CN102106069A - 电力变换装置 - Google Patents

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Abstract

为了提供一种不设置整流单元、通过简单的结构构成单相交流输入-多相交流输出的直接矩阵变换器的电力变换装置，波形生成部(102)利用双向开关器件连接单相交流电源(100)的电源线和对多相交流负载(101)的输出线而构成，波形生成控制部(104)根据来自电源相位检测部(103)的电源相位信息对双向开关器件进行驱动控制，并且根据预先设定的指令信号对双向开关器件进行PWM控制。

Description

电力变换装置
技术领域
本发明涉及从单相交流电源输出具有规定的频率的多相交流的电力变换装置。
背景技术
作为现有技术中的电力变换装置，在日本特开平11-018489号公报(专利文献1)公开的同步电动机的驱动控制装置中，使用着从三相交流电源不经直流阶段直接生成具有规定的电压/频率的三相交流的矩阵变换器。
图14是表示专利文献1中公开的作为电力变换装置的驱动控制装置的结构的电路图。如图14所示，该驱动控制装置为了将从三相交流电源1输入的三相交流形成驱动同步电动机5的具有规定频率的三相交流，根据PWM控制对开关单元3中的开关器件进行接通断开操作。图14所示的驱动控制装置中，为了改善三相交流电源1的电流波形，在输入侧的各相设置有电抗器2，并且为了改善输入同步电动机5的电压波形，在各相间设置有电容器4。另外，在同步电动机5设置有位置传感器6。
上述结构的现有技术的驱动控制装置中使用的开关单元3的开关器件，是图15所示的双向开关器件，将并联连接功率晶体管7与二极管8的并联体串联连接而构成。如图15所示，作为双向开关器件，一般是将晶体管与二极管两个为一组组合而成的形式。
上述结构的现有技术的驱动控制装置中，通过对开关单元3中的各个双向开关器件进行PWM控制，将从三相交流电源1输入的三相交流，形成用于驱动同步电动机5的具有规定的频率的三相交流。
另外，作为双向开关器件具有图16所示的开关器件。图16是日本特开2007-252029号公报(专利文献2)公开的交流开关模块。
图16所示的交流开关模块中，设置有开关部9、电容器部10、及二极管部11。这些全部并联连接。开关部9具有内置续流二极管13的开关器件12而构成，两个开关器件12按正向串联连接。电容器部10将两个缓冲电容器串联连接而构成，二极管部11将两个二极管按正向串联连接而构成。并且，在电容器部10的中点与二极管部11的中点之间连接有电阻14。此外，流过二极管部11的各二极管的电流方向，与流过开关部9的开关元件的电流方向一致。
上述结构的图16所示的交流开关模块中，连接在开关部9的中点的端子为输入端子，连接在二极管部11的中点的端子为输出端子。该交流开关模块中，开关器件12通过作为开关元件的晶体管与二极管13的并联连接而构成，成为利用开关器件12的接通、断开操作，将作为缓冲电路的电容器部10中蓄积的能量再生到电源侧或者负载侧的电路结构。
作为输入单相交流电源生成三相交流的现有的电力变换装置，具有日本特开2004-289985号公报(专利文献3)公开的逆变器控制装置。图17是表示现有的逆变器控制装置的结构图。图17所示的现有的逆变器控制装置，从单相交流电源33输入单相交流电力，生成三相交流电力，驱动作为感应电动机的马达32。该逆变器控制装置由具有单相交流电源33的直流电源装置30及逆变器31构成。直流电源装置30由单相交流电源33、将交流转换为直流的整流电路34、用于吸收马达32的再生能量的电容器36和电抗器35构成。
因此，上述现有技术的逆变器控制装置，是具有作为整流单元的整流电路34的电力变换装置，是单相交流输入-直流转换-三相交流输出的间接矩阵变换器。该逆变器控制装置中，即使输入逆变器31的直流电压在大致全波整流状态中是脉冲电压波形，也能够检测输入逆变器31的直流电压值进行运算处理，能够稳定且实际使用中没有问题地运转作为电感性负载的马达32。
专利文献1：日本特开平11-18489号公报
专利文献2：日本特开2007-252029号公报
专利文献3：日本特开2004-289985号公报
非专利文献1：Tatsuo Morita，“650V 3.1mΩ cm2 GaN-based Monolithic Bidirectional Switch Using Normally-off Gate injection Transistor”；Electron Devices Meeting，2007. IEDM2007. IEEE International；P865-868
发明内容
如上述图14至图16所示，在使用着从三相交流电源不经直流阶段直接生成具有规定的电压/频率的三相交流的矩阵变换器的现有的电力变换装置中，多个双向开关器件由晶体管和二极管构成。这样结构的现有技术的电力变换装置中，主电路的电流总是流过双向开关器件的晶体管及二极管，形成三相交流。因此，现有的电力变换装置中，由于电流流过晶体管及二极管，会产生发热等的能量损耗，存在效率低下的问题。
另外，如图17所示，输入单相交流电源生成三相交流的现有技术的电力变换装置，是单相交流输入-直流转换-三相交流输出的间接矩阵变换器，整流单元是必须的构成要素。进而，在使用感应电动机作为负载的情况下，用于吸收其再生能量的单元是必需的。因此，输入单相交流电源生成三相交流的电力变换装置中，存在结构复杂、装置大型化的问题。
