KR20190040902A - 양방향 능동 정류 브릿지를 이용하는 전력 변환기 - Google Patents

양방향 능동 정류 브릿지를 이용하는 전력 변환기 Download PDF

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Abstract

AC 전원을 정류하기 위해 다이오드 브릿지가 아니라 양방향 스위치를 이용하는 전력 변환기가 제공된다. 정류를 수행하는 것 이외에도, 양방향 스위치는 또한, 전력 변환기를 통한 전력 흐름을 제어하는데, 즉, 스위치는 원하는 DC 전압을 부하에 제공하는 스위칭 전원을 효과적으로 구현한다. 어느 방향에서든 전류 흐름을 차단할 수 있는 양방향 스위치의 이용은, 최소한의 회로를 이용하고 낮은 전도 손실(높은 효율)을 가지며 벅 및 부스트 모드들에서 동작할 수 있는 전력 변환기를 가능하게 한다. 또한, 적절한 제어를 통해, 설명된 전력 변환기 회로는 AC 전압을 DC 전압으로, 및 DC 전압을 AC 전압으로 변환하는데 이용될 수 있다.

Description

양방향 능동 정류 브릿지를 이용하는 전력 변환기{POWER CONVERTER USING BI-DIRECTIONAL ACTIVE RECTIFYING BRIDGE}
본 출원은 교류(AC) 전력과 직류(DC) 전력 사이에서 변환하기 위한 회로 및 기술에 관한 것으로, 특히, AC 전압을 정류하고 정류된 전압을 스텝업(step up) 또는 스텝다운(step down)하여 원하는 DC 전압을 제공하거나, DC 전압을 원하는 AC 전압으로 변환하기 위해, 양방향 스위치를 이용하는 전력 변환기 기술에 관한 것이다.
AC-DC 전력 변환기는, 예를 들어 랩탑 및 데스크탑 컴퓨터를 포함한, 다양한 일반 전자 디바이스에 전력을 공급하는데 이용된다. 이러한, AC-DC 전력 변환기는, 전형적으로, AC 전원으로부터의 AC 전압을 정류하기 위한 다이오드 브릿지(diode bridge), 및 정류된 전압을 부하, 예를 들어, 전자 디바이스에 전력을 공급하기에 적절한 DC 전압으로 변환하기 위한 DC-DC 전압 변환기를 포함한다. 역률 보정(power factor correction)(PFC)은, 비교적 높은 전력 요건을 갖는 전력 변환기, 예를 들어 AC 라인 공급으로부터 75W 이상을 인출하는 전력 변환기에 종종 요구된다. 전력 변환기 내에 PFC를 구현하기 위한 흔한 기술은, 부스트 변환기(boost converter)를 이용하여 정류된 전압을 비교적 높은 중간 전압으로 변환한 다음, 예를 들어 벅 변환기(buck converter)를 이용하여 부하에 의해 요구되는 DC 전압으로 스텝다운하는 것이다. 이러한 전력 변환기의 단점은, 부스트 PFC를 이용하든 이용하지 않든, 다이오드 브릿지 내의 전도 손실이 전력 비효율 및 연관된 열 소산 요건으로 이어진다는 것이다. 추가된 회로 복잡성(컴포넌트들) 외에도, 부스트 PFC는 그 전자 디바이스(스위치, 다이오드) 및 임의의 수동 디바이스(예를 들어, 에너지-저장 인덕터)를 통한 추가적인 전도 손실을 유발함으로써, 추가적인 전력 비효율을 초래한다.
브릿지없는 전력 변환기는 전력 스위치를 이용하여 AC 전력 입력을 효과적으로 정류함으로써 종래의 전력 변환기의 다이오드 브릿지를 제거한다. 이러한 전력 변환기에서 이용되는 전력 스위치는 전형적으로 한 방향으로의 전류 흐름만을 차단할 수 있다. 예를 들어, N채널 강화-모드 금속-산화물 반도체 전계-효과 트랜지스터(metal-oxide semiconductor field-effect transistor)(MOSFET)는, MOSFET의 게이트 (제어) 단자에 충분히 높은 전압이 인가될 때 그 드레인으로부터 그 소스로 전류를 전도시킨다. 게이트 단자에 인가된 전압이 충분히 높지 않으면, MOSFET의 드레인으로부터 소스로의 양의 전류 흐름이 차단된다. 그러나, MOSFET 내의 진성 바디 다이오드(intrinsic body diode)는, 소스로부터 드레인으로의 전압 강하가 바디 다이오드의 임계 전압보다 높다면, 게이트 단자에 인가되는 전압에 관계없이 소스로부터 드레인으로의 전류 흐름을 허용한다. 따라서, MOSFET은 일반적으로 소스로부터 드레인으로의 양의 전류 흐름을 차단할 수 없다.
브릿지없는 전력 변환기 내의 전력 스위치가 종종 양방향에서 전류 흐름을 차단할 수 없다는 사실은, 스위칭 벅 및 부스트 변환기를 위한 제어 스위치로서의 이러한 전력 스위치의 이용을 제한한다. 정류 및 전압 변환기 제어를 위한 이러한 전력 스위치의 이중적인 이용은, 적어도 최소한의 회로를 이용할 때 광범위한 전력 변환기 토폴로지 세트에 걸쳐 실현가능하지 않다. 더욱 복잡한 회로 또는 추가적인 회로 스테이지가 원하는 전력 변환기 토폴로지를 지원할 수도 있지만, 추가적인 복잡성은, 추가적이고 바람직하지 않은 전기적 컴포넌트들, 예를 들어, 전력 스위치, 다이오드, 인덕터, 기타의 자기소자를 요구한다. 나아가, 추가적인 컴포넌트는 종종 추가적인 전도 손실을 초래하여, 다이오드 브릿지를 제거함으로써 얻어지는 효율 이점을 무효화하거나 적어도 감소시킨다.
다이오드 브릿지를 포함하지 않고, 최소한의 회로를 이용하며, 벅 및 부스트 동작 양쪽 모두를 달성할 수 있고 매우 효율적인 AC-DC 전력 변환기 토폴로지가 바람직하다.
전력 변환기의 한 실시예에 따르면, 전력 변환기는 교류(AC) 전력과 직류(DC) 전력 사이에서 변환하도록 구성되고, AC-DC 변환기 또는 DC-AC 변환기 중 어느 하나로서 동작할 수 있다. 전력 변환기는, AC 전원 또는 부하 양단에 결합되는 제1 및 제2 AC 단자, 및 DC 전원 또는 부하 양단에 결합되는 제1 및 제2 DC 단자를 포함한다. 제1 양방향 스위치는 제1 AC 단자를 제1 DC 단자에 결합하는 반면, 제2 양방향 스위치는 제1 AC 단자를 제2 DC 단자에 결합한다. 제1 및 제2 양방향 스위치 각각은, 전류가 스위치를 통해 어느 방향으로든 도통될 수 있는 전도 모드, 또는 전류가 스위치를 통해 양방향에서 차단되는 차단 모드로 설정될 수 있다. 제1 인덕터와 제1 전류-차단 디바이스(예를 들어, 다이오드 또는 동기식 정류 스위치)는 직렬로 접속되고 제2 AC 단자를 제1 DC 단자에 결합한다. 제2 인덕터와 제2 전류-차단 디바이스는 직렬로 접속되고 제2 AC 단자를 제2 DC 단자에 결합한다. 전력 변환기의 제어기는, 다양한 동작 모드에서 전력 변환기를 동작시키게끔 제1 및 제2 양방향 스위치를 제어하도록 구성된다. 제1 동작 모드에서, DC 전원 또는 부하 양단의 DC 전압은 AC 전원 또는 부하 양단의 순간 전압보다 낮다. 제2 동작 모드에서, DC 전원 또는 부하 양단의 DC 전압은 AC 전원 또는 부하 양단의 순간 전압보다 높다. 제어기는, 이들 모드들 중 하나에서 전력 변환기를 동작시키거나, 이들 모드들 사이에서 교대할 수 있다.
전력 변환기의 또 다른 실시예에 따르면, 전력 변환기는 교류(AC) 전력과 직류(DC) 전력 사이에서 변환하도록 구성되고, AC-DC 변환기 또는 DC-AC 변환기 중 어느 하나로서 동작할 수 있다. 전력 변환기는, AC 전원 또는 부하 양단에 결합되는 제1 및 제2 AC 단자, 및 DC 전원 또는 부하 양단에 결합되는 제1 및 제2 DC 단자를 포함한다. 제1 및 제2 양방향 스위치는 제1 AC 단자에 결합되고, 전력 변환기가 AC-DC 변환기로서 동작할 때 AC 전원으로부터 DC 부하로의 전력 흐름을 제어하도록 구성된다. 제1 및 제2 양방향 스위치 각각은, 전류가 스위치를 통해 어느 방향으로든 도통될 수 있는 전도 모드, 또는 전류가 스위치를 통해 양방향에서 차단되는 차단 모드로 설정될 수 있다. 제1 및 제2 인덕터 각각은 충전 구간 동안 에너지를 저장하고 방전 구간 동안 에너지를 방출하도록 구성된다. 제1 및 제2 전류-차단 디바이스(예를 들어, 다이오드 또는 SR 스위치)는, 주어진 변환 구성, 예를 들어, AC-DC 변환에 대해 양의 전류(positive current)가 인덕터들을 통해 하나의 방향으로 흐르도록 제한한다. 전력 변환기의 제어기는, 다양한 동작 모드에서 전력 변환기를 동작시키게끔 제1 및 제2 양방향 스위치를 제어하도록 구성된다. 전력 변환기가 AC-DC 변환기로서 구성될 때, 제어기는, DC 부하에 DC 전압을 공급하기 위해 AC 전원 양단의 전압이 스텝다운되는 벅 구간 동안 벅 모드에서 동작한다. 부스트 구간을 위한 부스트 모드에서, DC 부하에 DC 전압을 공급하기 위해 AC 전원 양단의 전압은 스텝업된다.
