CN1277486A - 交流电压调节器 - Google Patents

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Abstract

一种交流电压调节器,它不仅快速响应输入电压的波动,而且体积小,重量轻,并且能够提高输入电压,它包括高频变压器4,第一双向半导体开关电路3,第二双向半导体开关电路5和第三双向半导体开关电路6;第三双向半导体开关电路6只有在第二双向半导体开关电路5断开时,才被控制为接通,连续调节所述第二双向半导体开关电路的占空比D,使得交流提高电压连续地调节。

Description

交流电压调节器
本发明涉及一种交流电压调节器，特别涉及小型、轻便的新型交流电压调节器，它具有极好的效率和功率因数。
现有技术交流电压调节器(又称为滑动电压调节器)，通常为滑线电阻调节器，具有如图1或图2(a)和2(b)所示的电路结构。
图1所示的交流电压调节器是机械型的典型例子。这种机械型通常是手动调压，也可以买到一些调节器用控制器A检测输出电压，并且用可逆转电动机(图中未示出)自动维持恒定电压。
但是，现有技术具有1千伏安手动调压的机械型交流电压调节器重量约为8公斤。现有技术具有1千伏安电动机驱动自动调压的机械型交流电压调节器重量约为12公斤。因此，现有技术的调节器非常重，因为它是机械控制的，对输入电压波动的响应速度非常慢。
为了提高响应速度，开发了一种脉冲宽度控制的交流电压调节器，即利用高速半导体开关控制交流电压波形的通/断。
图2(a)所示电路图为这种电子控制型交流电压调节器例子。在图2(a)所示的电子控制型交流电压调节器中，控制器B控制半导体开关C和第二半导体开关D交替地接通和开断，随着通/断转换，进行交流输入电压E0的脉冲宽度控制，从而，通过改变占空比D大体上从零到1，连续改变输出电压E0D从约为零电压改变到输出电压E0的最大值。在这种情况下，可以实现例如具有1千伏安输出的交流电压调节器的重量大约为4公斤。因此，电子控制型比机械控制型轻得多，并且改善了对输入电压波动的响应速度。
但是，这种现有技术电子控制型交流电压调节器存在与输入电压升高有关的问题。
为了将输出电压提高到高于输入电压，必须加上例如图2(b)所示的低频升压变压器D，其结果是交流电压调节器的体积和重量明显增加，作为电子控制型的优点降低到仅仅是对输入电压波动的响应速度快。
因此，本发明的目的在于解决上述问题，提供一种交流电压调节器，它不仅对输入电压波动的响应速度快，而且尺寸小，重量轻，并且能够提高其输入电压。
参考附图，从以下详细描述将更好理解本发明的上述和其他目的，特性和优点，其中，
图1为机械型现有技术交流电压调节器的电路图；
图2(a)和2(b)为电子控制型现有技术交流电压调节器的电路图；
图3为本发明交流电压调节器第一最佳实施例的电路图；
电路图4(a)-4(e)各示出图3交流电压调节器中电压波形的实例；
图5(a)-5(e)各示出每一个双向开关的开关驱动波形实例；
图6(a)-6(c)各示出交流提高电压和脉冲宽度调制交流提高电压波形实例；
图7为控制电路的电路结构实例方框图；
图8为本发明交流电压调节器另一种最佳实施例的电路图；
图9为本发明交流电压调节器另一种最佳实施例的电路图；
图10为本发明交流电压调节器另一种最佳实施例的电路图；
图11为本发明交流电压调节器另一种最佳实施例的电路图；
图12为根据本发明交流电压调节器中控制电路实例的电路图。
(实施例1)
图3所示为根据本发明交流电压调节器的第一实施例。在图3中，1a和1b是连接到交流电源(图中未示出)或者类似件的交流输入端；2是输入滤波器；3是第一双向半导体开关电路，由连接为半桥的双向半导体开关SW1和SW2组成；4是高频变压器；5是第二双向半导体开关电路，由连接为两相半波桥的双向半导体开关SW3和SW4组成；6是具有双向半导体开关SW5的第三双向半导体开关电路；7是高频滤波器，由线圈L和电容C5组成；8是控制电路；9a和9b是交流输出端。