因此，本发明的发明者注意到，在电力变换装置中，不设置整流单元，通过简单的结构构成单相交流输入-三相交流输出的直接矩阵变换器是非常有用的。
即，本发明的目的在于提供一种不设置整流单元，通过简单的结构构成单相交流输入-三相交流输出的直接矩阵变换器的电力变换装置。
本发明涉及的第一观点的电力变换装置包括：电源相位检测部，其检测单相交流电源的电源相位，输出检测出的电源相位信息；波形生成部，其具有多个双向开关器件，利用所述双向开关器件连接所述单相交流电源的电源线和对多相交流负载的输出线而构成；和波形生成控制部，其根据来自所述电源相位检测部的电源相位信息对所述双向开关器件进行驱动控制，并且根据预先设定的指令信号对所述双向开关器件进行PWM控制，使得从所述波形生成部输出具有规定的频率的多相交流。在这样构成的本发明的电力变换装置中，没有设置整流单元，能够通过简单的结构构成单相交流输入-多相交流输出的直接矩阵变换器。
本发明涉及的第二观点的电力变换装置，是在上述第一观点的电力变换装置中具有：所述双向开关器件的动作模式具有切换切断状态与双向通电状态的开关模式、和成为两个方向的单向通电状态的二极管模式，
所述波形生成控制部可构成为，根据来自所述电源相位检测部的电源相位信息，有选择地切换所述双向开关器件的开关模式与二极管模式。这样构成的本发明的电力变换装置中，只对波形生成部的双向开关器件进行驱动控制，就能生产所期望的多相交流，不需要对其他的电路进行特别的响应控制，能够实现电路结构的简化、小型化。另外，本发明的电力变换装置中，不需要设置以对波形生成部的双向开关器件进行再生能量的处理为目的的特别保护电路，能够进一步实现电路结构的简化、小型化。进而，本发明的电力变换装置中，根据电源状态或者电源相位信息进行二极管模式的切换动作的判定，由此，能够容易地进行再生能量处理电路的控制，实现可靠性高的电力变换装置。
本发明涉及的第三观点的电力变换装置，在上述第一观点的电力变换装置中，所述双向开关器件至少具有两个控制端子，
所述波形生成控制部根据来自所述电源相位检测部的电源相位信息，检测电源波形中的正区域与负区域的零交叉点，在检测到的零交叉点，切换输入到所述两个控制端子的相互的控制信号。这样构成的本发明的电力变换装置中，根据检测出的电源相位信息，有选择地驱动控制波形生成部的双向开关器件，由此能够容易地输出规定的多相交流电力。
本发明涉及的第四观点的电力变换装置，在上述第二观点的电力变换装置中，所述波形生成控制部根据来自所述电源相位检测部的电源相位信息，检测电源波形中的正区域与负区域的零交叉点，在检测到的零交叉点，切换所述双向开关器件的二极管模式的通电方向。这样构成的本发明的电力变换装置中，能够利用切换二极管模式的通电方向的动作实现再生能量的处理电路，能够通过简单的结构实现可靠性高的电力转换。
本发明涉及的第五观点的电力变换装置，在上述第一观点的电力变换装置中，所述电源相位检测部构成为，向所述波形生成控制部输出表示所述单相交流电源的两根电源线的电压的大小关系的电源相位信息，所述波形生成控制部根据所述电源信息对所述双向开关器件进行驱动控制。这样构成的本发明的电力变换装置中，通过根据电源相位信息进行二极管模式的切换动作的判定，容易进行再生能量处理电路的控制。
本发明涉及的第六观点的电力变换装置，在上述第一观点的电力变换装置中，所述电源相位检测部构成为，检测所述单相交流电源的电压相位，所述波形生成控制部构成为根据检测出的电压相位信息，对所述双向开关器件进行驱动控制。这样构成的本发明的电力变换装置中，根据电源的电压相位信息进行二极管模式的切换动作的判定，容易进行再生能量处理电路的控制。
本发明涉及的第七观点的电力变换装置，在上述第一观点的电力变换装置中，所述电源相位检测部构成为，检测所述单相交流电源的电流相位，所述波形生成控制部构成为根据检测出的电流相位信息，对所述双向开关器件进行驱动控制。这样构成的本发明的电力变换装置中，根据电源的电流相位信息进行二极管模式的切换动作的判定，容易进行再生能量处理电路的控制，能够实现可靠性高的电力变换装置。
本发明涉及的第八观点的电力变换装置，在上述第一观点的电力变换装置中，所述电源相位检测部构成为检测所述单相交流电源的电压相位及电流相位，所述波形生成控制部构成为根据检测出的电压相位信息及电流相位信息，对所述双向开关器件进行驱动控制。这样构成的本发明的电力变换装置中，根据电源的电压相位信息及电流相位信息进行二极管模式的切换动作的判定，容易进行再生能量处理电路的控制，能够实现可靠性高的电力变换装置。
本发明涉及的第九观点的电力变换装置，在上述第八观点的电力变换装置中，所述波形生成控制部，根据来自所述电源相位检测部的电压相位信息及电流相位信息，电源电压波形与电源电流波形中，在正负的区域相同的期间，对所述双向开关器件进行PWM控制。这样构成的本发明的电力变换装置中，根据电源的电压相位信息及电流相位信息，进行对双向开关器件的PWM控制，由此，能够可靠地生成规定的多相交流电力，能够实现可靠性高的电力变换装置。