양방향 능동 정류 브릿지(bi-directional active rectifying bridge)(BARB)의 한 실시예에 따르면, BARB는 AC 전원으로부터 제공된 AC 전압을 정류하도록 구성된다. 제1 및 제2 AC 단자는 AC 전원 양단에 결합된다. 제1 및 제2 정류 단자는 출력 양단에 결합되고 출력에서 정류된 전압을 공급한다. 제1 양방향 스위치는 제1 AC 단자를 제1 정류 단자에 결합하고, 제2 양방향 스위치는 제1 AC 단자를 제2 정류 단자에 결합한다. 제1 및 제2 양방향 스위치 각각은, 전류가 스위치를 통해 어느 방향으로든 도통될 수 있는 전도 모드, 또는 전류가 스위치를 통해 양방향에서 차단되는 차단 모드로 설정될 수 있다. 제1 전류-차단 디바이스(예를 들어, 다이오드 또는 동기식 정류 스위치)는 제2 AC 단자를 제1 정류 단자에 결합하고, 제2 전류-차단 디바이스는 제2 AC 단자를 제2 정류 단자에 결합한다. 전력 변환기의 제어기는 정류된 전압을 출력에 제공하게끔 제1 및 제2 양방향 스위치를 제어하도록 구성되고, 여기서, 이들 스위치의 제어는 AC 전원 양단의 측정된 전압에 기초한다.
본 기술분야의 통상의 기술자라면, 이하의 상세한 설명을 읽을 때 및 첨부된 도면들을 볼 때, 추가적인 피처들과 이점들을 인식할 것이다.
도면들의 요소들은 반드시 서로에 관해 축적비율대로 그려진 것은 아니다. 유사한 참조 번호들은 대응하는 유사한 부분들을 나타낸다. 다양한 예시된 실시예들의 피처들은 서로를 배제되지 않는 한 결합될 수 있다. 실시예들이 도면들에 도시되어 있으며 이하의 상세한 설명에서 상세하게 설명된다.
도 1a는 토템폴 구성(totem-pole configuration)의 양방향 능동 정류 브릿지(BARB)를 위한 회로를 나타낸다.
도 1b는 공통 캐소드 구성의 BARB를 위한 회로를 나타낸다.
도 1c는 공통 애노드 구성의 BARB를 위한 회로를 나타낸다.
도 2 및 도 3은 토템폴 구성을 갖는 BARB 회로에 대한 정류 동작을 나타낸다.
도 4는 토템폴 BARB를 이용하는 벅 부스트 전력 변환기 회로를 나타낸다.
도 5a 내지 도 5d는, 전력 변환기가 부스트 모드에서 AC-DC 변환기로서 동작할 때 벅 부스트 전력 변환기를 통한 전도 경로를 나타낸다.
도 6a 내지 도 6d는, 전력 변환기가 벅 모드에서 AC-DC 변환기로서 동작할 때 벅 부스트 전력 변환기를 통한 전도 경로를 나타낸다.
도 7은 토템폴 BARB를 이용하는 벅 부스트 전력 변환기에 대한 입력 AC 전압, 스위치 제어 신호, 및 인덕터 전류에 대한 파형을 나타낸다.
도 8은 상이한 유형들의 양방향 스위치를 나타낸다.
도 9는 토템폴 BARB를 이용하고 AC로부터 DC로 및 DC로부터 AC로 변환할 수 있는 벅 부스트 전력 변환기 회로를 나타낸다.
도 10a 내지 도 10d는 전력 변환기가 부스트 모드에서 DC-AC 변환기로서 동작할 때 벅 부스트 전력 변환기를 통한 전도 경로를 나타낸다.
도 11a 내지 도 11d는 전력 변환기가 벅 모드에서 DC-AC 변환기로서 동작할 때 벅 부스트 전력 변환기를 통한 전도 경로를 나타낸다.
본 명세서에 설명되는 실시예들은 양방향 스위치에 기초한 브릿지없는 전력 변환기를 위한 회로를 제공한다. 전력 변환기는 교류(AC) 전력과 직류(DC) 전력 사이에서 변환하도록 구성된다. AC-DC 구성에서, AC 전력은 AC 라인 전압(예를 들어, 메인 전원)으로부터 공급되고 DC 전압을 요구하는 부하에 제공된다. 이러한 AC-DC 전력 변환기 구성의 실시예들이 먼저 설명된다. 이어서, DC 소스(예를 들어, 배터리 또는 태양 전지)에 의해 공급되는 DC 전력이 AC 전력을 요구하는 부하에 의한 이용을 위해 AC 전력으로 변환되는 DC-AC 전력 변환기 구성에 대한 설명이 후속된다. 또한, 본 명세서에서 설명되는 전력 변환기 회로는, AC-DC 및 DC-AC 동작 양쪽 모두를 지원할 수 있고, 벅(스텝다운) 및 부스트(스텝업) 모드 양쪽 모두에서 동작할 수 있다.
설명되는 전력 변환기들은, 정류를 위해 어떠한 다이오드 브릿지도 요구되지 않는다는 점에서 브릿지가 없다. 대신에, 소스로부터 AC 전력이 제공되는 구성의 경우, 공급된 AC 전압을 능동적으로 정류하기 위해 양방향 스위치가 이용된다. 양방향 스위치는 부하에 제공되는 출력 DC 전압을 제어하는데도 이용된다. 전력 변환기 제어 및 토폴로지에 따라, 출력 DC 전압은 입력 AC 전압의 현재(순간) 전압 레벨에 비해 스텝업(부스트) 또는 스텝다운(벅)될 수 있다. 정류를 위해 및 사실상 DC-DC 전압 변환 제어(예를 들어, 출력 전압 조정) 양쪽 모두를 위해 양방향 스위치를 이용함으로써, 다양한 전력 변환기 토폴로지가 최소한의 회로를 이용하여 실현될 수 있다. 이 최소한의 회로는, 임의의 다이오드 브릿지의 제거와 함께, 종래의 AC-DC 전력 변환기에 비해 낮은 전도 손실 및 높은 효율을 갖는 전력 변환기로 이어진다.
설명을 용이성을 위해, 본 발명이 비절연된 브릿지없는 전력 변환기의 정황에서 특정한 예를 통해 설명되지만, 본 기술분야의 통상의 기술자라면, 설명된 많은 기술들이 플라이백(flyback) 전력 변환기 등의 변압기를 갖는 절연된 전력 변환기에 대해 용이하게 추론될 수 있다는 것을 이해할 것이다. 3개의 상이한 양방향 능동 정류 브릿지 구성들에 대응하는 회로가 먼저 설명된다. 이러한 구성들 중 하나인 토템폴 구성은, 다음에 설명되는, 양방향 스위치를 이용하는 브릿지없는 벅-부스트 전력 변환기를 위한 기초를 제공한다. 이러한 전력 변환기의 동작은, 벅 및 부스트 모드들을 포함한, 상이한 AC-DC 동작 모드들에 대해 상세히 설명된다. 그 다음 AC-DC 및 DC-AC 동작 양쪽 모두를 지원하는 브릿지없는 벅 부스트 전력 변환기 변형예들이, 이러한 변환기의 상세한 DC-AC 동작과 함께 설명된다.
이하에서 설명되는 특정한 예들은 제한하려는 것이 아니라는 것을 이해해야 한다. 본 기술 분야에서 널리 공지된 회로 및 기술들은 본 발명의 고유한 양태를 모호하게 하는 것을 피하기 위해 상세히 설명되지 않는다. 예시적인 실시예들로부터의 피처들 및 양태들은, 정황상 허용되지 않는 경우를 제외하고는, 결합되거나 재배열될 수 있다.
양방향 능동형 정류 브릿지 (BARB) 구성
도 1a, 도 1b, 및 도 1c는, 각각, 토템폴(100), 공통 캐소드(110), 및 공통 애노드(120) BARB 구성을 나타낸다. 이들 구성들(100, 110, 120) 각각은, 2개의 다이오드(D1, D2) 및 2개의 양방향 스위치(S1, S2)를 포함한다. 일부 경우에는, 전도 손실을 감소시키거나 및/또는 제로 전압 스위칭(zero voltage switching)(ZVS)을 달성하도록, 다이오드들(D1, D2)은 양방향일 필요가 없는 스위치들로 대체될 수 있다. 4개의 다이오드로 구성된 종래의 정류 브릿지에 비해, BARB 회로 구성(100, 110, 120)은 2개의 다이오드가 아니라 양방향 스위치들(S1, S2)을 이용한다; 교체되는 구체적인 다이오드들은 3가지 구성 간에 달라진다. BARB 회로는 능동 정류를 수행하기 때문에, 이들은 BARB 회로가 정류를 능동적으로 중지할 수 있다는 점에서 다이오드 브릿지보다 유리하다. 이것은, 이들 스위치들(S1, S2) 각각이 어느 방향에서든 전도를 차단할 수 있도록, BARB 구성 내의 스위치들(S1, S2)이 양방향일 것을 요구한다. 이들 BARB 회로의 또 다른 이점은, 양방향 스위치들(S1, S2)의 전도 손실이 통상적으로는 다이오드 브릿지에 이용되는 다이오드의 전도 손실보다 낮다는 것이다. 이것은, 다이오드 브릿지에 기초한 정류기에 비해 BARB 회로의 개선된 전력 효율로 이어진다.
3개의 BARB 회로 구성들(100, 110, 120) 각각은 동일한 회로 컴포넌트들을 포함하고 근본적으로 동등하다. AC 전압 소스(102)는 BARB 회로들(100, 110, 120) 각각에 전력을 공급한다. 양방향 스위치들(S1, S2)을 적절히 제어함으로써, 정류된 전압(VRECT)이 커패시터(C1) 및 부하(예시의 용이성을 위해 도시되지 않음) 양단에 제공된다. AC 전압을 정류하기 위한 용도 외에도, 양방향 스위치들(S1, S2)은 또한, 스위칭 전력 변환기를 위한 제어 스위치로서 이용될 수 있다. 하나 이상의 에너지-저장 컴포넌트, 예를 들어, 인덕터, 커패시터, 자기소자를 통합하고, 전력 전달을 제어하기 위해 양방향 스위치들(S1, S2)을 이용함으로써, BARB 회로들(100, 110, 120)은 스위칭 전력 변환기로 변환될 수 있다. 예시된 BARB 회로들(100, 110, 120) 중 임의의 것이 AC 전압을 정류할 수 있지만, 일부 전력 변환기 토폴로지는 전력 변환기 자체의 토폴로지 요건으로 인해 BARB 구성들 중 하나 또는 2개만을 이용할 수 있다. 달리 말하면, 선택된 전력 변환기 토폴로지는 종종, 어느 BARB 회로 구성(들)이 실현가능하거나 및/또는 최적인지를 결정할 것이다. 예시되지는 않았지만, 3개의 BARB 회로 구성들 각각은, 공통 접지가 하이(high) 측에 있고 다이오드 방향이 역전되도록 반전될 수 있다는 점에 유의한다. 이러한 구성은 일부 전력 변환기 토폴로지들에 대해 선호될 수 있다.
