此外，根据本实施方式，能够减小流过变压器2的一次绕组21的电流，从而能够减小变压器2的铜损。此外，根据本实施方式，能够减小流过谐振用电容器4的有效电流，因此能够使用容许有效电流较小的价格低廉的谐振用电容器4来构成直流-直流转换装置。
<其它实施方式>
上文对本发明的一个实施方式进行了说明，但除此以外，本发明还可考虑采用其它实施方式。例如，如下所述。
(1)二极管111、112、113、114可以用介于半导体开关元件101、102、103、104的漏极或源极与成为其背景的半导体基板之间的寄生二极管来代替。
(2)电容器121、122、123、124可以用介于半导体开关元件101、102、103、104的漏极或源极与成为其背景的半导体基板之间的寄生电容来代替。
(3)谐振用电抗器3可以用变压器2的漏电感来代替。
(4)上述实施方式中，在根据负载变动来使导通占空比大幅变化的直流-直流转换装置中应用了本发明，但本发明还可用于负载变动较小的用途，也可以适用于导通占空比不会变得那么小的直流-直流转换装置。在这种情况下，也能得到减小变压器2的一次侧半导体开关元件的断路电流，防止电压转换效率下降的效果。
标号说明
1……直流电源、101，102，103，104……半导体开关元件、111，112，113，114，131，132，133，134……二极管、121，122，123，124……电容器、2……变压器、21……一次绕组、22……二次绕组、3……谐振用电抗器、4……谐振用电容器、13……全波整流电路、5……平滑用电容器、6……输出电压检测电路、7……脉宽调制控制电路。

Claims (10)