本发明涉及的第十观点的电力变换装置，在上述第八观点的电力变换装置中，所述波形生成控制部，根据来自所述电源相位检测部的电压相位信息及电流相位信息，电源电压波形与电源电流波形中，在正负的区域不同的期间，按照将来自多相交流负载的电流回流到该多相交流负载的模式，对所述双向开关器件进行驱动控制。这样构成的本发明的电力变换装置中，根据电源的电压相位信息及电流相位信息，进行对双向开关器件的驱动控制，由此，能够实现可靠性高的电力变换装置。
本发明涉及的第十一观点的电力变换装置，在上述第一观点的电力变换装置中，所述双向开关器件，可将SiC卧式双向开关晶体管或GaN卧式双向开关器件晶体管、或者RB-IGBT(Reverse Blocking Insulated Gate Bipolar Transistor)逆向并联连接而构成。这样构成的本发明的电力变换装置中，能够容易且可靠地进行对双向开关器件的驱动控制，实现可靠性高的电力变换装置。
本发明提供一种能够从单相交流电源不经直流阶段而直接形成多相交流的电力变换装置，并且提供能够实现易控制性及低损失化的电力变换装置。
附图说明
图1是表示本发明实施方式1的电力变换装置的结构的方块图。
图2是表示实施方式1的电力变换装置中的波形生成部使用的双向开关器件的电路图。
图3是图2所示的双向开关器件的动作说明图。
图4是表示实施方式1的电力变换装置中的波形生成部的主要结构的电路图。
图5A是表示单相交流电源的电压处于正区域时的双向开关器件的动作的一个例子的表。
图5B是表示单相交流电源的电压处于负区域时的双向开关器件的动作的表。
图6A是表示在单相交流电源的电压处于正区域时，双向开关器件进行PWM控制时的动作的一个例子的表。
图6B是表示图6A所示的动作状态时的波形生成部中的电流的流动的图。
图7A是表示在单相交流电源的电压处于正区域时，双向开关器件进行PWM控制时的动作的一个例子的表。
图7B是表示图7A所示的动作状态时的波形生成部中的电流的流动的图。
图8A是表示波形生成部中使用的双向开关器件的一个例子的电路图。
图8B是图8A所示的双向开关器件的动作说明图。
图9是表示本发明实施方式2的电力变换装置的结构的方块图。
图10是表示本发明实施方式3的电力变换装置的结构的方块图。
图11是表示本发明实施方式4的电力变换装置的结构的方块图。
图12是表示实施方式4的电力变换装置中，使用从单相交流电源输入的电压波形V和电流波形I的一例，进行零向量电流模式的动作期间的波形图。
图13A是表示实施方式4的电力变换装置中，零向量电流模式中的双向开关器件的动作的一例的表。
图13B是表示图13A所示的动作状态时的波形生成部中的电流的流动的图。
图14是表示现有技术的电力变换装置的结构的电路图。
图15是表示现有技术的双向开关器件的结构的电路图。
图16是表示现有技术的双向开关器件的结构的电路图。
图17是表示现有技术的逆变器控制装置的结构的方块图。
符号说明
20：开关驱动控制部
21：相位检测信号处理部
22：PWM控制部
100：单相交流电源
101：负载
102：波形生成部
103：电源相位检测部
104：波形生成控制部
105：转速检测部
106：电压相位检测部
107：电流相位检测部
108：电压、电流相位检测部
具体实施方式
下面，参照附图说明本发明的电力变换装置涉及的优选实施方式。此外，应该明确的是，下面说明的具体结构的实施方式不应限定本发明的构成，基于相同技术构思构成的电力变换装置都包含在本发明中。
(实施方式1)
图1是表示本发明实施方式1的电力变换装置的结构的方块图。如图1所示，实施方式1的电力变换装置是，从单相交流电源100的单相交流直接形成具有规定的频率的三相交流，从而对负载101供给三相电力的装置。
图1中，其构成为，来自单相交流电源100的单相交流输入波形生成部102，从单相交流电源100输出的电源电压的相位由电源相位检测部103检测。在波形生成部102中生成为规定的三相交流的电力被供给负载101。实施方式1中，负载101是电感性负载的马达。如后所述，波形生成部102由多个双向开关器件构成，是从单相交流不经直流阶段而转换为三相交流的直接矩阵变换器。波形生成部102中的多个双向开关器件由波形生成控制部104进行驱动控制。波形生成控制部104构成为，根据预先设定的指令信号X、来自电源相位检测部103的相位检测信号Y及来自检测作为负载101的动作状态的转速的转速检测部105的负载状态检测信号Z等，对波形生成部102中的多个双向开关器件进行驱动控制，波形生成部102生成需输入负载101的规定的三相交流电力。这里，来自电源相位检测部103的相位检测信号Y是电源相位信息。
此外，实施方式1的电力变换装置中，对波形生成控制部104以输入转速信息作为表示负载101即马达的负载状态的信息的结构进行了说明，但是，作为表示负载状态的信息，例如，电阻负载中，有电压、电流，而电感性负载中，有对马达的输入电流、马达的相电流、输出转矩、转子位置、角速度等的各种信息，也可以根据这些信息控制负载101使之成为预先设定的状态。
波形生成控制部104具备输入相位检测信号Y的相位检测信号处理部21、输入指令信号X及转速检测信号Z的PWM控制部22、以及驱动控制波形生成部102的多个双向开关器件的开关驱动控制部20。开关驱动控制部20中，输入来自相位检测信号处理部21与PWM控制部22的各信号，输出用于驱动控制波形生成部102中的多个双向开关器件的控制信号。