토템폴 BARB 구성(100)에 대한 정류 동작이 이제 도 2 및 도 3의 회로(100p, 100n)를 이용하여 설명될 것이다. 공통 캐소드 및 공통 애노드 구성의 동작은 명시적으로 설명되지는 않지만, 토템폴 회로 동작의 설명으로부터 용이하게 추론될 수 있다.
도 2는, 공급된 AC 전압이 양의 절반 사이클(positive half cycle)에 있는 시나리오에 대한 토템폴 BARB 구성(100p)을 나타낸다. 제2 양방향 스위치(S2)는 자신을 통한 임의의 전류 흐름을 차단하도록 오프된다. 제2 양방향 스위치(S2)는, 도시된 바와 같이, 개방 회로와 전기적으로 동등하게 된다. 제1 양방향 스위치(S1)는 BARB 회로(100p)를 통한 전력 흐름을 제어하는데 이용된다. 제1 양방향 스위치(S1)가 도통되면, 도 2에서 i로 표시된 양의 전류는, AC 전원(102)으로부터, 제1 양방향 스위치(S1)를 통해, 부하(미도시)를 통해, 및 제2 다이오드(D2)를 통해 흐른다. BARB 회로(100)가 정류만을 수행하고 있다면, 제1 양방향 스위치(S1)는 AC 전압이 양일 때의 구간 전체를 통해 닫힌 채로 유지된다. BARB 회로(100)가 스위칭 전력 변환기의 일부라면, 제1 양방향 스위치(S1)는 AC 전원(102)으로부터 전력 변환기의 부하(미도시)로의 전력 흐름을 제어한다. 이것은 제1 양방향 스위치(S1)에 제어 신호를 공급함으로써 달성된다. 예를 들어, 펄스-폭-변조(pulse-width-modulated)(PWM) 파형이 제1 양방향 스위치(S1)의 게이트(들)에 공급될 수 있고, 여기서 PWM 파형의 주파수 및/또는 듀티 사이클(duty cycle)은 에너지 전달 속도를 결정한다. (예시의 용이성을 위해 도시되지 않은) 제어기는 AC 전원(102)의 측정된 전압에 기초하여 양방향 스위치들(S1, S2)에 대한 제어 신호(예를 들어, PWM 파형)를 생성한다.
도 3은 공급된 AC 전압이 음의 절반 사이클에 있을 때의 토템폴 BARB 구성(100n)에 대한 대응하는 시나리오를 나타낸다. 제1 및 제2 양방향 스위치들(S1, S2)의 기능은 서로 바뀐다. 제1 양방향 스위치(S1)는 임의의 전류 흐름을 차단(개방 회로가 됨)하는 반면, 제2 양방향 스위치(S2)는 제어 스위치가 된다. 도 3 내의 i로 표시된 양의 전류는, AC 전원(102)으로부터, 제1 다이오드(D1)를 통해, 부하(미도시)를 통해, 및 제2 양방향 스위치(S2)를 통해 흐른다. 양의 절반 사이클에 대해 위에서 유사하게 설명된 바와 같이, 제2 양방향 스위치(S2)는, BARB 회로(100)가 스위칭 전력 변환기의 일부인 경우, AC 전원(102)으로부터 부하로의 전력 흐름을 제어할 수 있다. AC 소스가 양의 전압을 공급하고 있을 때 제1 양방향 스위치(S1)의 제어와 관련하여 전술된 것과 유사한 방식으로 제어 신호가 제2 양방향 스위치(S2)에 제공될 것이다.
BARB 토템폴 벅 부스트 전력 변환기
도 4는, 토템폴 BARB 구성에 기초하고 벅(스텝다운) 또는 부스트(스텝업) 모드에서 동작할 수 있는 전력 변환기(400)를 나타낸다. 이 벅 부스트 전력 변환기 회로(400)는, 도 1a의 토템폴 BARB 구성(100)과 유사하게 구성되지만, 제1 다이오드(D1)와 직렬인 제1 인덕터(L1) 및 제2 다이오드(D2)와 직렬인 제2 인덕터(L2)를 추가로 포함한다. 이 회로(400)는, 일부 경우에, 전류 흐름이 인덕터들 중 하나를 바이패스하는 것을 허용하고 전류 전도 경로에서 다이오드의 수를 감소시키는 제3 및 제4 다이오드(D3, D4)를 더 포함한다. 전류가 흘러야 하는 다이오드 및 인덕터의 수를 최소화함으로써, 전도 손실이 최소화되어 전력 변환기(400)의 양호한 효율로 이어진다. 후술되는 바와 같이, 전도 손실은, 전력 변환기(400) 내의 다이오드들을 동기식 정류(synchronous rectification)(SR) 스위치 등의 다른 전류-차단 디바이스로 대체함으로써 추가로 개선될 수 있다. 이러한 개선을 설명하기 전에, 전력 변환기(400)의 동작이 부스트 및 벅 동작 모드들에 대해 설명될 것이다.
AC 전원(102)은 AC 전압(VAC _IN)을 벅 부스트 변환기 회로(400)에 제공하며, 이 회로는 정류된(DC) 전압(VRECT)를 출력한다. DC 전압(VRECT)은 부하(440)에 전력을 공급한다. 제어기(430)는, 입력 AC 전압(VAC _IN) 및 출력 DC 전압(VRECT)에 기초하여 구동기들(452, 454)을 통해 양방향 스위치들(S1, S2)을 제어하기 위한 신호들(VCTRL_S1, VCTRL _S2)을 생성한다. 양방향 스위치들(S1, S2)의 제어가 이제 설명될 것이다.
AC 전압(VAC _IN) 및 DC 전압(VRECT)이 측정(감지)되어 제어기(430)에 제공된다. 전형적인 동작에서, 제어기(430)는 이들 측정된 전압을 이용하여 출력 DC 전압(VRECT)을 목표 (기준) 전압(VREF) 근처에 유지하도록 스위치 제어 신호(VCTRL _S1, VCTRL _S2)를 생성할 것이다. 스위치 제어 신호들(VCTRL _S1, VCTRL _S2)은 전형적으로 펄스-폭-변조(PWM) 파형이고, 출력 DC 전압(VRECT)은 이들 PWM 파형의 주파수 및/또는 듀티 사이클에 의해 결정된다. 예시적인 시나리오에서, 고정 주파수 PWM 파형을 이용할 때, 출력 DC 전압(VRECT)이 기준 전압(VREF) 아래로 떨어지면, 제어 스위치를 구동하는 PWM 파형의 듀티 사이클이 증가되어 전력 변환기(400)를 통한 에너지 전달을 증가시킬 수 있다. 역으로, 이러한 예의 경우, 출력 DC 전압(VRECT)이 기준 전압(VREF) 위로 상승하면, 제어 스위치를 구동하는 PWM 파형의 듀티 사이클이 감소될 수 있다. 입력 전압(VAC_IN)은 시간에 따라 변하기 때문에, PWM 듀티 사이클 또는 주파수에 대한 업데이트는 또한, 주어진 임의의 시점에 대해 측정된 입력 전압(VAC _IN)의 크기에 의해 보상된다. 전력 변환기 내의 스위치들을 제어하는데 이용되는 PWM 신호의 듀티 사이클 또는 주파수를 생성 및 변경하기 위한, 비례-적분-미분(proportional-integral-derivative)(PID) 제어 등의 제어 기술은 본 기술분야에서 널리 공지되어 있으므로, 여기서는 더 상세히 설명되지 않을 것이다.
제어기(430)는, AC 전압(VAC _IN)의 극성, AC 전압(VAC _IN)의 크기, 및 DC 전압(VRECT)을 이용하여 전력 변환기(400)의 동작 모드를 결정한다. AC 전압(VAC _IN)의 극성으로부터 결정될 수 있는, AC 전압(VAC _IN)이 양일 때인 경우 대(vs.) 음일 때인 경우, 상이한 동작 모드들이 필요하다. 또한, DC 전압(VRECT)에 비교한 AC 전압(VAC _IN)의 크기로부터 결정될 수 있는, 부스트 모드 대(vs.) 벅 모드에서의 동작에 대해 상이한 제어가 요구된다. 이러한 동작 모드들에 관한 더 상세한 내용은, 도 5a 내지 도 5d, 도 6a 내지 도 6d, 및 이하의 이들 각각의 설명에서 제공된다.
제어기(430) 및 그 구성 부분들은, (트랜지스터, 증폭기, 다이오드, 저항기, 아날로그-디지털 변환기 등의) 아날로그 하드웨어 컴포넌트와, 주로 디지털 컴포넌트들을 포함하는 프로세서 회로의 조합을 이용하여 구현될 수 있다. 프로세서 회로는, 디지털 신호 프로세서(DSP), 범용 프로세서, 및 주문형 집적 회로(ASIC) 중 하나 이상을 포함할 수 있다. 제어기(430)는 또한, 메모리, 예를 들어, 프로세서 회로에 의한 이용을 위한 명령어들 또는 데이터를 포함하는 플래시 등의 비휘발성 메모리, 및 하나 이상의 타이머를 포함할 수 있다. 이러한 메모리는 기준 전압(VREF)에 대한 값들을 저장할 수 있다. 제어기(430)는 전압(VAC _IN) 및 DC 전압(VRECT)에 대응하는 신호 등의 센서 신호를 입력받아, 전력 변환기(400) 내의 양방향 스위치들(S1, S2)을 제어하기 위한 신호들(VCTRL _S1, VCTRL _S2)을 생성한다.
도 5a 내지 도 5d는, 전력 변화기(400)가 부스트 모드에서 동작할 때 전력 변환기(400)에 대한 전류 흐름(560a, 560b, 560c, 560d)을 나타낸다. 예시의 용이성을 위해, 제어기(430), 구동기(452, 454), 및 부하(440)는, 도 5a 내지 도 5d에 도시되지 않았지만, 이들 컴포넌트들은 도 4에 관련하여 설명된 바와 같이, 실제로 회로(400)의 일부라는 것을 이해해야 한다. 특히, 도 5b 및 도 5d의 전류 흐름(560b, 560d)은, 예시의 용이성을 위해 부하(440)가 도시되지 않았지만, 부하(440)를 통과할 것이라는 점에 유의해야 한다.