1.一种直流-直流转换装置，在该直流-直流转换装置中，基于由直流电源提供的输入直流电压，在变压器的一次绕组中产生交流电压，对所述变压器的二次绕组中产生的交流电压进行整流和平滑，从而输出直流电压，所述直流-直流转换装置的特征在于，包括：
第1串联桥臂，该第1串联桥臂由第1和第2半导体开关元件串联连接而成，所述第1半导体开关元件设置在所述直流电源的正极侧，所述第2半导体开关元件设置在所述直流电源的负极侧；
第2串联桥臂，该第2串联桥臂由第3和第4半导体开关元件串联连接而成，所述第3半导体开关元件设置在所述直流电源的正极侧，所述第4半导体开关元件设置在所述直流电源的负极侧；
第1～第4电容器，该第1～第4电容器与所述第1～第4半导体开关元件并联连接；
第1～第4二极管，该第1～第4二极管与所述第1～第4半导体开关元件并联连接；
谐振用电抗器和谐振用电容器，该谐振用电抗器和谐振用电容器与所述变压器的一次绕组一起串联插入在所述第1和第2半导体开关元件间的共同节点与所述第3和第4半导体开关元件间的共同节点之间；以及
脉冲产生单元，该脉冲产生单元交替且周期性地产生使所述第1和第4半导体开关元件导通的第1脉冲以及使所述第2和第3开关元件导通的第2脉冲。
2.如权利要求1所述的直流-直流转换装置，其特征在于，
在与所述变压器的一次绕组串联连接的一次侧电路中，确定存在于所述一次侧电路的电容值和电感，以使得由所述谐振用电容器的电容值和存在于所述一次侧电路的电感决定的谐振频率成为所述第1和第2脉冲的频率附近的频率。
3.如权利要求1所述的直流-直流转换装置，其特征在于，
具备对由所述直流-直流转换装置输出的直流电压进行检测的输出电压检测电路，
所述脉冲产生单元具备脉宽调制控制电路，该脉宽调制控制电路基于所述输出电压检测电路对直流电压的检测结果，对所述第1脉冲的脉冲宽度和第2脉冲的脉冲宽度进行控制，以使所述直流-直流转换装置输出的直流电压维持目标值。
4.如权利要求2所述的直流-直流转换装置，其特征在于，
具备对由所述直流-直流转换装置输出的直流电压进行检测的输出电压检测电路，
所述脉冲产生单元具备脉宽调制控制电路，该脉宽调制控制电路基于所述输出电压检测电路对直流电压的检测结果，对所述第1脉冲的脉冲宽度和第2脉冲的脉冲宽度进行控制，以使所述直流-直流转换装置输出的直流电压维持目标值。
5.如权利要求3所述的直流-直流转换装置，其特征在于，
所述脉宽调制控制电路是将第1导通占空比和第2导通占空比中的一个导通占空比控制在0～0.5的范围内，将另一个导通占空比控制在0.5～1.0的范围内的控制电路，其中，该第1导通占空比是所述第1脉冲的脉冲宽度相对于所述第1和第2脉冲的周期所占的比率，该第2导通占空比是所述第2脉冲的脉冲宽度相对于所述第1和第2脉冲的周期所占的比率，所述脉宽调制控制电路在由所述输出电压检测电路检测出的直流电压低于所述目标值的情况下，使所述一个导通占空比向0.5的方向上升而使所述另一个导通占空比向0.5的方向下降，在由所述输出电压检测电路检测出的直流电压高于所述目标值的情况下，使所述一个导通占空比向0的方向下降而使所述另一个导通占空比向1.0的方向上升。
6.如权利要求4所述的直流-直流转换装置，其特征在于，
所述脉宽调制控制电路是将第1导通占空比和第2导通占空比中的一个导通占空比控制在0～0.5的范围内，将另一个导通占空比控制在0.5～1.0的范围内的控制电路，其中，该第1导通占空比是所述第1脉冲的脉冲宽度相对于所述第1和第2脉冲的周期所占的比率，该第2导通占空比是所述第2脉冲的脉冲宽度相对于所述第1和第2脉冲的周期所占的比率，所述脉宽调制控制电路在由所述输出电压检测电路检测出的直流电压低于所述目标值的情况下，使所述一个导通占空比向0.5的方向上升而使所述另一个导通占空比向0.5的方向下降，在由所述输出电压检测电路检测出的直流电压高于所述目标值的情况下，使所述一个导通占空比向0的方向下降而使所述另一个导通占空比向1.0的方向上升。
7.如权利要求1所述的直流-直流转换装置，其特征在于，
所述第1～第4电容器是存在于所述第1～第4半导体开关元件中的寄生电容。
8.如权利要求1所述的直流-直流转换装置，其特征在于，
所述第1～第4二极管是存在于所述第1～第4半导体开关元件中的寄生二极管。
9.如权利要求1所述的直流-直流转换装置，其特征在于，
所述谐振用电抗器是所述变压器的漏电感。
10.如权利要求1所述的直流-直流转换装置，其特征在于，
所述第1～第4半导体开关元件是功率MOSFET、IGBT或双极晶体管。
CN201280069342.8A 2012-03-05 2012-12-25 直流-直流转换装置 Pending CN104115386A (zh)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2012-047861 2012-03-05
JP2012047861 2012-03-05
PCT/JP2012/083406 WO2013132726A1 (ja) 2012-03-05 2012-12-25 直流－直流変換装置

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN104115386A true CN104115386A (zh) 2014-10-22

Family

ID=49116223

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201280069342.8A Pending CN104115386A (zh) 2012-03-05 2012-12-25 直流-直流转换装置

Country Status (4)

Country Link
US (1) US9350255B2 (zh)
JP (1) JPWO2013132726A1 (zh)
CN (1) CN104115386A (zh)
WO (1) WO2013132726A1 (zh)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN107579659A (zh) * 2017-08-31 2018-01-12 上海空间电源研究所 适应变压器高寄生参数的恒流谐振型直流变换电路及方法
CN110572043A (zh) * 2019-10-10 2019-12-13 惠州志顺电子实业有限公司 直流变压控制方法、直流变压电路及逆变器

Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9484823B2 (en) * 2015-03-09 2016-11-01 Chicony Power Technology Co., Ltd. Power supply apparatus with extending hold up time function
CN106067738B (zh) * 2015-04-23 2020-04-14 松下知识产权经营株式会社 电力变换装置

Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH08266045A (ja) * 1995-03-23 1996-10-11 Toshiba Corp Ｄｃ／ｄｃコンバータ
JP2002171755A (ja) * 2000-11-29 2002-06-14 Fuji Electric Co Ltd 直流−直流変換装置
JP2004040983A (ja) * 2002-07-08 2004-02-05 Onkyo Corp スイッチング電源回路およびこの電源回路を備えたスイッチングレギュレータ
JP2005318757A (ja) * 2004-04-30 2005-11-10 Fuji Electric Fa Components & Systems Co Ltd スイッチング電源装置
JP2007221915A (ja) * 2006-02-16 2007-08-30 Uinzu:Kk Ｄｃ−ｄｃコンバータ
WO2010107060A1 (ja) * 2009-03-18 2010-09-23 株式会社ウインズ Ｄｃ－ｄｃコンバータ
WO2011161729A1 (ja) * 2010-06-25 2011-12-29 株式会社 日立製作所 Ｄｃ－ｄｃコンバータ

Family Cites Families (24)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3485987A (en) * 1962-11-01 1969-12-23 Elox Inc Machining power supply for electrical discharge machining
JPH07118915B2 (ja) * 1987-01-30 1995-12-18 株式会社日立メデイコ 共振型ｄｃ−ｄｃコンバ−タ
US5898581A (en) * 1997-08-27 1999-04-27 Lucent Technologies Inc. Active snubber for buck-based converters and method of operation thereof
JP3318240B2 (ja) * 1997-09-12 2002-08-26 松下電器産業株式会社 スイッチング電源装置
JP3317950B2 (ja) * 2000-01-24 2002-08-26 甲府日本電気株式会社 アクティブクランプフォアワードコンバータ
WO2001071896A1 (fr) * 2000-03-23 2001-09-27 Tdk Corporation Alimentation a decoupage
JP3482378B2 (ja) * 2000-06-01 2003-12-22 松下電器産業株式会社 スイッチング電源装置
EP1522137A2 (en) * 2002-06-06 2005-04-13 Koninklijke Philips Electronics N.V. Dc-dc-converter
JP2007020391A (ja) * 2005-07-07 2007-01-25 Samsung Electro Mech Co Ltd 高効率ハーフブリッジｄｃ／ｄｃコンバータ及びその制御方法
FR2900513B1 (fr) * 2006-04-26 2010-05-21 Thales Sa Dispositif de transfert de puissance isole perfectionne
TW200838107A (en) * 2007-03-08 2008-09-16 Delta Electronics Inc Isolated DC/DC and DC/AC converters and controlling methods thereof having relatively better effectiveness
TWI340528B (en) * 2007-04-03 2011-04-11 Delta Electronics Inc Resonant converter system and controlling method thereof having relatively better efficiency
WO2009008739A1 (en) * 2007-07-09 2009-01-15 Power Concepts Nz Limited Drive circuit
US7859870B1 (en) * 2008-07-29 2010-12-28 Lockheed Martin Corporation Voltage clamps for energy snubbing
JP2011130577A (ja) * 2009-12-17 2011-06-30 Shihen Tech Corp 直流電源装置
JP2011205862A (ja) * 2010-03-26 2011-10-13 Mels Corp Ｄｃ／ｄｃコンバータ
JP5591002B2 (ja) * 2010-07-22 2014-09-17 新電元工業株式会社 電流共振型コンバータ及びその制御方法
JP5472183B2 (ja) * 2011-03-31 2014-04-16 株式会社デンソー スイッチング電源装置
TW201249256A (en) * 2011-05-18 2012-12-01 Delta Electronics Inc Frequency-variable dimming control apparatus for light-emitting diodes and method for operating the same
WO2013132727A1 (ja) * 2012-03-05 2013-09-12 富士電機株式会社 直流－直流変換装置
US9252672B2 (en) * 2013-10-04 2016-02-02 Chicony Power Technology Co., Ltd. Method of controlling phase-shift full-bridge converter in light load operation
DE102014202954A1 (de) * 2014-02-18 2015-08-20 Siemens Aktiengesellschaft Verfahren zum Betrieb eines Resonanzwandlers und Resonanzwandler
US9473036B2 (en) * 2014-06-05 2016-10-18 Lite-On Electronics (Guangzhou) Limited Direct current voltage conversion device
TWI596880B (zh) * 2014-06-30 2017-08-21 光寶科技股份有限公司 準諧振半橋轉換器及其控制方法