波形生成控制部104的相位检测信号处理部21中，对输入的相位检测信号Y，考虑电源相位检测部103中电压相位检测时生成的偏置量的延迟、及结构电路中的信号延迟等，对输入的相位检测信号Y的定时同步延迟进行修正。
作为波形生成部102中的双向开关器件，能够使用图2所示的开关器件。图2所示的双向开关器件是具有两个作为控制端子的栅极端子的GaN卧式双向开关晶体管，具有成为切断状态(断开(OFF)状态)、双向通电状态(双向接通(ON)状态)及作为逆向的两个单向通电状态的四个状态的功能。作为具有这样的功能的双向开关器件，具有例如非专利文献1所示的结构。
如图2所示，GaN卧式双向开关晶体管具有两个栅极端子(G1、G2)，根据输入各个栅极端子的信号，该晶体管进行表示不同功能的动作。此外，除GaN卧式双向开关晶体管外，还可以使用SiC卧式双向开关晶体管。
图3是表示通过对GaN卧式双向开关晶体管的各栅极端子(G1、G2)施加电压，利用等价电路表示该晶体管的动作的表。如图3所示，在没有对第一栅极端子G1和第二栅极端子G2的两端子施加电压时(两方的栅极端子G1、G2为断开状态时)，该晶体管为断开状态(开启状态)。另一方面，对第一栅极端子G1和第二栅极端子G2的两端子施加电压时(两方的栅极端子G1、G2为接通状态时)，该晶体管为接通状态(闭合状态)。
对第一栅极端子G1施加电压而没有对第二栅极端子G2施加电压时，即，第一栅极端子G1为接通状态，第二栅极端子G2为断开状态时，该晶体管成为二极管模式，第一源极S1成为阴极侧，第二源极S2成为阳极侧。即，从第二源极(S2)向着第一源极(S1)的电流的流动成为正向动作。相反，在没有对第一栅极端子G1施加电压而对第二栅极端子G2施加电压时，即，第一栅极端子G1为断开状态，第二栅极端子G2为接通状态时，该晶体管成为二极管模式，第一源极S1成为阳极侧，第二源极S2成为阴极侧。即，从第一源极(S1)向着第二源极(S2)的电流的流动成为正向动作。
实施方式1的电力变换装置中，通过将进行上述动作的GaN卧式双向开关晶体管，作为双向开关器件用于波形生成部102中，波形生成部102能够将单相交流变换为规定的三相交流。
图4是表示电力变换装置的波形生成部102中的主要电路结构的电路图。如图4所示，波形生成部102中设置有6个双向开关器件(Q1～Q6)。波形生成部102中，具有三组将两个双向开关器件串联连接的串联体，三组串联体并联连接。从各串联体的中点(两个双向开关器件的连接点)对作为负载101的马达输出具有规定的频率的三相交流。在各双向开关器件(Q1～Q6)的两个栅极端子(G1、G2)输入来自开关驱动控制部20的控制信号。
实施方式1的电力变换装置中，根据来自单相交流电源100的电源电压的相位状态，控制对于波形生成部102的双向开关器件(Q1～Q6)的栅极端子的施加电压。即，实施方式1的电力变换装置构成为，从单相交流电源100输入的电压中，在电压波形为正区域时、和电压波形为负区域时，切换构成双向开关器件(Q1～Q6)的晶体管的电流的方向。下面，对于波形生成部102的双向开关器件(Q1～Q6)中的具体动作进行说明。
图5A是表示从单相交流电源100输入的电压为正区域时的双向开关器件(Q1～Q6)的动作的表。如图5A所示，单相交流电源100的电压为正的区域时，对各双向开关器件Q1～Q6中的第一栅极端子G1施加接通电压，第一栅极端子G1是接通状态。这时，各双向开关器件Q1～Q6中的第二栅极端子G2，由基于指令信号X及转速检测信号Z的PWM控制的控制信号进行驱动控制。即，波形生成部102中，为了从单相交流电源100的单相交流生成具有规定的频率的三相交流，按照规定的占空比，对第二栅极端子G2进行接通、断开控制。图5A中，表示第一栅极端子G1是接通状态，第二栅极端子G2被进行PWM控制时的、双向开关器件的等价电路。
图5B是表示从单相交流电源100输入的电压为负区域时的双向开关器件(Q1～Q6)的动作的表。如图5B所示，单相交流电源的电压为负的区域时，对各双向开关器件Q1～Q6中的第二栅极端子G2施加接通电压，第二栅极端子G2是接通状态。这时，各双向开关器件Q1～Q6中的第一栅极端子G1，由基于指令信号X及转速检测信号Z的PWM控制的控制信号进行驱动控制。即，波形生成部102中，为了从单相交流电源100的单相交流生成具有规定的频率的三相交流，按照规定的占空比，对第一栅极端子G1进行接通、断开控制。图5B中，表示第一栅极端子G1被进行PWM控制，第二栅极端子G2是接通状态时的、双向开关器件的等价电路。
如图5A及5B中的等价电路所示，其构成为，在单相交流电源100的电压为正区域和负区域时，双向开关器件(Q1～Q6)的功能动作逆转。因此，实施方式1的电力变换装置构成为，从单相交流不经直流阶段而是直接转换为三相交流的直接矩阵变换器。
图6A、图6B、图7A及图7B是表示来自单相交流电源100的单相交流的电压为正的区域时，双向开关器件(Q1～Q6)受到PWM控制时的一个动作的表。
图6A及图6B表示来自单相交流电源100的电流流到马达，作为负载101的马达运行时的状态(动力运行状态)。在图6A及图6B所示状态(动力运行状态)下的PWM控制中，双向开关器件(Q1～Q6)的第一栅极端子G1为接通状态。图6A及图6B所示状态(动力运行状态)中，第一、第三、第六双向开关器件Q1、Q3、Q6为开关模式的接通状态，第二、第四、第五双向开关器件Q2、Q4、Q5为二极管。该状态中，来自单相交流电源100的电流按图6B所示的箭头方向流动，运行负载101(动力运行模式)。
