CN109660137B - 使用双向有源整流桥的电力转换器和双向有源整流桥 - Google Patents

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Abstract

提供了使用双向开关而不是二极管桥来对AC电源进行整流的电力转换器和双向有源整流桥。除了执行整流之外，双向开关还控制通过电力转换器的电力流动，即，开关有效地实现开关电源以向负载提供期望的DC电压。使用可以阻断电流在任一方向上的流动的双向开关使得电力转换器能够使用最小电路，具有低传导损耗(高效率)，并且可以以降压和升压模式工作。此外，通过适当的控制，所描述的电力转换器电路可以用于从AC电压到DC电压的转换以及从DC电压到AC电压的转换。

Description

使用双向有源整流桥的电力转换器和双向有源整流桥
技术领域
本申请涉及用于在交流(AC)电力与直流(DC)电力之间进行转换的电路和技术，并且特别地涉及使用双向开关的电力转换器拓扑，所述双向开关用于对AC电压进行整流并对经整流的电压进行升压或降压以提供期望DC电压，或者用于将DC电压转换成期望AC电压。
背景技术
AC至DC电力转换器用于为各种常见电子装置供电，包括例如膝上型和台式计算机。这种AC至DC电力转换器通常包括用于整流来自AC电源的AC电压的二极管桥，以及用于将经整流的电压转换成适合于为负载例如电子装置供电的DC电压的DC至DC电压转换器。电力因数校正(PFC)通常是具有相对高电力需求例如从AC线路电源汲取大于75瓦的电力的电力转换器所需要的。用于在电力转换器内实现PFC的常见技术是使用升压转换器将经整流的电压转换成相对高的中间电压，然后例如使用降压转换器将该中间电压降压至负载所需的DC电压。具有升压PFC或不具有升压PFC的这种电力转换器的缺点是在二极管桥内的传导损耗导致电力低效和关联的散热需求。除了增加的电路复杂性(部件)之外，升压PFC还引起通过其电子装置(开关、二极管)和任何无源装置(例如，能量存储电感器)的额外的传导损耗，从而导致进一步的电力低效。
无桥电力转换器通过使用电力开关来有效地整流AC电力输入，从而消除了传统电力转换器的二极管桥。在这种电力转换器内使用的电力开关通常只能阻断在一个方向上的电流流动。例如，当向MOSFET的栅极(控制)端子施加足够高的电压时，N沟道增强型金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)将电流从其漏极传导到其源极。如果施加到栅极端子的电压不够高，则从MOSFET的漏极到其源极的正电流流动被阻断。然而，如果从源极到漏极的电压降高于MOSFET内的本征体二极管的阈值电压，则该本征体二极管允许从源极到漏极的电流流动而不管施加到栅极端子的电压如何。因此，MOSFET通常不能阻断从其源极到漏极的正电流流动。
无桥电力转换器内的电力开关通常不能阻断两个方向上的电流流动的事实限制了这些电力开关作为用于开关降压和升压转换器的控制开关的使用。用于整流和电压转换器控制的这种电力开关的双重用途在大范围内的电力转换器拓扑中是不可行的，至少在使用最小电路系统时是这样。虽然更复杂的电路或额外的电路级可能能够支持期望的电力转换器拓扑，但是额外的复杂性需要额外的且不期望的电子部件，例如电力开关、二极管、电感器、其他磁性元件。此外，额外的部件经常引起额外的传导损耗，这抵消或至少降低了通过消除二极管桥所寻求的效率优势。
期望一种不包括二极管桥、使用最小电路、能够实现降压和升压操作并且高效的AC至DC电力转换器拓扑。
发明内容
根据电力转换器的实施方式，电力转换器被配置成在交流(AC)电力与直流(DC)电力之间进行转换，并且可以作为AC至DC转换器或DC至AC转换器而工作。电力转换器包括耦接在AC电源或负载两端的第一AC端子和第二AC端子，以及耦接在DC电源或负载两端的第一DC端子和第二DC端子。第一双向开关将第一AC端子耦接到第一DC端子，而第二双向开关将第一AC端子耦接到第二DC端子。第一双向开关和第二双向开关中的每一个可以设置成导通模式或阻断模式，在导通模式下电流可以在任一方向上通过开关传导，而在阻断模式下电流在两个方向上均被阻断通过开关。第一电感器和第一电流阻断装置(例如，二极管或同步整流开关)串联连接并将第二AC端子耦接到第一DC端子。第二电感器和第二电流阻断装置串联连接并将第二AC端子耦接到第二DC端子。电力转换器的控制器被配置成控制第一双向开关和第二双向开关，以使电力转换器在各种操作模式下工作。在第一操作模式下，DC电源或负载两端的DC电压低于AC电源或负载两端的瞬时电压。在第二操作模式下，DC电源或负载两端的DC电压高于AC电源或负载两端的瞬时电压。控制器可以使电力转换器以这些模式之一操作，或者在它们之间交替。
根据电力转换器的另一实施方式，电力转换器被配置成在交流(AC)电力与直流(DC)电力之间进行转换，并且可以作为AC至DC转换器或DC至AC转换器而工作。电力转换器包括耦接在AC电源或负载两端的第一AC端子和第二AC端子，以及耦接在DC电源或负载两端的第一DC端子和第二DC端子。第一双向开关和第二双向开关耦接到第一AC端子，并且被配置成当电力转换器作为AC至DC转换器工作时控制从AC电源到DC负载的电力流动。第一双向开关和第二双向开关中的每一个可以设置成导通模式或阻断模式，在导通模式下电流可以在任一方向上通过开关传导，而在阻断模式下电流在两个方向上均被阻断通过开关。第一电感器和第二电感器中的每一个被配置成在充电区间期间存储能量并且在放电区间期间释放能量。对于给定的转换配置例如AC至DC转换，第一电流阻断装置和第二电流阻断装置(例如，二极管或SR开关)限制正电流在单个方向上流过电感器。电力转换器的控制器被配置成控制第一双向开关和第二双向开关，以使电力转换器在各种操作模式下工作。当电力转换器被配置成AC至DC转换器时，控制器在用于降压区间的降压模式下工作，在降压区间期间AC电源两端的电压被降压以向DC负载提供DC电压。在升压区间的升压模式下，AC电源两端的电压被升压以向DC负载提供DC电压。