제어기(430)가 AC 전압 소스(102) 양단에서 측정된 현재(예를 들어, 순간) 전압(VAC_IN)이 양임을 검출하면, 제어기(430)는 이들 스위치들(S1, S2) 중 어느 것이 도통될지를 교대시킴으로써 양방향 스위치들(S1, S2)을 제어한다. (스위치에 대한 손상을 방지하도록 어느 스위치도 도통되지 않는 불감 시간(dead-time)이 추가적으로 존재할 수 있다. 스위치들은 결코 동시에 도통되지 않는다.) 제1 양의 구간 동안, 제2 양방향 스위치(S2)는 도통되도록 설정되는 반면 제1 양방향 스위치(S1)는 전류 흐름을 차단하도록 설정된다. 결과적인 전류 흐름은 도 5a의 전류 경로(560a)에 도시되어 있다. 제2 인덕터(L2)는 자신을 통한 전류 흐름(iL2)에 의해 통전(energize)된다. 제2 양의 구간 동안, 제1 양방향 스위치(S1)는 도통되도록 설정되는 반면, 제2 양방향 스위치(S2)는 전류 흐름을 차단하도록 설정된다. 결과적인 전류 흐름은 도 5b의 전류 경로(560b)에 도시되어 있다. 이 구간 동안 전류 흐름(iL2)이 감소하고 제2 인덕터(L2)가 비통전되므로(de-energize), 제2 인덕터(L2) 양단에 유도된 전압이 AC 전원(102) 양단의 현재 전압(VAC _IN)에 추가된다. 따라서, 결과적인 DC 전압(VRECT)은 AC 전원(102) 양단의 현재 전압(VAC _IN)보다 높으며, 즉, 전력 변환기(400)는 부스트 모드에서 동작한다. 부스트의 양(amount)은, 제2 양방향 스위치(S2)를 제어하는 PWM 제어 신호(VCTRL _S2)의 듀티 사이클, 즉, 제1 양의 구간과 제2 양의 구간과 어느 스위치도 도통되지 않는 임의의 불감 시간의 합에 의해 주어지는 전체 기간에 대한 제1 양의 구간의 비율로부터 결정된다. 기준 전압(VREF) 근처에 유지되는 DC 출력 전압, 예를 들어 VRECT를 제공하는 이러한 PWM 제어 신호를 생성하기 위한 기술은, 부스트 변환기의 제어 내에서 널리 공지되어 있으므로, 여기서는 더 상세히 설명되지 않는다.
제어기(430)가 AC 전압 소스(102) 양단에서 측정된 현재(예를 들어, 순간) 전압(VAC_IN)이 음인 것을 검출하면, 제어기(430)는 양의 AC 전압에 대해 전술된 것과는 반대의 방식으로 양방향 스위치들(S1, S2)을 제어하고, 제1 인덕터(L1)는 에너지-저장 디바이스로서 이용된다. 제1 음의 구간 동안, 제1 양방향 스위치(S1)는 도통되도록 설정되는 반면, 제2 양방향 스위치(S2)는 전류 흐름을 차단하도록 설정된다. 결과적인 전류 흐름은 도 5c의 전류 경로(560c)에 도시되어 있다. 제1 인덕터(L1)는 자신을 통한 전류 흐름(iL1)에 의해 통전된다. 제2 음의 구간 동안, 제2 양방향 스위치(S2)는 도통되도록 설정되는 반면 제1 양방향 스위치(S1)는 전류 흐름을 차단하도록 설정된다. 결과적인 전류 흐름은 도 5d의 전류 경로(560d)에 도시되어 있다. 이 구간 동안 전류 흐름(iL1)이 감소되고 제1 인덕터(L1)가 비통전되므로, 제1 인덕터(L1) 양단에 유도된 전압이 AC 전원(102) 양단의 현재 전압(VAC _IN)에 추가된다. 따라서, 결과적인 DC 전압(VRECT)은 AC 전원(102) 양단의 현재 전압(VAC _IN)의 크기보다 높으며, 즉, 전력 변환기(400)는 부스트 모드에서 동작한다. 부스트의 양은, 제1 양방향 스위치(S1)를 제어하는 PWM 제어 신호(VCTRL _S1)의 듀티 사이클, 즉, 제1 음의 구간과 제2 음의 구간과 어느 스위치도 도통되지 않는 임의의 불감 시간의 합에 의해 주어지는 전체 기간에 대한 제1 음의 구간의 비율로부터 결정된다.
도 6a 내지 도 6d는 전력 변환기(400)가 벅 모드에서 동작할 때 전력 변환기(400)에 대한 전류 흐름(660a, 660b, 660c, 660d)을 나타낸다. 예시의 용이성을 위해, 제어기(430), 구동기(452, 454), 및 부하(440)는, 도 6a 내지 도 6d에 도시되지 않았지만, 이들 컴포넌트들은, 도 4와 관련하여 설명된 바와 같이, 실제로 회로(400)의 일부라는 것을 이해해야 한다. 특히, 도 6a 내지 도 6d의 전류 흐름(660a, 660b, 660c, 660d)은, 부하(440)가 명시적으로 도시되지는 않았지만, 부하(440)를 통과한다는 점에 유의해야 한다.
제어기(430)가, AC 전압 소스(102) 양단에서 측정된 현재(예를 들어, 순간) 전압(VAC_IN)이 양임을 검출하면, 제어기(430)는 제2 양방향 스위치(S2)를 차단(개방) 스위치로서 설정하고, 제1 양방향 스위치(S1)를 이용하여 변환기(400)를 통한 전력 흐름을 제어한다. 제1 양의 구간 동안, 제1 양방향 스위치(S1)는 도통되도록 설정됨으로써, 도 6a의 전류 흐름 경로(660a)를 생성한다. 제2 인덕터(L2)는 자신을 통한 전류 흐름(iL2)에 의해 통전된다. 또한, 제2 인덕터(L2) 양단에 유도된 전압은 전압 소스(102) 양단의 전압(VAC _IN)과 반대이며, 이것은 DC 전압(VRECT)이 전압 소스(102)에 의해 제공된 현재(예를 들어, 순간) 전압(VAC _IN)에 비해 스텝다운된다는 것을 의미한다. 제2 양의 구간 동안, 제1 양방향 스위치(S1)는 오프됨으로써, 도 6b의 전류 흐름 경로(660b)를 생성한다. 이 구간 동안 전류 흐름(iL2)이 감소되고 제2 인덕터(L2)가 비통전되므로, 제2 인덕터(L2) 양단에 전압이 유도되어 부하(440)(미도시)에 전력을 공급된다. 이 제2 양의 구간 동안, DC 전압(VRECT)도 역시 전압 소스(102)에 의해 제공되는 현재(예를 들어, 순간) 전압(VAC _IN)의 전압보다 낮다. 전압 감소의 양은, 제1 양방향 스위치(S1)를 제어하는 PWM 제어 신호(VCTRL _S1)의 듀티 사이클, 즉, 제1 양의 구간과 제2 양의 구간의 합에 의해 주어지는 전체 기간에 대한 제1 양의 구간의 비율로부터 결정된다. 기준 전압(VREF) 근처에 유지되는 DC 출력 전압, 예를 들어 VRECT를 제공하는 이러한 PWM 제어 신호를 생성하기 위한 기술은, 벅 변환기의 제어 내에서 널리 공지되어 있으므로, 여기서는 더 상세히 설명되지 않는다.
제어기(430)가 AC 전압 소스(102) 양단에서 측정된 현재(예를 들어, 순간) 전압(VAC_IN)이 음임을 검출하면, 제어기(430)는 제1 및 제2 양방향 스위치들(S1, S2)의 이용을 사실상 바꾸어, 제1 인덕터(L1)가 에너지 저장 디바이스로서 이용된다. 특히, 제1 양방향 스위치(S1)는 전류 흐름을 차단하도록 설정되고, 제2 양방향 스위치(S2)는 변환기(400)를 통한 전력 흐름을 제어한다. 제1 음의 구간 동안, 제2 양방향 스위치(S2)는 도통되도록 설정됨으로써, 도 6c의 전류 흐름 경로(660c)를 생성한다. 제1 인덕터(L1)는 자신을 통한 전류 흐름(iL1)에 의해 통전됨으로써, 전압 소스(102) 양단의 전압(VAC _IN)과 반대인 전압을 제1 인덕터(L1) 양단에 유도한다. 이것은 DC 전압(VRECT)이 전압 소스(102)에 의해 제공되는 현재(예를 들어, 순간) 전압(VAC _IN)의 크기에 비해 스텝다운된다는 것을 의미한다. 제2 양의 구간 동안, 제2 양방향 스위치(S2)는 오프됨으로써, 도 6d의 전류 흐름 경로(660d)를 생성한다. 이 구간 동안 전류 흐름(iL1)이 감소되고 제1 인덕터(L1)가 비통전되므로, 제1 인덕터(L1) 양단에 유도된 전압이 부하(440)(미도시)에 전력을 공급한다. 이 제2 음의 구간 동안, DC 전압(VRECT)도 역시 전압 소스(102)에 의해 제공된 현재(예를 들어, 순간) 전압의 크기보다 낮다. 전압 감소의 양은 제2 양방향 스위치(S2)를 제어하는 PWM 제어 신호(VCTRL _S2)의 듀티 사이클, 즉, 제1 및 제2 음의 구간들의 합에 의해 주어지는 전체 기간에 대한 제1 음의 구간의 비율로부터 결정된다.
도 7은, 도 4의 벅 부스트 변환기(400)에 대한 입력 AC 전압, 스위치 제어 신호, 및 인덕터 전류에 대한 파형을 나타낸다. 이들 파형은, AC 전압 소스(102)에 의해 제공된 AC 전압의 사이클 동안 벅 동작 모드와 부스트 동작 모드 사이에서 전력 변환기(400)가 어떻게 전이하는지를 나타낸다. 예시된 AC 전압(VAC _IN)은 시간에 따라 변하며, 50 ㎐의 주파수에 대응하는 20 ms의 주기를 갖고, 메인 전원으로부터 공급되는 전력에 대해 전형적인 바와 같이 약 325 V의 피크 전압을 갖는다.