图7A及图7B表示对负载101进行制动的状态(减速状态)，在该制动状态下，作为电感性负载的马达为发电机。图7A及图7B所示的制动状态中，第二、第四、第五双向开关器件Q2、Q4、Q5为开关模式的接通状态，第一、第三、第六双向开关器件Q1、Q3、Q6为二极管。该状态中，来自作为电感性负载的马达的电流朝图7B所示的箭头的方向流动(回流电流模式)。
另一方面，来自单相交流电源100的单相交流的电压为负区域时的、双向开关器件(Q1～Q6)在PWM控制下，双向开关器件(Q1～Q6)的第二栅极端子G2为接通状态，第一栅极端子G1受到PWM控制。
如上所述，实施方式1的电力变换装置中，双向开关器件(Q1～Q6)的第一及第二栅极端子(G1、G2)受到控制，由此，能够不经直流阶段而直接从单相交流转换为具有规定的频率的三相交流。
此外，实施方式1中，以图2所示的GaN卧式双向开关晶体管为例说明了双向开关器件(Q1～Q6)，但是，具有相同功能的其他器件同样可以适用。
例如，能够使用图8A所示的双向开关器件。该开关器件是将RB-IGBT(Reverse Blocking Insulated Gate Bipolar Transistor：逆阻型绝缘栅双极型晶体管)逆向并联连接而构成的。通过使用该RB-IGBT作为双向开关器件，能够减少构成主电路的电路电流的元件数。图8B通过等价电路表示对该RB-IGBT的第一栅极端子G1和第二栅极端子G2控制电压时的该晶体管的功能。
如图8所示，在对第一栅极端子G1和第二栅极端子G2这两方的栅极端子施加电压的接通状态、或者对两方的栅极端子没有施加电压的断开状态下，该双向开关器件为开关模式。另外，一方的栅极端子为接通状态，另一方的栅极端子为断开状态时，该双向开关器件为二极管模式。图8A所示的双向开关器件中，对第一栅极端子G1施加电压而对第二栅极端子G2没有施加电压的状态下，端子S1成为阳极侧，端子S2成为阴极侧。即，这时的双向开关器件成为从端子S1向端子S2的方向为正向的二极管模式。相反，在没有对第一栅极端子G1施加电压而对第二栅极端子G2施加了电压的状态下，端子S1成为阴极侧，端子S2成为阳极侧。即，这时的双向开关器件成为从端子S2向端子S1的方向为正向的二极管模式。
如上所述，本发明涉及的实施方式1的电力变换装置中，通过使用双向开关器件构成波形生成部，该双向开关器件具有切断状态(断开(OFF)状态)和双向通电状态(双向接通(ON)状态)的开关模式及两个单向通电状态的二极管模式的功能，能够从单相交流电源生成具有规定频率的三相交流。因此，本发明涉及的实施方式1的电力变换装置是实现了易控制性与低损失化的通用性高的电力变换装置。
(实施方式2)
图9是表示本发明涉及的实施方式2的电力变换装置的结构的方块图。实施方式2的电力变换装置是上述实施方式1的电力变换装置中的电源相位检测部103的具体构成的一个例子。实施方式2的电力变换装置中，电源相位检测部103构成为检测单相交流电源100的电压相位的电压相位检测部105。此外，实施方式2的电力变换装置中，对与上述实施方式1的电力变换装置中的构成要素具有相同功能、结构的部件赋予相同的符号，对该构成要素的详细说明适用于实施方式1中的说明。
如图9所示，在单相交流电源100与三相的负载101的各连接部分设置有双向开关器件102a、102b、102c、102d、102e、102f，由六个双向开关器件102a～102f构成波形生成部102。实施方式2的电力变换装置中，波形生成部102的双向开关器件102a～102f与上述实施方式1中说明的双向开关器件(Q1～Q6)结构相同。实施方式2的电力变换装置中，由单相交流电源100、负载101、波形生成部102构成主电路，波形生成部102的双向开关器件102a～102f受到波形生成控制部104的驱动控制。
另外，在单相交流电源100设置有电压相位检测部106，利用该电压相位检测部106检测单相交流电源100的电压相位。电压相位检测部106向对波形生成部102中的各双向开关器件102a～102f进行PWM控制的波形生成控制部104传送相位检测信号Y。这里，来自电压相位检测部106的相位检测信号Y是电压相位信息。
实施方式2的电力变换装置的结构具有与上述实施方式1的电力变换装置的结构实质上相同的结构。实施方式2的电力变换装置构成为，检测表示与负载101相关的负载状态的信息(例如，转速、对马达的输入电流、马达的相电流、输出转矩、转子位置、角速度、电压、电流等)，传送到波形生成控制部104。
如上所述构成的实施方式2的电力变换装置中的动作，与上述实施方式1的电力变换装置中的动作实质相同。
实施方式2的电力变换装置中，为了从单相交流电源100的单相交流形成具有规定的频率的三相交流，向负载101供给三相电力，在电压相位检测部105中检测单相交流电源100的电源电压的相位，对波形生成部102的各双向开关器件102a～102f进行PWM控制，生成模拟三相交流。生成的模拟三相交流被供给负载101，按照指定的负载状态、例如规定的转速驱动负载101。