根据双向有源整流桥(BARB)的实施方式，BARB被配置成对从AC电源提供的AC电压进行整流。第一AC端子和第二AC端子耦接在AC电源两端。第一整流端子和第二整流端子耦接在输出端两端，并在输出端处提供整流电压。第一双向开关将第一AC端子耦接到第一整流端子，并且第二双向开关将第一AC端子耦接到第二整流端子。第一双向开关和第二双向开关中的每一个可以设置成导通模式或阻断模式，在导通模式下电流可以在任一方向上通过开关传导，而在阻断模式下电流在两个方向上均被阻断通过开关。第一电流阻断装置(例如，二极管或同步整流开关)将第二AC端子耦接到第一整流端子，并且第二电流阻断装置将第二AC端子耦接到第二整流端子。电力转换器的控制器被配置成控制第一双向开关和第二双向开关，以在输出端处提供整流电压，其中，对这些开关的控制基于AC电源两端的测量电压。
在阅读以下详细描述时以及在查看附图时，本领域技术人员将认识到额外的特征和优点。
附图说明
附图的元素不一定相对于彼此按比例绘制。相似的附图标记表示相应的类似部件。可以组合各种所示实施方式的特征，除非它们彼此排斥。实施方式在附图中被描绘并且在以下描述中被详述。
图1A示出了用于图腾柱配置下的双向有源整流桥(BARB)的电路；
图1B示出了用于共阴极配置下的BARB的电路；
图1C示出了用于共阳极配置下的BARB的电路；
图2和3示出了针对具有图腾柱配置的BARB电路的整流操作；
图4示出了使用图腾柱BARB的降压升压电力转换器电路；
图5A至图5D示出了当电力转换器作为AC至DC转换器以升压模式工作时通过降压升压电力转换器的传导路径；
图6A至图6D示出了当电力转换器作为AC至DC转换器以降压模式工作时通过降压升压电力转换器的传导路径；
图7示出了使用图腾柱BARB的降压升压电力转换器的输入AC电压、开关控制信号和电感器电流的波形；
图8示出了不同类型的双向开关；
图9示出了使用图腾柱BARB并且能将AC转换成DC且将DC转换成AC的降压升压电力转换器电路；
图10A至图10D示出了当电力转换器作为DC至AC转换器以升压模式工作时通过降压升压电力转换器的传导路径；和
图11A至图11D示出了当电力转换器作为DC至AC转换器以降压模式工作时通过降压升压电力转换器的传导路径。
具体实施方式
本文描述的实施方式提供了用于基于双向开关的无桥电力转换器的电路。电力转换器被配置成在交流(AC)电力与直流(DC)电力之间进行转换。在AC至DC配置中，AC电源来自AC线路电压(例如，市电电源)并且被提供给需要DC电压的负载。首先描述这种AC至DC电力转换器配置的实施方式。接下来描述DC至AC电力转换器配置，其中由DC源(例如，电池或太阳能电池)提供的DC电力被转换成AC电力以供需要AC电力的负载使用。此外，本文描述的电力转换器电路能够支持AC至DC和DC至AC操作二者，并且能够以降压(step-down)和升压(step-up)模式工作。
所描述的电力转换器是无桥的，因为整流不需要二极管桥。相反，对于从源提供AC电力的配置，使用双向开关来对所提供的AC电压进行有源整流。双向开关还用于控制提供给负载的输出DC电压。取决于电力转换器控制和拓扑，输出DC电压可以相对于输入AC电压的当前(瞬时)电压电平升压(boost)或降压(buck)。通过使用双向开关进行整流并有效地用于DC至DC电压转换控制(例如，输出电压调整)，可以使用最小电路实现各种电力转换器拓扑。最小电路连同消除任何二极管电桥一起使得电力转换器相对于传统的AC至DC电力转换器具有低导电率损耗和高效率。
为了便于说明，在非隔离无桥电力转换器的背景下通过特定示例描述了本发明，但是本领域技术人员将认识到，许多所描述的技术很容易外推到具有变压器的隔离电力转换器，例如反激式电力转换器。首先描述对应于三种不同的双向有源整流桥配置的电路。这些配置中之一——即图腾柱配置——提供了使用双向开关的无桥降压升压电力转换器的基础，下面将对此进行描述。针对包括降压和升压模式的不同的AC至DC操作模式详细描述了这种电力转换器的工作。然后描述了支持AC至DC和DC至AC操作二者的无桥降压升压电力转换器变型，以及这种转换器的详细DC至AC操作。
应该理解，下面描述的特定实施方式不意在是限制性的。没有详细描述本领域公知的电路和技术，以避免模糊本发明的独特方面。除了上下文不允许这样的情况之外，可以组合或重新布置来自示例实施方式的特征和各方面。
双向有源整流桥(BARB)配置
图1A、1B和1C分别示出了图腾柱100、共阴极110和共阳极120BARB配置。这些配置100、110、120中的每一个包括两个二极管D1、D2和两个双向开关S1、S2。在一些情况下，二极管D1、D2可以用不一定是双向的开关来代替，以减少导电率损耗和/或实现零电压开关(ZVS)。相对于由四个二极管组成的传统整流桥，BARB电路配置100、110、120使用双向开关S1、S2而不是两个二极管；在三种配置之中，被代替的特定二极管是不同的。由于BARB电路执行有源整流，因此它们优于二极管桥之处在于BARB电路可以主动停止整流。这要求BARB配置内的开关S1、S2是双向的，使得这些开关S1、S2中的每一个可以阻断在任一方向上的导电性。这些BARB电路的另一优点是双向开关S1、S2的导电率损耗通常低于将用于二极管桥的二极管的导电率损耗。这致使BARB电路相对于基于二极管桥的整流器的电力效率提高。
三个BARB电路配置100、110、120中的每一个包括相同的电路部件并且基本上是等同的。AC电压源102向BARB电路100、110、120中的每一个提供电力。通过适当地控制双向开关S1、S2，跨电容器C1和负载(为了便于说明，未示出)两端提供整流电压VRECT。除了其用于整流AC电压的用途之外，双向开关S1、S2还可以用作开关电力转换器的控制开关。通过结合一个或更多个能量存储部件，例如电感器、电容器、磁性元件，并使用双向开关S1、S2来控制电力传输，BARB电路100、110、120可以变换成开关电力转换器。虽然图示的BARB电路100、110、120中的任何一个能够对AC电压进行整流，但是由于电力转换器本身的拓扑要求，一些电力转换器拓扑结构仅可以使用BARB配置中的一个或两个。换句话说，所选择的电力转换器拓扑结构通常将确定哪些BARB电路配置是可行和/或最佳的。尽管未示出，但是注意三个BARB电路配置中的每一个均可以被反转，使得公共接地是在高侧并且二极管方向被反转。对于一些电力转换器拓扑，这种配置可能是优选的。