在该最佳实施例的第一双向半导体开关电路3中，相互串联的电容C1和C2并联在输入端31a和31b之间；电容C1和C2的公共端33连接到高频变压器4中初级线圈的一端；双向半导体开关SW1和SW2的输出端32连接到高频变压器4中初级线圈的另一端。该第一双向半导体开关电路3组成一个半桥型高频转换器。
在高频变压器4的次级线圈侧提供有一个带中央抽头41的次级线圈，该中央抽头41连接到交流输入端1a(或者本实施例中输入滤波器2的输出端)。同样，第二双向半导体开关电路5中双向半导体开关SW3和SW4分别连接到高频变压器4中次级线圈的输出端a和b上。
进一步，双向半导体开关SW5并联在第二双向半导体开关电路5的输出端d和端C之间，端C是交流输入端1b(或者本实施例中输入滤波器2的输出端)和交流输出端9b的公共端(以下称为输入输出公共端)，形成第三双向半导体开关电路6。高频滤波器7和第三双向半导体开关电路6并联，它的输出连接到交流输出端9a和9b上。
这里，如图3中放大所示双向半导体开关SW1，SW2，SW3，SW4和SW5各为交流开关，它由两个背靠背连接的单向MOS-FETQ1，Q2组成，它们的栅极/源极驱动端并联。当然，虽然在本实施例中采用MOS-FET，也可以改变为IGBT或者其他半导体开关。第三双向半导体开关电路6中双向半导体开关SW5是交流开关，它作为交流续流装置运行。
控制电路8连接到交流输入端1a和1b和输出端9a和9b上，控制双向半导体开关SW1，SW2，SW3，SW4和SW5的驱动。
在具有这一电路结构的图3交流电压调节器中，按照以下方式进行电压调节。图4(a)，4(b)，4(c)，4(d)和4(e)各示出交流电压波形。
首先，具有如图4(a)所示波形的交流输入电压E0通过输入滤波器2以后，由第一双向半导体开关电路3进行环形调制。环形调制电压E0’具有如图4(b)所示的环形调制波形，频率范围在例如20kHZ-100kHZ之间。
然后，该环形调制电压E0’加在高频变压器4的初级线圈上并且变压。从高频变压器4次级线圈输出的环形调制输出电压E1加在输入交流电压E0上，在高频变压器4的次级线圈的输出端a或b与输入-输出公共端c之间合成提高电压(E0+E1)。该提高电压(E0+E1)波形的一个例子示于图4(c)。此处，例如当高频变压器4的初级和次级绕组的变比设置为n1＝n3，n2＝n3(次级线圈由中心抽头41分为n2和n3)，则E1/E0′＝n2/n1＝n3/n1。
同时，环形调制输出电压E1由具有提高电压(E0+E1)的第二双向半导体开关电路5解调，合成作为它的电源，该解调电压和输出交流电压E0相加。即只有当第二双向半导体开关电路5中连接为两相半波桥的双向半导体开关SW3和SW4为相加相位，或者换言之，仅当电压为高值时，开关SW3和SW4为接通-驱动，从而得到交流提高电压。因此，可以说，第二双向半导体开关电路5完成解调和接通开关作用，得到交流提高电压。
在图3中，第二双向半导体开关5中输出侧d端是升压(或提高)端，在该端交流提高电压升高。该升压端d连接到第三双向半导体开关电路6的一端，以及连接到高频滤波器7的一个输入端。
第一双向半导体开关电路3的双向半导体开关SW1和SW2，第二双向半导体开关电路5的双向半导体开关SW3和SW4，以及第三双向半导体开关电路6的双向半导体开关SW5由控制电路8进行通/断驱动，分别对应与图5(a)，5(b)，5(c)、5(d)和5(e)中所示的S1，S2，S3，S4和S5的通/断状态，从而，产生交流提高电压(E0+E1)D脉冲宽度调制，其中，D为占空比(D＝0到1)，该电压进一步由高频滤波器7进行平滑处理，从而得到与输入交流频率相同的波形。也得到低频交流输出电压(E0+E1)D’，并且输出到交流输出端9a和9b。
这里，图4(d)所示波形是当占空比近似为1时，交流提高电压(E0+E1)D，输出接近于它的最大值。当该电压被高频滤波器7作平滑处理时，它变成为具有如图4(e)所示的波形的交流输出电压(E0+E1)D’。从而可以看出，得到的交流电压提高到超过输入电压E0。