제어기(430)는, 특정한 시간에, AC 전압 소스(102) 양단의 전압(VAC _IN)이 양인지 또는 음인지를 검출한다. 0과 t3 사이의 시간 구간 동안, 제어기(430)는 전압(VAC _IN)을 양인 것으로 분류하는 반면, 제어기(430)는 시간 t3과 t6 사이의 시간 구간 동안 전압(VAC_IN)을 음으로 분류할 것이다. 이 극성은, 제어기(430)의 내부 또는 외부에 있는 아날로그 비교기(미도시)에 의해 검출될 수 있다. 더욱 일반적으로, 아날로그-디지털 변환기(ADC)는 이산적인 시점들에서 전압(VAC _IN)을 디지털화함으로써, 전압(VAC_IN)이 양 또는 음인지를 결정하기 위해 제어기(430)에 의해 이용될 수 있는 전압(VAC_IN)의 디지털 샘플들을 제공할 것이다. 예시의 용이성을 위해 도시되지 않은 이러한 ADC는, 제어기(430)의 일부이거나 제어기(430)로부터 분리될 수 있다.
전력 변환기(400)는 벅 모드에서만 또는 부스트 모드에서만 동작될 수 있다. 그러나, 정류를 수행하고 최소한의 회로를 요구하는 것 외에도, 전력 변환기(400)의 중요한 이점은 벅 및 부스트 동작 사이에서 동적으로 변할 수 있다는 것이다. 도 7의 파형은, 전력 변환기(400)에 의해 출력된 DC 전압(VRECT)이 0V보다 약간 높고 AC 전압 소스(102)에 의해 제공되는 325V의 피크 전압보다 약간 낮은 목표 기준 전압(VREF)(예를 들어, 180V)을 갖는 시나리오를 나타낸다. 이러한 DC 출력 전압 VRECT
Figure pat00001
VREF을 유지하는 것은 벅 및 부스트 동작 양쪽 모두를 이용하여 유리하게 달성된다.
제어기(430)는, 특정한 시간에, AC 전압 소스(102) 양단의 전압(VAC _IN)의 크기를 감지(측정)한다. 이 전압 크기 |VAC _IN|가 원하는 출력 DC 전압 VRECT
Figure pat00002
VREF보다 높다면, 제어기(430)는 벅 모드에서 동작하고, 그렇지 않으면 제어기(430)는 부스트 모드에서 동작한다. 전형적으로, ADC(예시의 용이성을 위해 도시되지 않음)는 이산적인 시점들에서 전압(VAC _IN)을 디지털화함으로써, 전압 크기 |VAC _IN|가 벅 모드가 이용되어야 함을 나타내는지 또는 부스트 모드가 이용되어야 함을 나타내는지를 결정하기 위해 제어기(430)에 의해 이용될 수 있는 전압(VAC _IN)의 디지털 샘플들을 제공한다.
0과 t1 사이 및 t2와 t3 사이의 시간 구간들 동안, 전압(VAC _IN)은 양이고 그 크기는 부스트 모드가 표시되도록 충분히 낮다(예를 들어, 목표 기준 전압(VREF)과 연관된 임계 전압(VCROSSOVER)보다 낮다). 전압(VAC _IN)이 이러한 범위 내에 있음을 검출하면, 제어기(430)는 양방향 스위치들(S1, S2)을 스위칭하여 부스트 모드 동작을 구현한다. 이러한 동작은 도 5a 및 도 5b의 전류 흐름 경로(560a, 560b)의 설명에서 앞서 상세히 설명되었다. 도 7의 스위치 제어 파형들(VCTRL _S1, VCTRL _S2)에 도시된 바와 같이, 양방향 스위치들(S1, S2)은 모두가 이들 구간 동안 능동적으로 스위칭된다. (도 7의 시간 스케일로 인해 분명하지는 않지만, 스위치 제어 파형들(VCTRL _S1, VCTRL _S2)은 PWM 파형이며 양쪽 모두가 결코 동시에 하이(high)는 안 된다.) 도 7은 또한, 전류(iL2)가 이들 구간 동안 제2 인덕터(L2)를 통해 흐르지만, 제1 인덕터(L1)를 통해서는 흐르지 않는다는 것을 보여준다. (도 7의 시간 스케일로 인해 분명하지는 않지만, 제2 인덕터(L2)를 통한 전류(iL2)는, 부스트 변환기의 인덕터 전류에 대해 특징적인 바와 같이, 제로로부터의 일련의 삼각형-형상의 전류 편차(current excursion)를 포함한다. 도 7에 도시된 반 정현파(half sinusoid)는 이들 삼각형의 피크에 대응하고, 따라서, 각각이 삼각형-형상인 일련의 전류 편차의 엔빌로프를 보여준다.)
시간 t1과 t2 사이의 구간 동안, 전압(VAC _IN)은 양이고, 그 크기는 벅 모드가 표시되도록 충분히 높다(예를 들어, 목표 기준 전압(VREF)과 연관된 임계 전압(VCROSSOVER)보다 높다). 전압(VAC _IN)이 이러한 범위 내에 있음을 검출하면, 제어기(430)는 제어 신호(VCTRL_S2)를 로우(low)로 설정함으로써 제2 양방향 스위치(S2)를 오프시키고, 벅 모드 동작을 구현하도록 제1 양방향 스위치(S1)를 스위칭한다. 이러한 동작은 도 6a 및 도 6b의 전류 흐름 경로(660a, 660b)의 설명에서 앞서 상세히 설명되었다. 도 7의 스위치 제어 파형(VCTRL _S1, VCTRL _S2)에 도시된 바와 같이, 이 구간 동안 제1 양방향 스위치(S1)만이 능동적으로 스위칭된다. (도 7의 시간 스케일로 인해 분명하지는 않지만, 스위치 제어 파형(VCTRL _S1)은 PWM 파형이다.) 도 7은 또한, 전류(iL2)가 이 구간 동안 제2 인덕터(L2)를 통해 흐르지만, 제1 인덕터(L1)를 통해서는 흐르지 않는다는 것을 보여준다. (도 7의 시간 스케일로 인해 분명하지는 않지만, 제2 인덕터(L2)를 통한 전류(iL2)는, 벅 변환기의 인덕터 전류에 대해 특징적인 바와 같이, 제로로부터의 일련의 삼각형-형상의 전류 편차를 포함한다. 도 7에 도시된 반 정현파는 이들 삼각형의 피크에 대응하고, 따라서, 각각이 삼각형-형상인 일련의 전류 편차의 엔빌로프를 보여준다.)
AC 소스(102) 양단의 전압(VAC _IN)이 음일 때의 제어기(430)의 동작은, 제1 및 제2 양방향 스위치(S1, S2)를 제어하는데 이용되는 PWM 파형이 서로 바뀌고, 제2 인덕터(L2)가 아니라 제1 인덕터(L1)가 에너지 저장에 이용된다는 점을 제외하고는, 양의 전압(VAC _IN)에 대해 전술된 바와 대체로 동일하다. 더 구체적으로는, 부스트 모드는, 도 5c 및 도 5d의 전류 흐름 경로(560c, 560d)의 설명에서 전술된 바와 같이, 시간 t3과 t4 사이 및 시간 t5와 t6 사이의 구간들 동안 이용된다. 마찬가지로, 도 6c 및 도 6d의 전류 흐름 경로(660c, 660d)의 설명에서 전술된 바와 같이, 시간 t4와 t5 사이의 구간 동안 벅 모드가 이용된다.
양방향 스위치 유형들 및 다이오드 유형들
도 1 내지 도 6의 BARB 회로 및 전력 변환기에 이용되는 양방향 스위치들(S1, S2)은 양방향으로 전류를 도통하고 양방향으로 전류를 차단할 수 있다. 이러한 양방향 스위치는, 2개의 트랜지스터, 예를 들어, 백-투-백 직렬접속된(back-to-back in series) MOSFET들을 배치함으로써 생성될 수 있다. 그러나, 본 명세서에 개시된 전력 변환기의 중요한 이점은, 양방향 스위치들(S1, S2)이 각각 단일 디바이스인 경우 실현되는데, 이것은, 이러한 디바이스가 복수의 백-투-백 스위치에 비해 전도성 이점을 갖기 때문이다.
도 8은 수개의 이러한 양방향 스위치를 나타낸다. 기술-독립적인 양방향 스위치(800a)가 도 1 내지 도 6에 나타낸 제1 및 제2 양방향 스위치(S1, S2)에 대해 도시되어 있다. 바람직한 실시예에서, 이들 스위치들(S1, S2)은 공통 드리프트 영역을 공유하는 2개의 게이트를 갖는 갈륨 질화물(GaN) 고-전자-이동도 트랜지스터(high-electron-mobility transistor)(HEMT)이다. 공통 드리프트 영역을 이용함으로써, 양방향 스위치의 전도도는 서로 직렬로 결합되고 동일한 기술로 구성된 2개의 트랜지스터의 전도도의 절반이다. 공통 드레인(800b)을 갖는 GaN HEMT 및 공통 소스(800c)를 갖는 GaN HEMT가 도 8에 도시되어 있다. 양방향 스위치들 각각은 또한, 공통 소스(800d)를 갖는 MOSFET 또는 공통 드레인(800e)을 갖는 MOSFET일 수 있다. 또한, 이들 양방향 스위치들 각각은, 공통 콜렉터(800f)를 갖는 절연된 게이트 쌍극성 트랜지스터(IGBT) 또는 공통 에미터(800g)를 갖는 IGBT일 수 있다. 또한, 양방향 스위치들 각각은, 도 8에 나타낸 바와 같이, 브릿지 다이오드(800h)를 갖는 개별 IGBT일 수 있다. 예를 들어, 2개의 게이트 또는 2개의 베이스를 갖는 양방향 스위치의 경우, 게이트 또는 베이스는 함께 결속되고 공통 단자에 제공되어, 양방향 스위치를 제어하기 위해 단일 스위치 제어 신호가 이용될 수 있게 한다.