如图9所示，实施方式2的电力变换装置中的电压相位检测部106中，单相交流电源100的电压输入电源转换器106a，进行电绝缘和低电压化。从电源转换器106a输出的电压信号被输入操作放大器电路106b，与规定电压(实施方式2中是接地电压)进行比较，该比较结果被作为电压相位信号即相位检测信号Y输出。
电压相位检测部106输出的相位检测信号Y被输入波形生成控制部104。波形生成控制部104的相位检测信号处理部21(参照图1)中，对于相位检测信号Y，补正电源相位检测部103中的电压相位检测时产生的偏置量、及结构电路中的信号延迟等，对输入的相位检测信号Y的定时同步延迟进行补正。
如上所述构成的本发明涉及的实施方式2的电力变换装置中，根据来自电压相位检测部106的相位检测信号Y、指令信号X等，对双向开关器件的第一及第二栅极端子(G1、G2)进行驱动控制。这样驱动控制的实施方式2的电力变换装置，能够不经直流阶段而从单相交流直接转换为具有规定频率的三相交流(与指令信号X对应的三相交流)。
(实施方式3)
图10是表示本发明涉及的实施方式3的电力变换装置的结构的方块图。实施方式3中，对于与上述实施方式1及实施方式2中的构成要素具有相同功能、结构的部件赋予相同的符号，与该构成要素相关的详细说明适用各实施方式中的说明。
实施方式3的电力变换装置中，与上述实施方式2的电力变换装置不同的点在于，检测单相交流电源100的电压相位的电压相位检测部105被替换为检测单相交流电源100的电流相位的电流相位检测部107。
如图10所述，实施方式3的电力变换装置中，由单相交流电源100、三相的负载101和波形生成部102构成主电路，由波形生成控制部104对波形生成部102进行驱动控制。因此，电流相位检测部107以外的结构与实施方式1及实施方式2实质上相同。
实施方式3的电力变换装置中，在单相交流电源100设置有电流相位检测部107，利用该电流相位检测部107检测单相交流电源100的电流相位。电流相位检测部107向对波形生成部102中的各双向开关器件102a～102f进行PWM控制的波形生成控制部104传送相位检测信号Y。这里，来自电流相位检测部107的相位检测信号Y是电流相位信息。
如图10所示，实施方式3的电力变换装置中的电流相位检测部107中，在CT107a检测单相交流电源100的电流。检测出的电流信号被输入操作放大器电路107b，与规定电压(实施方式3中是接地电压)进行比较，向波形生成控制部104输出表示该比较结果的相位检测信号Y。
在波形生成控制部104的相位检测信号处理部21(参照图1)，对从电流相位检测部107输出的相位检测信号Y，补正电源相位检测部103中的电压相位检测时生成的偏置量及结构电路中的信号延迟等，补正输入的相位检测信号Y的定时同步延迟。
如图10所示，实施方式3的电力变换装置中，通过使用电流相位检测部107，从单相交流电源100供给负载101的电流的连续性是显而易见的。因此，实施方式3的电力变换装置中，在没有向双向开关器件102a～102f流动电流的定时，能够进行波形生成部102中的开关模式和二极管模式的切换。其结果，实施方式3的电力变换装置能够方便且高效地实现从单相向双相的可靠性更高的电力直接转换。
实施方式3的电力变换装置构成为，检测来自单相交流电源100的电流相位，电流波形中电流为正区域时和负区域时，逆转双向开关器件的功能动作。因此，实施方式3的电力变换装置中，构成从单相交流不经直流阶段而直接转换为三相交流的直接矩阵变换器，实现易控制性和低损失化。
(实施方式4)
图11是表示本发明涉及的实施方式4的电力变换装置的结构的方块图。实施方式4中，对于与上述实施方式1到实施方式3中的构成要素具有相同功能、结构的部件赋予相同的符号，与该构成要素相关的详细说明适用各实施方式中的说明。
实施方式4的电力变换装置中，与上述实施方式1的电力变换装置不同的方面在于，设置电压、电流相位检测部108取代检测单相交流电源100的电源相位的电源相位检测部103，该电压、电流相位检测部108输出表示所检测的电源电压的相位的电压相位检测信号Y1和表示所检测的电源电流的相位的电流相位检测信号Y2。这里，来自电压、电流相位检测部108的电压相位检测信号Y1是电压相位信息，电流相位检测信号Y2是电流相位信息。
负载101是电阻负载时，负载功率因数大致为1，电压相位及电流相位中没有差，电压或者电流的任意一个作为电源相位的检测对象都没有问题。然而，即使是电阻负载但在轻负载的情况下，优选以电压相位为检测对象的上述实施方式2的电力变换装置的结构。这是因为，在负载轻的情况下，电流值小，如果以该电流的相位为检测对象，则噪声等可能会在电流检测系统中引起错误动作。若以电压相位为检测对象，则电压一定，所以在电压检测系统中错误动作少，能够进行高精度的检测。
另外，在电阻负载为重负载的情况下，优选以电流相位为检测对象的上述实施方式3的电力变换装置的结构。这是因为在负载重的情况下，电流值大，能够充分确保电流检测系统的分解能。
另一方面，负载101为大容量的电感性负载的情况下，例如大型感应电动机的情况下，电压相位与电流相位产生大的偏差。
图12是表示从单相交流电源100输入的电压波形V与电流波形I的一例的波形图。如图12所示，电流相位与电压相位相比延迟。因此，例如，电压波形V中与零电平交叉的零交叉点V0、和与电流波形I的零电平交叉的零交叉点I0的期间，电压成为正区域，电流成为负区域，电压与电流成为不同的区域。结果，如上述图5A及图5B所示，在电压波形V的零交叉点V0，对双向开关器件进行开关动作时，在某期间电源短路，可能会产生过大的浪涌电压。