现在将使用图2和图3的电路100p、100n来描述图腾柱BARB配置100的整流操作。共阴极和共阳极配置的操作未被明确地描述，但是可以容易地从图腾柱电路操作的描述外推得到。
图2示出了针对所提供的AC电压处于正半周期的场景的图腾柱BARB配置100p。第二双向开关S2断开，使得其阻断任何电流流过它。如所示出的，第二双向开关S2在电学上等效于开路。第一双向开关S1用于控制通过BARB电路100p的电力流动。在第一双向开关S1导通的情况下，在图2中用i表示的正电流从AC电压源102流过第一双向开关S1、流过负载(未示出)并流过第二二极管D2。如果BARB电路100仅执行整流，则当AC电压为正时第一双向开关S1将在整个区间内保持闭合。如果BARB电路100是开关电力转换器的一部分，则第一双向开关S1控制从AC电源102到电力转换器的负载(未示出)的电力流动。这是通过向第一双向开关S1提供控制信号来实现的。例如，可以向第一双向开关S1的栅极提供脉冲宽度调制(PWM)波形，其中PWM波形的频率和/或占空比确定能量传输的速率。控制器(为了便于说明而未示出)基于AC电源102的测量电压而生成用于双向开关S1、S2的控制信号(例如，PWM波形)。
图3示出了所提供的AC电压处于负半周期时的图腾柱BARB配置100n的相应场景。互换第一和第二双向开关S1、S2的功能。第一双向开关S1阻断任何电流流动(即开路)，而第二双向开关S2变为控制开关。在图3中用i表示的正电流从AC电压源102流过第一二极管D1、流过负载(未示出)并流过第二双向开关S2。如上面针对正半周期类似地说明的，如果BARB电路100是开关电力转换器的一部分，则第二双向开关S2可以控制从AC电源102到负载的电力流动。以类似于上面关于当AC电源提供正电压时对第一双向开关S1的控制所描述的方式向第二双向开关S2提供控制信号。
BARB图腾柱降压升压电力转换器
图4示出了基于图腾柱BARB配置并且能够以降压(step down)或升压(step up)模式工作的电力转换器400。该降压升压电力转换器电路400与图1A的图腾柱BARB配置100类似地被配置，但是另外包括与第一二极管D1串联的第一电感器L1和与第二二极管D2串联的第二电感器L2。该电路400还包括第三和第四二极管D3、D4，其在某些情况下允许电流旁路电感器之一并且减少电流传导路径中的二极管的数量。通过最小化电流必须流过的二极管和电感器的数量，导电率损耗被最小化，从而致使电力转换器400的良好效率。如下面进一步说明的，可以通过用其他电流阻断装置例如同步整流(SR)开关代替电力转换器400内的二极管来额外地改善导电率损耗。在描述这些改进之前，将针对升压和降压操作模式来描述电力转换器400的工作。
AC电源102向降压升压转换器电路400提供AC电压VAC_IN，降压升压转换器电路400输出经整流的(DC)电压VRECT。DC电压VRECT向负载440供电。控制器430基于输入AC电压VAC_IN和输出DC电压VRECT而生成用于经由驱动器452、454控制双向开关S1、S2的信号VCTRL_S1、VCTRL_S2。现在将描述对双向开关S1、S2的控制。
测量(感测)AC电压VAC_IN和DC电压VRECT并将其提供给控制器430。在典型操作中，控制器430将使用这些测量的电压来生成开关控制信号VCTRL_S1、VCTRL_S2，以将输出DC电压VRECT维持在目标(参考)电压VREF附近。开关控制信号VCTRL_S1、VCTRL_S2通常是脉冲宽度调制(PWM)波形，并且输出DC电压VRECT由这些PWM波形的频率和/或占空比确定。对于示例场景，当使用固定频率的PWM波形时，如果输出DC电压VRECT下降到低于参考电压VREF，则可以增加驱动控制开关的PWM波形的占空比，以增加通过电力转换器400的能量传输。相反，对于这样的示例，如果输出DC电压VRECT上升到高于参考电压VREF，则可以减小驱动控制开关的PWM波形的占空比。由于输入电压VAC_IN是时变的，因此对PWM占空比或频率的更新还通过针对任何给定时间点的所测量的输入电压VAC_IN的幅度来补偿。用于生成和修改用于控制电力转换器内的开关的PWM信号的占空比或频率的控制技术例如比例积分微分(PID)控制在本领域中是公知的，因此本文将不再详述。
控制器430使用AC电压VAC_IN的极性、AC电压VAC_IN的幅度和DC电压VRECT来确定电力转换器400的操作模式。当AC电压VAC_IN为正时与当它为负时需要不同的操作模式，这可以根据交流电压VAC_IN的极性来确定。另外，在升压模式与降压模式下工作需要不同的控制，这可以根据与DC电压VRECT相比的AC电压VAC_IN的幅度来确定。关于这些操作模式的进一步细节在图5A至图5D、图6A至图6D及其下面的相应描述中提供。
可以使用模拟硬件部件(例如晶体管、放大器、二极管、电阻器、模数转换器)和主要包括数字部件的处理器电路的组合来实现控制器430及其组成部分。处理器电路可以包括数字信号处理器(DSP)、通用处理器和专用集成电路(ASIC)中的一个或更多个。控制器430还可以包括存储器以及一个或多个定时器，该存储器包括供处理器电路使用的指令或数据，例如诸如闪存这样的非易失性存储器。这种存储器可以存储参考电压VREF的值。控制器430输入诸如对应于电压VAC_IN和DC电压VRECT的信号的传感器信号，并生成用于控制电力转换器400内的双向开关S1、S2的信号VCTRL_S1、VCTRL_S2。
图5A至图5D示出了当电力转换器400以升压模式工作时电力转换器400的电流流动560a、560b、560c、560d。为了便于说明，图5A至图5D中未示出控制器430、驱动器452、454和负载440，但应理解，这些部件实际上是电路400的一部分，如关于图4所描述的那样。特别注意，尽管为了便于说明而未示出负载440，但图5B和图5D的电流流动560b、560d将通过负载440。