도 4의 전력 변환기(400)는, 제1 인덕터(L1)를 통한 전류를 단일 방향으로만 흐르도록 제한하는 다이오드들(D1 및 D3)을 포함한다. 유사하게, 다이오드들(D2 및 D4)은 제2 인덕터(L2)를 통한 전류를 단일 방향으로만 흐르도록 제한한다. 다이오드들(D1 및 D2)은 AC 전압 소스(102) 양단의 전압(VAC _IN)의 극성이 변할 때만 (도통 및 차단 사이에서) 상태를 변경한다는 점에 유의해야 한다. 이것은 매우 느리게 발생하므로(예를 들어, 50Hz 주파수의 메인 전압의 경우 100Hz 속도 또는 60Hz 주파수의 메인 전압의 경우 120Hz 속도), 다이오드들(D1 및 D2)은 상당히 느리게 동작할 수 있다. 도 4의 전력 변환기(400)의 추가 실시예에서, 다이오드들(D1, D2)은 동기식 정류(SR) 스위치로 대체될 수 있다. 이들 SR 스위치는 특별히 고속일 필요는 없고, 양방향 스위치들(S1, S2)처럼 양방향으로 전류 흐름을 차단가능할 필요가 없다.
도 9는 전력 변환기(400)의 다이오드들(D1, D2) 대신 SR 스위치들(SR1, SR2)을 이용하는 전력 변환기(900)를 나타낸다. 바람직하게는 및 전술된 바와 같은 AC-DC 변환을 위해, 제어기(930)에 의해 생성된 제어 신호들(VCTRL _SR1, VCTRL _SR2)은 다이오드들(D1, D2)과 동일한 방식으로 전류를 능동적으로 차단하는데 이용된다. 전압 소스(902)에 의해 제공된 전압(VAC)이 양일 때, 제2 SR 스위치(SR2)는 도통되도록 설정되고 제1 SR 스위치(SR1)는 오프된다. 그렇지 않으면, 제1 SR 스위치(SR1)는 도통되도록 설정되고 제2 SR 스위치(SR2)는 오프된다. 도통을 위해 설정될 때의 SR 스위치들(SR1, SR2)의 전도도는 전형적으로 다이오드들(D1, D2)의 전도도보다 양호하기 때문에, SR 스위치들(SR1, SR2)의 이용은 더 낮은 손실과 개선된 효율로 이어진다.
제어기(930)는, AC 전압 소스(902) 양단의 전압(VAC)의 측정에 기초하여 제어 신호들(VCTRL_SR1, VCTRL _SR2)을 생성한다. 이들 제어 신호(VCTRL _SR1, VCTRL _SR2)는, 구동기들을 통해, SR 스위치들(SR1, SR2)의 제어 단자들(예를 들어, 게이트들)에 결합된다. (예시의 용이성을 위해, 도 9에는 구동기도 제어 단자 접속도 예시되어 있지 않다.) 도 5 및 도 6에 대해 전술된 바와 같이, 이 전압의 극성은 다른 목적들을 위해 미리 결정된다. 제어기(930)는 이 전압 극성을 이용하여 SR 스위치들(SR1, SR2) 중 하나를 온시키고 다른 하나를 오프시킨다. (MOSFET의 바디 다이오드로 인해, SR 스위치는 어떠한 능동 제어없이 요구되는 전류 흐름을 실제로 제공할 것이다. 그러나, 이들 스위치들의 능동 제어는 그들의 전도도를 개선시키므로, 바람직하다.) 예시된 바와 같이, SR 스위치들(SR1, SR2)은 MOSFET이지만, 일부 응용에 대해서는 다른 스위치 유형이 바람직할 수 있다.
제3 및 제4 다이오드(D3, D4)는, 다이오드들(D1, D2) 또는 SR 스위치들(SR1, SR2)과는 달리, 고속 동작한다. 더 구체적으로는, 이들 다이오드들(D3 및 D4)은 양방향 제어 스위치들(S1, S2)과 유사한 주파수로 상태를 변경한다. 도 4에서, 이들 다이오드들(D3, D4)은 실리콘 탄화물(SiC) 쇼트키 다이오드이고, 따라서, 다이오드들은 모두가 효율적이고 고속 동작한다.
도 9의 전력 변환기(900)에서, SR 스위치들(SR3, SR4)이 다이오드들(D3 및 D4)을 대체했다. 이들 SR 스위치들(SR3, SR4)의 도통을 적절하게 제어함으로써, 이들 디바이스를 통한 전도 손실은 다이오드들(D3 및 D4)의 전도 손실에 비해 감소될 수 있는 한편, 필요에 따라 전류 흐름을 여전히 차단한다. 제어기(930)는 제어 신호들(VCTRL_SR3, VCTRL _SR4)을 생성하고, 구동기들을 통해, SR 스위치들(SR3, SR4)의 제어 단자들(예를 들어, 게이트들)을 구동한다. (예시의 용이성을 위해, 도 9에는 구동기도 제어 단자 접속도 예시되어 있지 않다.) 더 구체적으로는, SR 스위치들(SR3, SR4)은, 도 6d 및 도 6b의 전류 흐름 경로들(660d, 660b)과 연관된 벅 구간들 동안 도통되도록 각각 설정되어야 한다. 전술된 다이오드들 및 SR 스위치들은, 적어도 하나의 방향으로 전류 흐름을 차단할 수 있다는 점에서 전류-차단 디바이스로 간주된다. 이러한 전류-차단 디바이스는, 양방향 스위치와 마찬가지로, 양방향으로 전류 흐름을 차단할 수 있지만, 이것은 전류-차단 디바이스에는 요구되지 않는다.
DC-AC 전력 변환
전술된 바와 같이, 전력 변환기(900)가 AC-DC 변환기로서 동작할 때, 다이오드가 아니라 SR 스위치들(SR1, SR2, SR3, SR4)의 이용은 이들 전류-차단 디바이스를 통한 감소된 전도성 손실을 제공한다. 능동 스위치의 이용은 또한, 전력 변환기 회로(900)가 DC-AC 변환기(인버터)로서 동작할 수 있도록, 즉, 소스(940)로부터 제공된 DC 전력을 AC 부하(902)에 의해 요구되는 AC 전력으로 변환할 수 있게 한다. (도 4의 전력 변환기(400)에 비해, AC 소스(102)는 AC 부하(902)가 되었고 DC 부하(440)는 DC 소스(940)가 되었다는 점에 유의한다.) 전력 변환기(900)의 회로는 전력 변환기(400)의 회로와 유사하고, DC-AC 변환을 위한 제어는 AC-DC 변환에 대해 앞서 설명된 제어와 대체로 반대이기 때문에, DC-AC 제어는 간단하게만 설명될 것이다. 이러한 동작은 도 10a 내지 도 10d 및 도 11a 내지 도 11d와 연계하여 설명될 것이다. 예시의 용이성을 위해, 이들 도면들은, 제어기(930), 구동기(452, 454), 또는 능동 스위치 제어 신호를 위한 구동기, 또는 DC 소스(940)를 도시하지 않는다.
도 10a 및 도 10b는, DC 소스(940)가 스텝업되어 AC 부하(902)에서 양의 전압(VAC)을 제공하는 부스트 모드에 대한 전류 흐름 경로(1060a, 1060b)를 나타낸다. 제2 인덕터(L2)는 이 부스트 모드 동안 에너지 저장 디바이스로서 이용된다. 제어기(930)는 양방향 스위치(S1) 및 능동 스위치들(SR2, SR4)에 대한 제어 신호를 도 10a 및 도 10b의 전류 경로들(1060a, 1060b) 사이에서 교대하도록 설정하고 AC 부하(902)에서 원하는 전압을 생성한다. (양방향 스위치(S2) 및 능동 스위치(SR1)는, AC 부하(902)에서 양의 전압(VAC)과 함께 부스트 모드 동안 오프된다.)
도 10c 및 도 10d는, DC 소스(940)가 크기에서 스텝업되고 AC 부하(902)에서 음의 전압(VAC)을 제공하는 부스트 모드에 대한 전류 흐름 경로(1060c, 1060d)를 나타낸다. 제1 인덕터(L1)는 이 부스트 모드 동안 에너지 저장 디바이스로서 이용된다. 제어기(930)는 양방향 스위치(S2) 및 능동 스위치들(SR1, SR3)에 대한 제어 신호를 도 10c 및 도 10d의 전류 경로들(1060c, 1060d) 사이에서 교대하도록 설정하고, AC 부하(902)에서 원하는 (음의) 전압을 생성한다. (양방향 스위치(S1) 및 능동 스위치(SR4)는 AC 부하(902)에서 음의 전압(VAC)과 함께 부스트 모드 동안 오프된다.)
도 11a 및 도 11b는, DC 소스(940)가 스텝다운되어 AC 부하(902)에서 양의 전압(VAC)을 제공하는 벅 모드에 대한 전류 흐름 경로(1160a, 1160b)를 나타낸다. 제2 인덕터(L2)는 이 벅 모드 동안 에너지 저장 디바이스로서 이용된다. 제어기(930)는 양방향 스위치들(S1, S2) 및 능동 스위치들에 대한 제어 신호를 도 11a 및 도 11b의 전류 경로들(1160a, 1160b) 사이에서 교대하도록 설정하고, AC 부하(902)에서 원하는 (양의) 전압(VAC)을 생성한다.
도 11c 및 도 11d는, DC 소스(940)가 크기에서 스텝다운되고 AC 부하(902)에서 음의 전압(VAC)을 제공하는 벅 모드에 대한 전류 흐름 경로(1160c, 1160d)를 나타낸다. 제1 인덕터(L1)는 이 벅 모드 동안 에너지 저장 디바이스로서 이용된다. 제어기(930)는 양방향 스위치들(S1, S2) 및 능동 스위치들에 대한 제어 신호를 도 11c 및 도 11d의 전류 경로들(1160c, 1160d) 사이에서 교대하도록 설정하고, AC 부하(902)에서 원하는 (음의) 전압(VAC)을 생성한다.
제어기(930)는, 다음과 같이, AC 부하(902)에 제공된 AC 전압 파형의 한 주기를 생성하기 위해 전술된 4개의 모드를 순환한다:
1) AC 부하(902)에서 양의 전압을 생성하는 벅 모드,
2) AC 부하(902)에서 양의 전압을 생성하는 부스트 모드,
3) AC 부하(902)에서 양의 전압을 생성하는 벅 모드,
4) AC 부하(902)에서 음의 전압을 생성하는 벅 모드,
5) AC 부하(902)에서 음의 전압을 생성하는 부스트 모드,
6) AC 부하(902)에서 음의 전압을 생성하는 벅 모드.