为了解决该问题，实施方式4的电力变换装置中，在电压及电流不同的区域(正区域或者负区域)的期间，按照成为后述的零向量电流模式的方式对波形生成部102的双向开关器件进行驱动控制。所谓零向量电流模式是指，从电源电压超过零交叉点到电源电流超过零交叉点的期间，至此流动的马达电流继续流向电路，从而按照将这时的马达电流返回马达侧的方式对双向开关器件进行驱动控制的回流模式。零向量电流模式中的具体的动作的例子如下所述。
图13A表示零向量电流模式中的对双向开关器件(Q1～Q6)的各栅极端子(G1、G2)施加电压的状态(接通、断开状态)、和这时的各双向开关器件(Q1～Q6)的动作状态。图13B表示图13A所示动作状态下的波形生成部102的双向开关器件(Q1～Q6)中的电流的流向。
图13A及图13B所示状态中，第一、第三、第五双向开关器件Q1、Q3、Q5是二极管模式，第二、第四、第六双向开关器件Q2、Q4、Q6是开关模式的接通状态。该状态下，来自作为电感性负载的马达的电流按照图13B所示的箭头方向流动，回流到马达(零向量电流模式)。
这样，实施方式4的电力变换装置中，电压及电流为不同的区域(正区域或者负区域)的期间(例如，图12中的V0-I0期间、V1-I1期间、V2-I2期间)，按照刚从马达流出的电流向马达回流的零向量电流模式对双向开关器件进行驱动控制。于是，在电压及电流成为相同的区域(正区域或者负区域)的期间、即图12所示的电压波形V及电流波形I中，在I0-V1期间、I1-V2期间，进行通常的PWM控制。
因此，实施方式4的电力变换装置构成为，为了检测单相交流电源100的电压及电流的各相位，设置电压、电流相位检测部108，从电压、电流相位检测部108向波形生成控制部104输出电压相位检测信号Y1及电流相位检测信号Y2。输入了电压相位检测信号Y1及电流相位检测信号Y2的波形生成控制部104构成为，在上述的规定期间，切换PWM控制和零向量电流模式，对双向开关器件进行驱动控制。
这样构成的实施方式4的电力变换装置中，即使在三相的负载101为大容量的电感性负载等的电压相位与电流相位产生大的偏差的情况下，也能够从单相交流电源100的单相交流电不经直流阶段而可靠性高地生成具有规定的频率的三相电流。
本发明的电力变换装置中，作为动作模式至少具有切断状态(断开(OFF)状态)、双向通电状态(双向接通(ON)状态)、两个单向通电状态(二极管模式状态)的功能的双向开关器件，使用例如GaN的多栅极双向晶体管。使用图15及图16所示的组合晶体管和二极管的现有结构的双向开关器件，能够构成本发明的电力变换装置。但是，组合这样的晶体管和二极管的结构中，通常在二极管与晶体管串联连接的状态下进行通电，从而通电损失大，并且需要组合各元件，所以存在装置大型化、连接方式需要得多等的问题。使用图2所示的GaN的多栅极双向晶体管、及图8A所示的RB-IGBT的结构中，不是晶体管与二极管的组合，而是由晶体管单独构成，所以上述问题得以消除。
如图4所示，本发明的电力变换装置中的波形生成部构成为，单相交流电源与三相负载之间的连接成为三组半桥。本发明的电力变换装置，根据来自检测单相交流电源的电源相位的电源相位检测部的相位检测信号Y，选择性地执行图5A或图5B所示的开关动作。因此，六个双向开关器件构成为，根据单相交流电源的输入波形状态，例如来自单相交流电源的输出端子间(两根电源线间)的电压的大小关系，进行驱动控制。即，本发明的电力变换装置中的波形生成控制部，根据来自电源相位检测部的表示电源线间的电压的大小关系的电源相位信息对波形控制部进行驱动控制。
具体而言，电源线上，在电压低的一边的端子连接二极管模式的双向开关器件的阳极侧，在电压高的一边的端子连接二极管模式的双向开关器件的阴极侧，按照上述方式在双向开关器件的第一栅极-第一源极间施加接通信号。另外，按照在单相交流电源100的电压相位反转时，恰好使电路呈反转状态的方式，在双向开关器件的第二栅极-第二源极间施加接通信号。这时，控制施加到其他各方的栅极端子的电压，进行双向开关器件的接通、断开动作，由此，在本发明的电力变换装置中，实现用于三相负载的PWM控制。
此外，上述各实施方式中，对负载是三相的情况进行了说明，但是，本发明中，负载并不限定于三相，通过应用利用双向开关器件连接单相交流电源的电源线与对多相交流负载的输出线这类的技术特征，能够从单相交流电源不经直流阶段而生成多相交流。
使用以电动机负载为代表的具有电感成分的负载的情况下，需要利用某种方法处理基于该负载的电感成分的再生能量。通常，该再生能量处理，经由与各晶体管并联设置的续流二极管，再生到电源电路或者大容量的平滑电容器。本发明的电力装换装置中，通过使用双向开关器件，能够形成开关模式或者二极管模式，所以双向开关器件是根据情况具有作为续流二极管的功能的器件。因此，本发明中，能够向电源电路再生使用具有电感成分的负载时产生的再生能量。
如上所述，使用本发明的电力变换装置中的波形生成部的双向开关器件，该双向开关器件作为动作模式至少具有切断状态(断开(OFF)状态)、双向通电状态(双向接通(ON)状态)、两个单向通电状态的功能，由此，能够构成基于单相交流电源的相位信息进行再生能量处理用的续流二极管，能够简便且高效地实现可靠性高的电力转换电路。