当控制器430检测到AC电压源102两端的测量的当前(例如，瞬时)电压VAC_IN为正时，控制器430通过交替地导通双向开关S1、S2中之一来控制这些开关S1、S2。(可能还存在其中两个开关都没有导通的死区时间，以防止损坏开关。这些开关决不会同时导通。)对于第一正区间，第二双向开关S2被设置成导通，而第一双向开关S1被设置成阻断电流。所产生的电流在图5A的电流路径560a中示出。第二电感器L2由通过它的电流iL2激励。对于第二正区间，第一双向开关S1被设置成导通，而第二双向开关S2设置成阻断电流流动。所产生的电流流动在图5B的电流路径560b中示出。随着电流iL2在该区间期间减小并且第二电感器L2去激励，第二电感器L2两端的所感应的电压加到AC电源102两端的当前电压VAC_IN。因此，所产生的DC电压VRECT高于交流电源102两端的当前电压VAC_IN，即电力转换器400以升压模式工作。根据控制第二双向开关S2的PWM控制信号VCTRL_S2的占空比——即第一正区间与由第一正区间、第二正区间和没有开关导通的任何死区时间之和给出的总周期之比——来确定升压量。用于生成这种PWM控制信号以提供保持在参考电压VREF附近的DC输出电压例如VRECT的技术在升压转换器的控制中是公知的，并且在此不再详述。
当控制器430检测到AC电压源102两端的测量的当前(例如，瞬时)电压VAC_IN为负时，控制器430以与上面针对正AC电压所描述的方式相反的方式来控制双向开关S1、S2，并且第一电感L1用作能量存储装置。对于第一负区间，第一双向开关S1被设置成导通，而第二双向开关S2被设置成阻断电流流动。所产生的电流流动在图5C的电流路径560c中示出。第一电感器L1由通过它的电流iL1激励。对于第二负区间，第二双向开关S2被设置成导通，而第一双向开关S1被设置成阻断电流流动。所产生的电流流动在图5D的电流路径560d中示出。随着电流iL1在该区间期间减小并且第一电感器L1去激励，第一电感器L1两端的感应的电压加到AC电源102两端的当前电压VAC_IN。因此，所产生的DC电压VRECT高于AC电源102两端的当前电压VAC_IN的幅度，即，电力转换器400以升压模式工作。根据控制第一双向开关S1的PWM控制信号VCTRL_S1的占空比——即第一负区间与由第一负区间、第二负区间和没有开关导通的任何死区时间之和所给出的总周期之比——来确定升压量。
图6A至图6D示出了当电力转换器400以降压模式工作时电力转换器40的电流流动660a、660b、660c、660d。为了便于说明，图6A至图6D中未示出控制器430、驱动器452、454和负载440，但应理解，这些部件实际上是电路400的一部分，如关于图4所描述的。特别注意，尽管未明确示出负载440，但图6A至图6D的电流流动660a、660b、660c、660d通过负载440。
当控制器430检测到AC电压源102两端的测量的当前(例如，瞬时)电压VAC_IN为正时，控制器430将第二双向开关S2设置成阻断(断开)开关并使用第一双向开关S1控制通过转换器400的电力流动。对于第一正区间，第一双向开关S1被设置成导通，从而产生图6A的电流流动路径660a。第二电感器L2由通过它的电流iL2激励。此外，第二电感器L2两端的感应的电压与电压源102两端的电压VAC_IN相反，这意味着DC电压VRECT相对于由电压源102提供的当前(例如，瞬时)电压VAC_IN被降压。对于第二正区间，第一双向开关S1断开，从而产生图6B的电流流动路径660b。随着电流iL2在该区间期间减小并且第二电感器L2去激励，跨第二电感器L2两端感应电压并且该电压为负载440(未示出)供电。对于该第二正区间，DC电压VRECT也低于由电压源102提供的当前(例如，瞬时)电压VAC_IN的幅度。根据控制第一双向开关S1的PWM控制信号VCTRL_S1的占空比——即第一正区间与由第一正区间和第二正区间之和给出的总周期之比——来确定电压降低的量。用于生成这种PWM控制信号以提供保持在参考电压VREF附近的DC输出电压例如VRECT的技术在降压转换器的控制中是公知的，并且在此不再详述。
当控制器430检测到AC电压源102两端的测量的当前(例如，瞬时)电压VAC_IN为负时，控制器430有效地互换其对第一和第二双向开关S1、S2的使用，并且第一电感器L1用作能量存储装置。特别地，第一双向开关S1被设置成阻断电流流动，而第二双向开关S2控制通过转换器400的电力流动。对于第一负区间，第二双向开关S2被设置成导通，从而导致图6C的电流流动路径660c。第一电感器L1由通过它的电流iL1激励，从而跨第一电感器L1两端感应电压，该电压与电压源102两端的电压VAC_IN相反。这意味着DC电压VRECT相对于由电压源102提供的当前(例如，瞬时)电压VAC_IN的幅度被降压。对于第二负区间，第二双向开关S2断开，从而产生图6D的电流流动路径660d。随着电流iL1在该区间期间减小并且第一电感器L1断电，第一电感器L1两端的感应的电压为负载440(未示出)供电。对于该第二负区间，DC电压VRECT也低于由电压源102提供的当前(例如，瞬时)电压的幅度。根据控制第二双向开关S2的PWM控制信号VCTRL_S2的占空比——即第一负区间与由第一和第二负区间之和给出的总周期之比——来确定电压降低的量。
图7示出了用于图4的降压升压转换器400的输入AC电压、开关控制信号和电感器电流的波形。这些波形示出了电力转换器400在由AC电压源102提供的AC电压的一个周期期间如何在降压与升压操作模式之间转变。所示的AC电压VAC_IN随时间变化，具有对应于50Hz的频率的20ms的周期，并且具有大约325V的峰值电压，这对于电力来自市电电源而言是典型的。
控制器430在特定时间处检测AC电压源102两端的电压VAC_IN是正还是负。对于0与t3之间的时间区间，控制器430将电压VAC_IN归类为正，而对于时间t3与t6之间的时间区间，控制器430将电压VAC_IN归类为负。该极性可以由控制器430内部或外部的模拟比较器(未示出)检测。更典型地，模数转换器(ADC)将在离散时间点处对电压VAC_IN进行数字化，从而提供电压VAC_IN的数字化样本，其可以由控制器430用来确定电压VAC_IN是正还是负。为了便于说明而未示出的这种ADC可以是控制器430的一部分或与控制器430分离。