Patent Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH08266045A (ja) * 1995-03-23 1996-10-11 Toshiba Corp Ｄｃ／ｄｃコンバータ
JP2002171755A (ja) * 2000-11-29 2002-06-14 Fuji Electric Co Ltd 直流−直流変換装置
JP2004040983A (ja) * 2002-07-08 2004-02-05 Onkyo Corp スイッチング電源回路およびこの電源回路を備えたスイッチングレギュレータ
JP2005318757A (ja) * 2004-04-30 2005-11-10 Fuji Electric Fa Components & Systems Co Ltd スイッチング電源装置
JP2007221915A (ja) * 2006-02-16 2007-08-30 Uinzu:Kk Ｄｃ−ｄｃコンバータ
WO2010107060A1 (ja) * 2009-03-18 2010-09-23 株式会社ウインズ Ｄｃ－ｄｃコンバータ
WO2011161729A1 (ja) * 2010-06-25 2011-12-29 株式会社 日立製作所 Ｄｃ－ｄｃコンバータ

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN107579659A (zh) * 2017-08-31 2018-01-12 上海空间电源研究所 适应变压器高寄生参数的恒流谐振型直流变换电路及方法
CN107579659B (zh) * 2017-08-31 2020-01-31 上海空间电源研究所 适应变压器高寄生参数的恒流谐振型直流变换电路及方法
CN110572043A (zh) * 2019-10-10 2019-12-13 惠州志顺电子实业有限公司 直流变压控制方法、直流变压电路及逆变器
CN110572043B (zh) * 2019-10-10 2021-12-17 惠州志顺电子实业有限公司 直流变压控制方法、直流变压电路及逆变器

Also Published As

Publication number Publication date
JPWO2013132726A1 (ja) 2015-07-30
US9350255B2 (en) 2016-05-24
US20140334191A1 (en) 2014-11-13
WO2013132726A1 (ja) 2013-09-12

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US9929662B2 (en) Alternating average power in a multi-cell power converter
US9584034B2 (en) Power converter circuit and method with asymmetrical half bridge
CN109478851B (zh) Dc/dc转换器
KR101395487B1 (ko) Dc-dc 컨버터
JP4995985B2 (ja) Ｄｃ／ｄｃ電力変換装置
US9837921B2 (en) Multi-cell power conversion method and multi-cell power converter
US8503204B2 (en) Power converter circuit
US8488346B2 (en) Power conversion apparatus and method
JP5547603B2 (ja) 電源装置
JP6008185B2 (ja) ３レベル電力変換装置及びその制御方法
US20160072395A1 (en) Multi-cell power conversion method and multi-cell power converter
CN104115387A (zh) 直流－直流转换装置
US20120014149A1 (en) Power conversion apparatus and method
JP2014054121A (ja) スイッチング電源装置
RU2335841C1 (ru) Высоковольтный преобразователь постоянного напряжения с фильтрокомпенсирующей цепью и способ управления его выходной мощностью
US20120092909A1 (en) Power conversion apparatus
TWI694668B (zh) Dc-dc轉換器以及電力調節器
CN104115386A (zh) 直流-直流转换装置
KR20190040902A (ko) 양방향 능동 정류 브릿지를 이용하는 전력 변환기
JP2013038876A (ja) Ｄｃ−ｄｃコンバータ及びバッテリ充電器
US10924000B2 (en) DC-DC converter with reduced ripple
JP2010172146A (ja) スイッチング電源および電源制御用半導体集積回路
KR101100000B1 (ko) 전력 변환 장치
JP5962717B2 (ja) Ｄｃ−ｄｃコンバータ
CN103683940A (zh) 一种直流-直流变换电路、装置和工作方法

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C02 Deemed withdrawal of patent application after publication (patent law 2001)
WD01 Invention patent application deemed withdrawn after publication

Application publication date: 20141022