이들 모드들 각각에 대한 스텝업 또는 스텝다운 양을 변화시킴으로써, 제어기(930)는 상기 단계들 (1) 내지 (6)을 추종함으로써 AC 부하(902)에 대한 AC 전압의 한 사이클(주기)을 생성할 수 있다. 결과적인 전압 파형은 도 7에 나타낸 파형(VAC _IN)과 유사할 수 있지만, 생성된 파형은 입력이 아닌 출력으로서 간주되어야 한다. 제어기(930)는 상기 단계들을 반복적으로 추종하여 AC 전압을 생성해 AC 부하(902)에 전력을 공급한다.
본 명세서에서 설명된 전력 변환기, 및 특히 도 9의 전력 변환기(900)는 종래의 전력 변환기에 비해 몇 가지 이점을 제공한다. 양방향 스위치를 이용함으로써, 설명된 전력 변환기는, 최소한의 회로를 이용하면서, AC 전압을 정류하고 부하에 공급하기 위한 원하는 DC 전압을 생성할 수 있다. 전도 손실은, 최소한의 회로로 인해 및 다이오드가 아니라 스위치를 이용한 전류 흐름 제어로 인해 최소화된다. 설명된 전력 변환기는, 필요에 따라, 벅 또는 부스트 모드에서 동작할 수 있다. 또한, 설명된 전력 변환기는, AC 전원으로부터 변환하여 부하에 DC 전력을 제공하거나 DC 전원으로부터 전력을 변환하여 부하에 AC 전력을 제공할 수 있다.
도 5a 내지 도 5d, 도 6a 내지 도 6d, 도 10a 내지 도 10d, 및 도 11a 내지 도 11d에 도시된 바와 같이, 전류는 임의의 전도 경로에 대해 단일의 인덕터를 통해서만 흐른다. 다른 전력 변환기, 특히 벅 부스트 변환기는, 종종, 전력 변환기를 통한 임의의 직렬 전도 경로 내의 복수의 인덕터를 통해 전류가 동시에 흐를 것을 요구하므로, 인덕터 전도 손실을 증가시킨다. (종종 저항이 없는 이상적인 컴포넌트로서 취급되지만, 실제적인 인덕터는 연관된 등가 직렬 저항(equivalent series resistance)(ESR) 및 관련된 전도 손실을 갖는다.) 부스트 동작의 경우, 전류는, 직렬 전도 경로 내에서 주어진 시간에 총 2개의 스위치 또는 다이오드를 통해서만 흐른다. 벅 동작의 경우, 전류는, 특정한 시간 구간에 따라, 직렬 전도 경로 내의 하나 또는 2개의 스위치 또는 다이오드를 통해 흐른다. 벅 또는 부스트 모드에서 동작할 수 있는 종래의 전력 변환기는, 전형적으로, 전력 변환기를 통한 임의의 직렬 전도 경로 내에서 전류가 이것보다 많은 디바이스를 통해 동시에 흐를 것을 요구하여, 연관된 전도 손실을 초래한다.
여기서 사용될 때, 용어 "갖는(having)", "담고 있는(containing)", "내포하는(including)", "포함하는(comprising)" 등은 언급된 요소들 또는 피처들의 존재를 나타내지만, 추가의 요소나 피처를 배제하지 않는 개방적 용어이다. 관사 "한(a)", "하나의(an)", 그 하나의(the)"는, 문맥상 명확하게 달리 표시하지 않는 한, 단수 뿐만 아니라 복수도 포함하는 것을 의도한다.
달리 구체적으로 언급되지 않는 한, 본 명세서에 설명된 다양한 실시예의 피처들은 서로 결합될 수 있다는 것을 이해해야 한다.
본 명세서에서 특정한 실시예들이 예시되고 설명되었지만, 본 기술분야의 통상의 기술자라면, 본 발명의 범위로부터 벗어나지 않고 도시되고 설명된 특정한 실시예들에 대해 다양한 대안적 및/또는 균등한 구현으로 대체할 수 있다는 것을 이해할 것이다. 본 출원은 본 명세서에서 논의된 특정한 실시예들의 임의의 개조 또는 변형을 포괄하고자 한다. 따라서, 본 발명은 청구항들과 그 균등물들에 의해서만 제한되어야 한다.

Claims (21)

  1. 전력 변환기로서,
    교류(AC) 전원 또는 부하 양단에 결합되는 제1 AC 단자 및 제2 AC 단자;
    직류(DC) 전원 또는 부하 양단에 결합되는 제1 DC 단자 및 제2 DC 단자;
    상기 제1 AC 단자와 상기 제1 DC 단자 사이에 결합된 제1 양방향 스위치;
    상기 제1 AC 단자와 상기 제2 DC 단자 사이에 결합된 제2 양방향 스위치;
    직렬로 접속되고, 상기 제2 AC 단자를 상기 제1 DC 단자에 결합하는 제1 인덕터 및 제1 전류-차단 디바이스;
    직렬로 접속되고, 상기 제2 AC 단자를 상기 제2 DC 단자에 결합하는 제2 인덕터 및 제2 전류-차단 디바이스; 및
    상기 DC 전원 또는 부하 양단의 DC 전압이 상기 AC 전원 또는 부하 양단의 현재 전압보다 낮은 제1 동작 모드에서, 또는 상기 DC 전압이 상기 현재 전압보다 높은 제2 동작 모드에서, 또는 상기 제1 및 제2 동작 모드들 양쪽 모두에서 상기 전력 변환기를 동작시키게끔 상기 제1 및 제2 양방향 스위치들을 제어하도록 구성된 제어기
    를 포함하고,
    상기 제1 및 제2 양방향 스위치들 각각은 양방향으로 전류가 도통되는 전도 모드, 및 양방향으로 전류가 차단되는 차단 모드를 갖는, 전력 변환기.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 제2 DC 단자와, 상기 제1 인덕터와 상기 제1 전류-차단 디바이스 사이의 노드 사이에 결합된 제3 전류-차단 디바이스; 및
    상기 제1 DC 단자와, 상기 제2 인덕터와 상기 제2 전류-차단 디바이스 사이의 노드 사이에 결합된 제4 전류-차단 디바이스
    를 더 포함하는 전력 변환기.
  3. 제2항에 있어서, 상기 제3 및 제4 전류-차단 디바이스들 중 적어도 하나는 실리콘 탄화물(SiC) 쇼트키 다이오드인, 전력 변환기.
  4. 제2항에 있어서, 상기 제3 및 제4 전류-차단 디바이스들 중 적어도 하나는 동기식 정류(synchronous rectification)(SR) 스위치인, 전력 변환기.
  5. 제1항에 있어서, 상기 제1 및 제2 전류-차단 디바이스들 중 적어도 하나는 다이오드인, 전력 변환기.
  6. 제1항에 있어서, 상기 제1 및 제2 전류-차단 디바이스들 중 적어도 하나는 동기식 정류(SR) 스위치인, 전력 변환기.
  7. 제1항에 있어서, 상기 제1 및 제2 양방향 스위치들 중 적어도 하나는 공통 드리프트 영역을 공유하는 2개의 게이트를 포함하는 양방향 갈륨 질화물(GaN) 고-전자-이동도 트랜지스터(high-electron-mobility transistor)(HEMT)인, 전력 변환기.
  8. 제1항에 있어서, 상기 제1 및 제2 양방향 스위치들 중 적어도 하나는:
    공통 소스를 갖는 양방향 금속-산화물 반도체 전계-효과 트랜지스터(MOSFET);
    공통 드레인을 갖는 양방향 MOSFET;
    공통 콜렉터를 갖는 양방향 절연-게이트 쌍극성 트랜지스터(insulated-gate bipoloar transistor)(IGBT);
    공통 에미터를 갖는 양방향 IGBT; 및
    브릿지 다이오드들을 갖는 양방향 개별 IGBT
    중 하나인, 전력 변환기.
  9. 제1항에 있어서, 상기 제1 및 제2 AC 단자들은 AC 전원 양단에 결합되고, 상기 제1 및 제2 DC 단자들은 DC 전력 부하 양단에 결합되며, 상기 제어기는 상기 AC 전원으로부터의 전력을 상기 DC 전력 부하를 위한 전력으로 변환하도록 구성되고, 상기 제1 동작 모드는 벅 모드(buck mode)이며, 상기 제2 동작 모드는 부스트 모드(boost mode)인, 전력 변환기.
  10. 제9항에 있어서, 상기 DC 전력 부하는 목표 기준 전압을 가지며, 상기 제어기는 추가로:
    상기 AC 전원 양단의 현재 전압을 측정하고;
    상기 측정된 현재 전압의 크기가 상기 목표 기준 전압보다 높은 것을 검출하는 것에 응답하여 상기 전력 변환기를 상기 벅 모드에서 동작시키도록 상기 제1 및 제2 양방향 스위치들을 스위칭하고;
    상기 측정된 현재 전압의 크기가 상기 목표 기준 전압보다 낮은 것을 검출하는 것에 응답하여 상기 전력 변환기를 상기 부스트 모드에서 동작시키도록 상기 제1 및 제2 양방향 스위치들을 스위칭하도록
    구성되는, 전력 변환기.
  11. 제10항에 있어서, 상기 벅 모드를 위한 제어기 동작은:
    상기 측정된 현재 전압이 양(positive)인지 또는 음(negative)인지를 검출하는 것;
    양의 측정된 전압을 검출하는 것에 응답하여:
    상기 제2 양방향 스위치를 상기 차단 모드로 설정하는 것;
    제1 펄스-폭-변조(pulse-width-modulated)(PWM) 파형을 생성하여 상기 제1 PWM 파형의 주파수, 듀티 사이클, 또는 양쪽 모두가 상기 DC 전력 부하 양단의 부하 전압을 결정하도록 상기 제1 양방향 스위치를 제어하는 것;
    상기 부하 전압을 상기 목표 기준 전압 또는 그 부근에 유지하도록 상기 제1 PWM 파형의 주파수 또는 듀티 사이클 또는 양쪽 모두를 조정하는 것; 및
    음의 측정된 전압을 검출하는 것에 응답하여:
    상기 제1 양방향 스위치를 상기 차단 모드로 설정하는 것;
    제2 펄스-폭-변조(PWM) 파형을 생성하여 상기 제2 PWM 파형의 주파수, 듀티 사이클, 또는 양쪽 모두가 상기 부하 전압을 결정하도록 상기 제2 양방향 스위치를 제어하는 것;
    상기 부하 전압을 상기 목표 기준 전압 또는 그 부근에 유지하도록 상기 제2 PWM 파형의 주파수 또는 듀티 사이클 또는 양쪽 모두를 조정하는 것
    을 포함하는, 전력 변환기.