电力转换器400可以仅以降压模式工作或仅以升压模式工作。然而，除了执行整流并且需要最小电路之外，电力转换器400的显着优点在于它可以在降压操作与升压操作之间动态地改变。图7的波形示出了由电力转换器400输出的DC电压VRECT具有目标参考电压VREF(例如，180V)的场景，其中目标参考电压VREF适度地高于0V并且适度地低于由AC电压源提供的325V的峰值电压。维持这样的DC输出电压VRECT≈VREF有利地利用降压操作和升压操作二者来实现。
控制器430在特定时间处感测(测量)AC电压源102两端的电压VAC_IN的幅度。如果该电压幅度│VAC_IN│高于期望输出DC电压VRECT≈VREF，则控制器430以降压模式工作，否则控制器430以升压模式工作。通常，ADC(为了便于说明而未示出)将在离散时间点处对电压VAC_IN进行数字化，从而提供电压VAC_IN的数字样本，其可以由控制器430使用以确定电压幅度│VAC_IN│指示应该使用降压模式还是升压模式。
在0与t1之间以及在t2与t3之间的时间区间期间，电压VAC_IN为正并且其幅度足够低(例如，低于与目标参考电压VREF相关联的阈值电压VCROSSOVER)，这指示升压模式。在检测到电压VAC_IN在这样的范围内时，控制器430切换双向开关S1、S2以实现升压模式操作。上面在图5A和5B的电流流动路径560a、560b的描述中详细描述了这种操作。如图7的开关控制波形VCTRL_S1、VCTRL_S2所示，双向开关S1，S2在这些区间期间均被主动切换。(虽然由于图7的时间尺度而不明显，但开关控制波形VCTRL_S1、VCTRL_S2是PWM波形并且决不会同时为高。)图7还显示在这些区间期间电流iL2流过第二电感器L2，但不流过第一电感器L1。(同样由于图7的时间尺度而不明显，通过第二电感器L2的电流iL2包括从零开始的一系列三角形电流偏移，这是升压转换器中的电感器电流的特征。图7所示的半正弦波对应于这些三角形的峰值，因此显示了均为三角形的一系列电流偏移的包络。)
在时间t1和t2之间的区间期间，电压VAC_IN为正并且其幅度足够高(例如，高于与目标参考电压VREF相关联的阈值电压VCROSSOVER)，这指示降压模式。在检测到电压VAC_IN在这样的范围内时，控制器430通过将其控制信号VCTRL_S2设置成低来关断第二双向开关S2，并且切换第一双向开关S1以实现降压模式操作。上面在图6A和6B的电流流动路径660a、660b的描述中详细描述了这种操作。如图7的开关控制波形VCTRL_S1、VCTRL_S2所示，在该区间期间仅第一双向开关S1被主动切换。(虽然由于图7的时间尺度而不明显，但是开关控制波形VCTRL_S1是PWM波形。)图7还示出了在该区间期间电流iL2流过第二电感器L2，但是不流过第一电感器L1。(同样由于图7的时间尺度而不明显，通过第二电感器L2的电流iL2包括从零开始的一系列三角形电流偏移，这是降压转换器中的电感器电流的特征。图7所示的半正弦波对应于这些三角形的峰值，因此显示了均是三角形的一系列电流偏移的包络。)
当AC电源102两端的电压VAC_IN为负时控制器430的操作与上面针对正电压VAC_IN所描述的控制器430的操作大致相同，除了用于控制第一和第二双向开关S1、S2的PWM波形被互换，并且第一电感器L1而不是第二电感器L2用于能量存储。更具体地，在时间t3与t4之间以及时间t5与t6之间的区间期间使用升压模式，如上面在图5C和图5D的电流流动路径560c、560d的描述中详细描述的。同样地，在时间t4与t5之间的区间期间使用降压模式，如上面在图6C和图6D的电流流动路径660c、660d的描述中详细描述的。
双向开关类型和二极管类型
在图1A至图6D的BARB电路和电力转换器中使用的双向开关S1、S2能够在两个方向上传导电流并且能够在两个方向上阻断电流。可以通过将两个晶体管例如MOSFET背对背地串联放置来实现这种双向开关。然而，当双向开关S1，S2均为单个装置时实现了本文公开的电力转换器的显着优点，因为这种装置与多个背对背开关相比具有导电率优势。
图8示出了几个这样的双向开关。针对图1A至图6D中所示的第一和第二双向开关S1、S2而展示了技术上无关的双向开关800a。在优选实施方式中，这些开关S1、S2是氮化镓(GaN)高电子迁移率晶体管(HEMT)，其具有共享公共漂移区的两个栅极。通过采用公共漂移区，双向开关的导电率是两个彼此串联耦接并由相同技术构造的两个晶体管的导电率的一半。在图8中示出了具有公共漏极800b的GaN HEMT和具有公共源极800c的GaN HEMT。双向开关中的每一个也可以是具有公共源极800d的MOSFET或具有公共漏极800e的MOSFET。此外，这些双向开关均可以是具有公共集电极800f的绝缘栅双极晶体管(IGBT)或具有公共发射极800g的IGBT。此外，如图8所示，双向开关均可以是具有桥二极管800h的分立IGBT。对于具有例如两个栅极或两个基极的双向开关，栅极或基极优选地连结在一起并且在公共端子处提供，使得单个开关控制信号可以用于控制双向开关。
图4的电力转换器400包括二极管D1和D3，其将通过第一电感器L1的电流限制成仅在单个方向上流动。类似地，二极管D2和D4将通过第二电感器L2的电流限制成仅在单个方向上流动。注意，当AC电压源102两端的电压VAC_IN的极性改变时，二极管D1和D2仅(在导通与阻断之间)改变状态。这发生的非常慢(例如，对于频率为50Hz的市电电压而言以100Hz的速率，或者对于频率为60Hz的市电电压而言以120Hz的速率)，因此二极管D1和D2可能相当慢动(slow-acting)。在图4的电力转换器400的另一实施方式中，二极管D1、D2可以用同步整流(SR)开关来代替。这些SR开关不需要特别快，并且不需要像双向开关S1、S2那样能够同时在两个方向上阻断电流流动。
图9示出了使用SR开关SR1、SR2代替电力转换器400的二极管D1、D2的电力转换器900。优选地，对于如迄今描述的AC至DC转换，使用由控制器930生成的控制信号VCTRL_SR1、VCTRL_SR2以与二极管D1、D2阻断电流的方式相同的方式主动阻断电流。当电压源902提供的电压VAC为正时，第二SR开关SR2被设置成导通，而第一SR开关SR1被关断。否则，第一SR开关SR1被设置成导通，而第二SR开关SR2被关断。由于当SR开关SR1、SR2被设置成导通时其导电性通常优于二极管D1、D2的导电性，因此SR开关SR1、SR2的使用致使较低的损耗和提高的效率。