本发明的电力变换装置中，如实施方式3所述，为了检测单相交流电源的相位而设置电流相位检测单元取代电压相位检测单元，由此，从电源供给负载的电流的连续性成为显而易见的，能够在没有流过电流的定时切换双向开关器件的模式。因此，本发明涉及的电力变换装置能够简便且高效地实现从单相交流向多相交流的可靠性更高的电力转换电路。
另外，本发明的电力变换装置中，如实施方式4所述，为了检测单相交流电源的相位，设置具有电压相位检测单元和电流相位检测单元的组合功能的电压、电流相位检测单元，由此，即使在负载为大容量的电感性负载的情况下，也能够可靠性高地生成具有规定的频率的多相电流。
本发明的电力变换装置中，使用具有切断状态(断开(OFF)状态)与双向通电状态(双向接通(ON)状态)的开关模式、及两个单向通电的二极管模式的功能的双向开关器件，构成波形生成部，由此，能够从单相交流形成具有规定的频率的多相交流，实现易控制性和低损失化。
产业上的可利用性
本发明的电力变换装置能够用作为，从单相交流转换为多相交流的电力转换中不经直流阶段而能够容易且高效地进行转换的可靠性高的电源装置，例如作为空气调和机、加热泵式热水器、冰箱等具有较大功率的多相电动机的各种家用电气设备中的电源装置，能够广泛应用。

Claims (11)

1.一种电力变换装置，其特征在于，包括：
电源相位检测部，其检测单相交流电源的电源相位，输出所检测出的电源相位信息；
波形生成部，其具有多个双向开关器件，利用所述双向开关器件将所述单相交流电源的电源线和对多相交流负载的输出线连接而构成；和
波形生成控制部，其根据来自所述电源相位检测部的电源相位信息对所述双向开关器件进行驱动控制，并且根据预先设定的指令信号对所述双向开关器件进行PWM控制，使得从所述波形生成部输出具有规定的频率的多相交流。
2.如权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，
所述双向开关器件的动作模式具有切换切断状态与双向通电状态的开关模式、和成为两个方向的单向通电状态的二极管模式，
所述波形生成控制部构成为，根据来自所述电源相位检测部的电源相位信息，有选择地切换所述双向开关器件的开关模式与二极管模式。
3.如权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，
所述双向开关器件至少具有两个控制端子，
所述波形生成控制部根据来自所述电源相位检测部的电源相位信息，检测电源波形中的正区域与负区域的零交叉点，在检测到的零交叉点，切换输入到所述两个控制端子的相互的控制信号。
4.如权利要求2所述的电力变换装置，其特征在于，
所述波形生成控制部根据来自所述电源相位检测部的电源相位信息，检测电源波形中的正区域与负区域的零交叉点，在检测到的零交叉点，切换所述双向开关器件的二极管模式的通电方向。
5.如权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，
所述电源相位检测部构成为，向所述波形生成控制部输出表示所述单相交流电源的两根电源线的电压的大小关系的电源相位信息，所述波形生成控制部根据所述电源信息对所述双向开关器件进行驱动控制。
6.如权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，
所述电源相位检测部构成为，检测所述单相交流电源的电压相位，所述波形生成控制部构成为根据所检测出的电压相位信息，对所述双向开关器件进行驱动控制。
7.如权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，
所述电源相位检测部构成为，检测所述单相交流电源的电流相位，所述波形生成控制部构成为根据所检测出的电流相位信息，对所述双向开关器件进行驱动控制。
8.如权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，
所述电源相位检测部构成为检测所述单相交流电源的电压相位及电流相位，所述波形生成控制部构成为根据检测出的电压相位信息及电流相位信息，对所述双向开关器件进行驱动控制。
9.如权利要求8所述的电力变换装置，其特征在于，
所述波形生成控制部，根据来自所述电源相位检测部的电压相位信息及电流相位信息，在电源电压波形与电源电流波形中正负的区域相同的期间，对所述双向开关器件进行PWM控制。
10.如权利要求8所述的电力变换装置，其特征在于，
所述波形生成控制部，根据来自所述电源相位检测部的电压相位信息及电流相位信息，在电源电压波形与电源电流波形中正负的区域不同的期间，按照将来自多相交流负载的电流回流到该多相交流负载的模式，对所述双向开关器件进行驱动控制。
11.如权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，
所述双向开关器件，将SiC卧式双向开关晶体管或GaN卧式双向开关器件晶体管、或者RB-IGBT(逆阻型绝缘栅双极型晶体管)逆向并联连接而构成。
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