  12. 제10항에 있어서, 상기 부스트 모드를 위한 제어기 동작은:
    상기 측정된 현재 전압이 양인지 또는 음인지를 검출하는 것;
    양의 측정된 전압을 검출하는 것에 응답하여:
    제1 양의 구간(positive interval) 동안, 상기 제2 양방향 스위치를 상기 전도 모드로 설정하고 상기 제1 양방향 스위치를 상기 차단 모드로 설정함으로써, 상기 제2 인덕터를 통전(energizing)하는 것, 및
    제2 양의 구간 동안, 상기 제1 양방향 스위치를 상기 전도 모드로 설정하고 상기 제2 양방향 스위치를 상기 차단 모드로 설정함으로써, 상기 제2 인덕터를 비통전(de-energizing)하는 것, 및
    음의 측정된 전압을 검출하는 것에 응답하여:
    제1 음의 구간(negative interval) 동안, 상기 제1 양방향 스위치를 상기 전도 모드로 설정하고 상기 제2 양방향 스위치를 상기 차단 모드로 설정함으로써, 상기 제1 인덕터를 통전하는 것, 및
    제2 음의 구간 동안, 상기 제2 양방향 스위치를 상기 전도 모드로 설정하고 상기 제1 양방향 스위치를 상기 차단 모드로 설정함으로써, 상기 제1 인덕터를 비통전하는 것
    을 포함하는, 전력 변환기.
  13. 제2항에 있어서,
    상기 제1 및 상기 제2 DC 단자들은 DC 전원 양단에 결합되고,
    상기 제1 및 상기 제2 AC 단자들은 AC 전력 부하 양단에 결합되며,
    상기 제1 전류-차단 디바이스는 제1 능동 스위치이고, 상기 제2 전류-차단 디바이스는 제2 능동 스위치이며, 상기 제3 전류-차단 디바이스는 제3 능동 스위치이고, 상기 제4 전류-차단 디바이스는 제4 능동 스위치이며,
    상기 제어기는 상기 DC 전원으로부터의 전력을 상기 AC 전력 부하를 위한 전력으로 변환하도록 구성되고,
    상기 제1 동작 모드는 부스트 모드이고,
    상기 제2 동작 모드는 벅 모드인, 전력 변환기.
  14. 제13항에 있어서, 상기 제어기는 추가로:
    상기 DC 전원 양단의 DC 전압을 측정하고;
    주어진 시점(instant of time)에 대한 상기 AC 전력 부하 양단의 원하는 전압을 결정하며;
    상기 원하는 전압이 상기 측정된 DC 전압보다 높은 것을 검출하는 것에 응답하여 상기 전력 변환기를 상기 부스트 모드에서 동작시키도록 상기 제1 및 제2 양방향 스위치들을 스위칭하고;
    상기 원하는 전압이 상기 측정된 DC 전압보다 낮은 것을 검출하는 것에 응답하여 상기 전력 변환기를 상기 벅 모드에서 동작시키도록 상기 제1 및 제2 양방향 스위치들을 스위칭하도록
    구성되는, 전력 변환기.
  15. 제14항에 있어서, 상기 부스트 모드를 위한 제어기 동작은:
    상기 원하는 전압이 양인지 또는 음인지를 결정하는 것;
    상기 원하는 전압이 양이라고 결정하는 것에 응답하여:
    상기 제2 양방향 스위치를 상기 차단 모드로 설정하는 것;
    제1 펄스-폭-변조(PWM) 파형을 생성하여 상기 제1 PWM 파형의 주파수, 듀티 사이클, 또는 양쪽 모두가 상기 AC 전력 부하 양단에 생성되는 전압을 결정하도록 상기 제4 능동 스위치를 제어하는 것;
    상기 생성되는 전압과 상기 원하는 전압 사이의 차이를 최소화하도록 상기 제1 PWM 파형의 주파수 또는 듀티 사이클 또는 양쪽 모두를 조정하는 것; 및
    상기 원하는 전압이 음이라고 결정하는 것에 응답하여:
    상기 제1 양방향 스위치를 상기 차단 모드로 설정하는 것;
    제2 펄스-폭-변조(PWM) 파형을 생성하여 상기 제2 PWM 파형의 주파수, 듀티 사이클, 또는 양쪽 모두가 상기 AC 전력 부하 양단에 생성되는 전압을 결정하도록 상기 제3 능동 스위치를 제어하는 것; 및
    상기 생성되는 전압과 상기 원하는 전압 사이의 차이를 최소화하도록 상기 제2 PWM 파형의 주파수 또는 듀티 사이클 또는 양쪽 모두를 조정하는 것
    을 포함하는, 전력 변환기.
  16. 제14항에 있어서, 상기 벅 모드를 위한 제어기 동작은:
    상기 원하는 전압이 양인지 또는 음인지를 결정하는 것;
    상기 원하는 전압이 양이라고 결정하는 것에 응답하여:
    제1 양의 구간 동안, 상기 제1 양방향 스위치를 상기 전도 모드로 설정하고 상기 제2 양방향 스위치를 상기 차단 모드로 설정함으로써, 상기 제2 인덕터를 통전하는 것, 및
    제2 양의 구간 동안, 상기 제2 양방향 스위치를 상기 전도 모드로 설정하고 상기 제1 양방향 스위치를 상기 차단 모드로 설정함으로써, 상기 제2 인덕터를 비통전하는 것, 및
    상기 원하는 전압이 음이라고 검출하는 것에 응답하여:
    제1 음의 구간 동안, 상기 제2 양방향 스위치를 상기 전도 모드로 설정하고 상기 제1 양방향 스위치를 상기 차단 모드로 설정함으로써, 상기 제1 인덕터를 통전하는 것, 및
    제2 음의 구간 동안, 상기 제1 양방향 스위치를 상기 전도 모드로 설정하고 상기 제2 양방향 스위치를 상기 차단 모드로 설정함으로써, 상기 제1 인덕터를 비통전하는 것
    을 포함하는, 전력 변환기.
  17. 교류(AC)-직류(DC) 변환기 및 DC-AC 변환기 중 적어도 하나로서 동작하도록 구성된 전력 변환기로서,
    AC 전원 또는 부하 양단에 결합되는 제1 AC 단자 및 제2 AC 단자;
    DC 전원 또는 부하 양단에 결합되는 제1 DC 단자 및 제2 DC 단자;
    상기 제1 AC 단자에 결합된 제1 양방향 스위치 및 제2 양방향 스위치 - 상기 제1 및 제2 양방향 스위치들 각각은 양방향으로 전류가 도통되는 전도 모드 및 양방향으로 전류가 차단되는 차단 모드를 가짐 -;
    제1 인덕터 및 제2 인덕터 - 상기 제1 인덕터 및 제2 인덕터 각각은 인덕터 충전 구간 동안 에너지를 저장하고 인덕터 방전 구간 동안 에너지를 방출하도록 구성됨 -;
    상기 전력 변환기가 AC-DC 변환기로서 동작하는 AC-DC 구간 동안 상기 제1 인덕터 내의 양의 전류 흐름을 제1 방향으로 제한하도록 구성된 제1 전류-차단 디바이스;
    상기 AC-DC 구간 동안 상기 제2 인덕터 내의 양의 전류 흐름을 제1 방향으로 제한하도록 구성된 제2 전류-차단 디바이스; 및
    상기 전력 변환기가 AC-DC 변환기로서 구성될 때 상기 제1 양방향 스위치 및 상기 제2 양방향 스위치를 제어하도록 구성된 제어기
    를 포함하고,
    벅 구간 동안 벅 모드에서, 상기 AC 전원 또는 부하 양단의 현재 전압이 스텝다운(step down)되어 상기 DC 전원 또는 부하에 DC 전압을 공급하고,
    부스트 구간 동안 부스트 모드에서, 상기 현재 전압이 스텝업(step up)되어 상기 DC 전압을 공급하는, 전력 변환기.
  18. 제17항에 있어서,
    주어진 시점에서 양의 전류가 흐르는 상기 전력 변환기의 임의의 직렬 경로 루프에 대해, 전류는 최대 하나의 인덕터 및 최대 2개의 전류-차단 디바이스를 통해 흐르고, 전류-차단 디바이스는 다이오드 또는 스위치인, 전력 변환기.
  19. 제18항에 있어서,
    상기 벅 구간 동안, 상기 제1 인덕터가 방전 구간에 있거나 상기 제2 인덕터가 방전 구간에 있을 때, 전류는 상기 전력 변환기 내의 단일의 전류-차단 디바이스를 통해 흐르는, 전력 변환기.
  20. 양방향 능동 정류 브릿지(bi-directional active rectifying bridge)(BARB)로서,
    AC 전원 양단에 결합된 제1 AC 단자 및 제2 AC 단자;
    제1 정류 단자 및 제2 정류 단자 - 상기 제1 및 제2 정류 단자들은 정류된 출력에서 정류된 전압을 공급함 -;
    상기 제1 AC 단자와 상기 제1 정류 단자 사이에 결합된 제1 양방향 스위치;
    상기 제1 AC 단자와 상기 제2 정류 단자 사이에 결합된 제2 양방향 스위치;
    상기 제2 AC 단자와 상기 제1 정류 단자 사이에 결합된 제1 전류-차단 디바이스;
    상기 제2 AC 단자와 상기 제2 정류 단자 사이에 결합된 제2 전류-차단 디바이스; 및
    상기 정류된 출력에서 상기 정류된 전압을 제공하게끔 상기 제1 및 제2 양방향 스위치들을 제어하도록 구성된 제어기 - 상기 제1 및 제2 양방향 스위치들의 제어는 상기 제1 및 제2 AC 단자들 양단의 측정된 전압에 기초함 -;
    를 포함하고,
    상기 제1 및 제2 양방향 스위치들 각각은 양방향으로 전류가 도통되는 전도 모드, 및 양방향으로 전류가 차단되는 차단 모드를 갖는, BARB.
  21. 제20항에 있어서, 상기 제1 및 제2 양방향 스위치들은 양방향 갈륨 질화물(GaN) 고-전자-이동도 트랜지스터(HEMT)들이고, 이들 트랜지스터 각각은 공통 드리프트 영역을 공유하는 2개의 게이트를 갖는, BARB.
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