控制器930基于AC电压源902两端的电压VAC的测量结果来生成控制信号VCTRL_SR1、VCTRL_SR2。这些控制信号VCTRL_SR1、VCTRL_SR2经由驱动器耦接到SR开关SR1、SR2的控制端子(例如，栅极)。(为了便于说明，在图9中未示出驱动器和控制端子连接。)如前面针对图5A至图6D所描述的，出于其他原因，已经确定了该电压的极性。控制器930使用该电压极性来导通SR开关SR1、SR2中之一，并且关断另一个。(由于MOSFET的体二极管，SR开关实际上将在无任何有源控制的情况下提供所需的电流。然而，对这些开关的有源控制改善了它们的导电性，这是优选的。)如所示出的，SR开关SR1、SR2是MOSFET，但对于某些应用，其他开关类型可以是优选的。
不像二极管D1、D2或SR开关SR1、SR2那样，第三和第四二极管D3和D4是快速动作的。更具体地，这些二极管D3和D4以与双向控制开关S1、S2类似的频率改变状态。在图4中，这些二极管D3、D4是碳化硅(SiC)肖特基二极管，因为这种二极管既有效又快速。
在图9的电力转换器900中，SR开关SR3、SR4已经代替了二极管D3和D4。通过适当地控制这些SR开关SR3、SR4的导通，通过这些装置所产生的导电率损耗可以相对于二极管D3和D4的导电率损耗而降低，同时仍然根据需要阻断电流流动。控制器930生成控制信号VCTRL_SR3、VCTRL_SR4并经由驱动器驱动SR开关SR3、SR4的控制端子(例如，栅极)。(为了便于说明，在图9中未示出驱动器和控制端子连接。)更具体地，SR开关SR3、SR4应分别被设置成在与图6D和图6B的电流流动路径660b和660d相关联的降压区间期间导通。以上描述的二极管和SR开关被认为是电流阻断装置，因为它们能够在至少一个方向上阻断电流流动。虽然这种电流阻断装置能够像双向开关那样同时在两个方向上阻断电流流动，但是这对于电流阻断装置而言不是必需的。
DC至AC电力转换
如上所述，当电力转换器900作为AC至DC转换器工作时，使用SR开关SR1、SR2、SR3、SR4而不是二极管提供了通过这些电流阻断装置的降低的导电率损耗。对有源开关的使用还使得电力转换器电路900能够作为DC至AC转换器(逆变器)工作，即将从源940提供的DC电力转换成AC负载902所需的AC电力。(相对于图4的电力转换器400，注意AC源102已变成AC负载902，并且DC负载440已变成DC源940。)由于电力转换器900的电路类似于电力转换器400的电路，并且由于用于DC至AC转换的控制与前面描述的用于AC至DC转换的控制在很大程度上相反，因此将仅简要描述DC至AC控制。将结合图10A至图10D和图11A至图11D来描述该操作。为了便于说明，这些图未示出控制器930、驱动器452、454或用于有源开关控制信号的驱动器或者DC源940。
图10A和10B示出了用于升压模式的电流流动路径1060a、1060b，其中DC源940被升压以在AC负载902处提供正电压VAC。在该升压模式期间，第二电感器L2用作能量存储装置。控制器930设置用于双向开关S1和有源开关SR2、SR4的控制信号，以在图10A和图10B的电流路径1060a、1060b之间交替，并在AC负载902处生成期望的电压。(在升压模式期间在AC负载902处为正电压VAC的情况下，双向开关S2和有源开关SR1关断。)
图10C和图10D示出了用于升压模式的电流流动路径1060c、1060d，其中DC源940在幅度上升高并且在AC负载902处提供负电压VAC。在该升压模式期间，第一电感器L1用作能量存储装置。控制器930设置用于双向开关S2和有源开关SR1、SR3的控制信号，以在图10C和图10D的电流路径1060c、1060d之间交替，并在AC负载902处生成期望的(负)电压。(在升压模式期间在AC负载902处为负电压VAC的情况下，双向开关S1和有源开关SR4关断。)
图11A和11B示出了针对降压模式的电流流动路径1160a、1160b，其中DC源940被降压以在AC负载902处提供正电压VAC。在该降压模式期间，第二电感器L2用作能量存储装置。控制器930设置用于双向开关S1、S2和有源开关的控制信号，以在图11A和图11B的电流路径1160a、1160b之间交替，并在AC负载902处生成期望的(正)电压VAC。
图11C和11D示出了针对降压模式的电流流动路径1160c、1160d，其中DC源940在幅度上降低并且在AC负载902处提供负电压VAC。在该降压模式期间，第一电感器L1用作能量存储装置。控制器930设置用于双向开关S1、S2和有源开关的控制信号，以在图11C和图11D的电流路径1160c、1160d之间交替，并在AC负载902处生成期望的(负)电压VAC。
控制器930如下循环通过上述四种模式以生成提供给AC负载902的AC电压波形的一个周期：
1)降压模式以在AC负载902处生成正电压，
2)升压模式以在AC负载902处生成正电压，
3)降压模式以在AC负载902处生成正电压，
4)降压模式以在AC负载902处生成负电压，
5)升压模式以在AC负载902处生成负电压，以及
6)降压模式以在AC负载902处生成负电压。
通过改变这些模式中的每一个的升压量或降压量，控制器930可以通过遵循步骤(1)至(6)而生成用于AC负载902的AC电压的一个周期(时段)。所产生的电压波形可以类似于图7所示的波形VAC_IN，然而所生成的波形应该被视为输出而不是输入。控制器930重复上述步骤以生成用以向AC负载902供电的AC电压。
本文描述的电力转换器、特别是图9的电力转换器900与传统电力转换器相比提供了若干优点。通过使用双向开关，所描述的电力转换器能够在使用最小电路的同时对AC电压进行整流并生成用于提供给负载的期望DC电压。由于最小电路并且由于使用开关而不是二极管控制电流流动，使得传导损耗最小化。所描述的电力转换器可以根据需要在降压模式或升压模式下工作。此外，所描述的电力转换器可以转换来自AC源的电力以为负载提供DC电力，或者转换来自DC源的电力以为负载提供AC电力。
如图5A至图5D、图6A至图6D、图10A至图10D以及图11A至11D所示，对于任何传导路径，电流仅流过单个电感器。其他电力转换器、特别是降压升压转换器通常要求电流同时流经通过电力转换器的任何串联传导路径内的多个电感器，这增加了电感器传导损耗。(虽然通常被视为不具有电阻的理想部件，但实际的电感器具有相关联的等效串联电阻(ESR)和相关的传导损耗。)对于升压操作，在给定时间处电流仅流经串联传导路径内的总共两个开关或二极管。对于降压操作，取决于特定的时间区间，电流流经串联传导路径内的一个或两个开关或二极管。能够以降压或升压模式工作的传统电力转换器通常要求电流同时流经比在通过电力转换器的任何串联传导路径内的装置更多的装置，并导致相关联的传导损耗。
如本文所使用的，术语“具有”、“含有”、“包括”，“包含”等是开放式术语，其指示存在所述元素或特征，但不排除其他元素或特征。除非上下文另外明确指出，否则冠词“一”、“一个”和“该”旨在包括复数和单数。
应理解，除非另外特别说明，否则本文描述的各种实施方式的特征可以彼此组合。
尽管本文已说明和描述了特定实施方式，但本领域的技术人员将理解，可以在不脱离本发明的范围的情况下用各种替选和/或等效实现替代所示出并且描述的特定实施方式。本申请旨在涵盖本文所讨论的特定实施方式的任何适配或变型。因此，本发明旨在仅由其权利要求书及其等同物限制。

Claims (21)

1.一种电力转换器，包括：
第一交流端子和第二交流端子，所述第一交流端子和所述第二交流端子耦接在交流电源或负载两端；
第一直流端子和第二直流端子，所述第一直流端子和所述第二直流端子耦接在直流电源或负载两端；
耦接在所述第一交流端子与所述第一直流端子之间的第一双向开关；
耦接在所述第一交流端子与所述第二直流端子之间的第二双向开关；
串联连接并且将所述第二交流端子耦接到所述第一直流端子的第一电感器和第一电流阻断装置；
串联连接并且将所述第二交流端子耦接到所述第二直流端子的第二电感器和第二电流阻断装置；以及
控制器，其被配置成控制所述第一双向开关和所述第二双向开关，以使所述电力转换器以第一操作模式、第二操作模式或者所述第一操作模式和第二操作模式二者工作，在所述第一操作模式下所述直流电源或负载两端的直流电压低于所述交流电源或负载两端的当前电压，在所述第二操作模式下所述直流电压高于所述当前电压，
其中，所述第一双向开关和所述第二双向开关中的每一个具有导通模式和阻断模式，在所述导通模式下电流在两个方向上传导，在所述阻断模式下所述电流在两个方向上被阻断。
2.根据权利要求1所述的电力转换器，还包括：
耦接在所述第二直流端子与所述第一电感器和所述第一电流阻断装置之间的节点之间的第三电流阻断装置；以及
耦接在所述第一直流端子与所述第二电感器和所述第二电流阻断装置之间的节点之间的第四电流阻断装置。
3.根据权利要求2所述的电力转换器，其中，所述第三电流阻断装置和所述第四电流阻断装置中的至少之一是碳化硅SiC肖特基二极管。
4.根据权利要求2所述的电力转换器，其中，所述第三电流阻断装置和所述第四电流阻断装置中的至少之一是同步整流SR开关。
5.根据权利要求1所述的电力转换器，其中，所述第一电流阻断装置和所述第二电流阻断装置中的至少之一是二极管。
6.根据权利要求1所述的电力转换器，其中，所述第一电流阻断装置和所述第二电流阻断装置中的至少之一是同步整流SR开关。
7.根据权利要求1所述的电力转换器，其中，所述第一双向开关和所述第二双向开关中的至少之一是包括共享公共漂移区的两个栅极的双向氮化镓GaN高电子迁移率晶体管HEMT。
8.根据权利要求1所述的电力转换器，其中，所述第一双向开关和所述第二双向开关中的至少之一是以下之一：
具有公共源极的双向金属氧化物半导体场效应晶体管MOSFET；
具有公共漏极的双向MOSFET；
具有公共集电极的双向绝缘栅双极晶体管IGBT；
具有公共发射极的双向IGBT；以及
具有桥式二极管的双向分立式IGBT。
9.根据权利要求1所述的电力转换器，其中，所述第一交流端子和所述第二交流端子耦接在所述交流电源两端，所述第一直流端子和所述第二直流端子耦接在直流电力负载两端，所述控制器被配置成将来自所述交流电源的电力转换成用于所述直流电力负载的电力，所述第一操作模式是降压模式而所述第二操作模式是升压模式。
10.根据权利要求9所述的电力转换器，其中，所述直流电力负载具有目标参考电压，并且其中，所述控制器还被配置成：
测量所述交流电源两端的所述当前电压；
响应于检测到所测量的当前电压的幅度高于所述目标参考电压，切换所述第一双向开关和所述第二双向开关以使所述电力转换器以降压模式工作；以及
响应于检测到所测量的当前电压的幅度低于所述目标参考电压，切换所述第一双向开关和所述第二双向开关以使所述电力转换器以升压模式工作。
11.根据权利要求10所述的电力转换器，其中，所述控制器的针对所述降压模式的操作包括：
检测所测量的当前电压是正还是负；
响应于检测到正测量电压：
将所述第二双向开关设置成所述阻断模式，
生成第一脉冲宽度调制波形以控制所述第一双向开关，使得所述第一脉冲宽度调制波形的频率、占空比或者频率和占空比二者确定所述直流电力负载两端的负载电压，以及
调整所述第一脉冲宽度调制波形的频率、占空比或者频率和占空比二者，以将所述负载电压维持在所述目标参考电压处或所述目标参考电压附近；以及
响应于检测到负测量电压：
将所述第一双向开关设置成所述阻断模式，
生成第二脉冲宽度调制波形以控制所述第二双向开关，使得所述第二脉冲宽度调制波形的频率、占空比或者频率和占空比二者确定所述负载电压，以及
调整所述第二脉冲宽度调制波形的频率、占空比或者频率和占空比二者，以将所述负载电压维持在所述目标参考电压处或所述目标参考电压附近。
12.根据权利要求10所述的电力转换器，其中，所述控制器的针对所述升压模式的操作包括：
检测所测量的当前电压是正还是负；
响应于检测到正测量电压：
对于第一正区间，将所述第二双向开关设置成所述导通模式并将所述第一双向开关设置成所述阻断模式，从而激励所述第二电感器，以及
对于第二正区间，将所述第一双向开关设置成所述导通模式并将所述第二双向开关设置成所述阻断模式，从而使所述第二电感器去激励；以及
响应于检测到负测量电压：
对于第一负区间，将所述第一双向开关设置成所述导通模式并将所述第二双向开关设置成所述阻断模式，从而激励所述第一电感器，以及
对于第二负区间，将所述第二双向开关设置成所述导通模式并将所述第一双向开关设置成所述阻断模式，从而使所述第一电感器去激励。
13.根据权利要求2所述的电力转换器，其中：
所述第一直流端子和所述第二直流端子耦接在所述直流电源两端，
所述第一交流端子和所述第二交流端子耦接在交流电力负载两端，
所述第一电流阻断装置是第一有源开关，所述第二电流阻断装置是第二有源开关，所述第三电流阻断装置是第三有源开关，以及所述第四电流阻断装置是第四有源开关，
所述控制器被配置成将来自所述直流电源的电力转换成用于所述交流电力负载的电力，
所述第一操作模式是升压模式，以及
所述第二操作模式是降压模式。
14.根据权利要求13所述的电力转换器，其中，所述控制器还被配置成：
测量所述直流电源两端的直流电压；
针对给定的时刻确定所述交流电力负载两端的期望电压；
响应于检测到所述期望电压高于所测量的直流电压，切换所述第一双向开关和所述第二双向开关以使所述电力转换器以所述升压模式工作；以及
响应于检测到所述期望电压低于所测量的直流电压，切换所述第一双向开关和所述第二双向开关以使所述电力转换器以所述降压模式工作。
15.根据权利要求14所述的电力转换器，其中，所述控制器的针对所述升压模式的操作包括：
确定所述期望电压是正还是负；
响应于确定所述期望电压为正：
将所述第二双向开关设置成所述阻断模式，
生成第一脉冲宽度调制波形以控制所述第四有源开关，使得所述第一脉冲宽度调制波形的频率、占空比或者频率和占空比二者确定所述交流电力负载两端的生成电压，以及
调整所述第一脉冲宽度调制波形的频率、占空比或者频率和占空比二者以使所述生成电压与所述期望电压之差最小；以及
响应于确定所述期望电压为负：
将所述第一双向开关设置成所述阻断模式，
生成第二脉冲宽度调制波形以控制所述第三有源开关，使得所述第二脉冲宽度调制波形的频率、占空比或者频率和占空比二者确定所述交流电力负载两端的生成电压，以及
调整所述第二脉冲宽度调制波形的频率、占空比或者频率和占空比二者以使所述生成电压与所述期望电压之差最小。
16.权利要求14所述的电力转换器，其中，所述控制器的针对所述降压模式的操作包括：
确定所述期望电压是正还是负；
响应于确定所述期望电压为正：
对于第一正区间，将所述第一双向开关设置成所述导通模式并将所述第二双向开关设置成所述阻断模式，从而激励所述第二电感器，以及
对于第二正区间，将所述第二双向开关设置成所述导通模式并将所述第一双向开关设置成所述阻断模式，从而使所述第二电感器去激励；以及
响应检测到所述期望电压为负：
对于第一负区间，将所述第二双向开关设置成所述导通模式并将所述第一双向开关设置成所述阻断模式，从而激励所述第一电感器，以及
对于第二负区间，将所述第一双向开关设置成所述导通模式并将所述第二双向开关设置成所述阻断模式，从而使所述第一电感器去激励。
17.一种电力转换器，被配置成作为交流至直流转换器和直流至交流转换器中的至少之一工作，所述电力转换器包括：
第一交流端子和第二交流端子，所述第一交流端子和所述第二交流端子耦接在交流电源或负载两端；
第一直流端子和第二直流端子，所述第一直流端子和所述第二直流端子耦接在直流电源或负载两端；
耦接到所述第一交流端子的第一双向开关和第二双向开关，其中，所述第一双向开关和所述第二双向开关中的每一个具有导通模式和阻断模式，在所述导通模式下电流在两个方向上传导，在所述阻断模式下所述电流在两个方向上被阻断；
第一电感器和第二电感器，所述第一电感器和第二电感器中的每一个被配置成在电感器充电区间期间存储能量并在电感器放电区间期间释放能量；
第一电流阻断装置，其被配置成在所述电力转换器作为交流至直流转换器工作的交流至直流区间期间，将所述第一电感器内的正电流流动限制成第一方向；
第二电流阻断装置，其被配置成在所述交流至直流区间期间将所述第二电感器内的正电流流动限制成所述第一方向；以及
控制器，其被配置成当所述电力转换器被配置为交流至直流转换器时控制所述第一双向开关和所述第二双向开关：
在针对降压区间的降压模式下，其中，所述交流电源或负载两端的当前电压被降压以向所述直流电源或负载提供直流电压，以及
在针对升压区间的升压模式下，其中，所述当前电压被升压以提供所述直流电压。
18.根据权利要求17所述的电力转换器，
其中，对于在给定时刻所述正电流流过的所述电力转换器的任何串联路径回路，所述正电流流过最多一个电感器和最多两个电流阻断装置，其中，所述两个电流阻断装置是二极管或开关。
19.根据权利要求18所述的电力转换器，
其中，在所述降压区间期间，当所述第一电感器处于其放电区间或所述第二电感器处于其放电区间时，所述正电流流过所述电力转换器内的单个电流阻断装置。
20.一种双向有源整流桥BARB，包括：
第一交流端子和第二交流端子，所述第一交流端子和所述第二交流端子耦接在交流电源两端；
第一整流端子和第二整流端子，所述第一整流端子和所述第二整流端子在整流输出端提供整流电压；
耦接在所述第一交流端子与所述第一整流端子之间的第一双向开关；
耦接在所述第一交流端子与所述第二整流端子之间的第二双向开关；
耦接在所述第二交流端子与所述第一整流端子之间的第一电流阻断装置；
耦接在所述第二交流端子与所述第二整流端子之间的第二电流阻断装置；以及
控制器，其被配置成控制所述第一双向开关和所述第二双向开关，以在所述整流输出端提供所述整流电压，对所述第一双向开关和所述第二双向开关的控制基于所述第一交流端子和所述第二交流端子两端的测量电压，
其中，所述第一双向开关和所述第二双向开关中的每一个具有导通模式和阻断模式，在所述导通模式下电流在两个方向上传导，在所述阻断模式下所述电流在两个方向上被阻断。
21.根据权利要求20所述的BARB，其中，所述第一双向开关和所述第二双向开关是双向氮化镓GaN高电子迁移率晶体管HEMT，所述第一双向开关和所述第二双向开关中的每一个具有共享公共漂移区的两个栅极。
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