在图3的调节器中，脉冲宽度调制如下进行。
首先，图6(a)所示的波形是在高频变压器4次级线圈侧的输出端a或者b与输入-输出公共端C之间提高电压(E0+E1)波形的一个例子。假设第二双向半导体开关电路5的双向半导体开关SW3和SW4以图5(c)中S3和图5(d)中的S4所示的占空比D交替通/断驱动，第三双向半导体开关电路6的双向半导体开关SW5总是在如图5(e)中的S5所示的(1-D)间隔驱动，或者换言之，仅仅在第二双向半导体开关电路5为断开时，才切换到接通。然后，高频滤波器7的输入侧波形，也就是交流提高电压(E1+E0)D，假设在图6(b)或者图6(c)所示的输出波形，与占空比D一致。图6(b)的波形是占空比D近似为0.8的一个例子，可以看出，交流电压为最大值的80％。图6(c)的波形是占空比D近似为0.2的一个例子，可以看出，交流电压为最大值的20％。
相应地，如果第二双向半导体开关电路5的占空比D从0到1连续调整，交流输出电压可以平滑控制，连续地达到最大值E0+E1，也就是高于输入交流电压。
图7所示为控制电路8的电路结构例子。在图7中，10为交流输出电压检测电路，11为用于脉冲宽度控制的IC(例如TL494CN)，12和14为触发电路，13为信号延时电路，15为延时控制IC(例如74LS123N)，用来保证双向半导体开关SW1和SW2的接通时间不会有丝毫的重叠。16为驱动每一个隔离的双向半导体开关SW1，SW2，SW3，SW4和SW5的驱动电路；17是交流电源。在图7所示的例子中，驱动电路16通过光耦合器完成隔离，当然，也可以使用能够隔离驱动双向半导体开关的任何方法。
在控制电路8中，首先，交流输出电压Vout，即(E0+E1)D’，输入到交流输出电压检测电路10，并且转换成直流电压，进一步加在可变电阻VR的电压上。然后，利用脉冲宽度控制IC11，所得到的电压与参考电压VREF比较，进行脉冲宽度控制，完成输出到双向半导体开关的可变电压设定。利用延时控制电路15，从占空比50％减去死时间所得到的时间，双向半导体开关SW1和SW2可以一直交替切换接通。
通过该控制电路8，用如图5(a)-5(b)所示的驱动波形S1，S2，S3，S4和S5，控制双向半导体开关SW1，SW2，SW3，SW4和SW5。在实际中，调节器或者控制电路8最好带有安全电路，例如过电流保护电路。
另外，在图3的交流电压调节器中，在第一双向半导体开关电路3中插入电阻r1和电容C3，在高频滤波器7中插入电阻r2和电容C4。电阻r1和电容C3和电阻r2和电容C4形成缓冲电路，用来抑制出现在脉冲波形上升和下降时的尖峰脉冲。根据它们参数的选择，交流电压调节器的功率损耗和双向半导体开关SW1，SW2，SW3，SW4和SW5的剩余电压有密切关系。
此外，当输入限制到直流，交流电压调节器可以利用例如图7中控制电路8的交流输出电压检测电路10中特别小容量直流-直流转换器来操作。
(实施例2)
根据图3所示本发明的交流电压调节器中，高频变压器4有中央抽头41，第二双向半导体开关电路5由双向半导体开关SW3，和SW4组成，它们连接为两相半波桥。利用这种结构，可以减少双向半导体开关数量，获得适用于小容量的经济电路结构。
另一方面，为了使第二双向半导体开关电路5适用于大容量，例如图8所示，最好在高频变压器4中不提供中央抽头，并连接一个单相全波桥中的双向半导体开关SW3，SW4，SW3’，SW4’，形成全波桥的电路结构。在这种情况下，第一双向半导体开关电路3也是由双向半导体开关SW1，SW2，SW1’，SW2’构成的全波桥电路结构。双向半导体开关SW1，SW2的输出端32连接到高频变压器4的初级线圈的一端，另一端连接双向半导体开关SW1’，SW2’的输出端34。在输入滤波器2的输出端之间不是电容C1，C2，而是电容C7。第二双向半导体开关电路5中双向半导体开关SW3和SW4’的输入端和双向半导体开关SW3’，SW4的输入端分别连接到高频变压器4次级线圈的输出端a和b。
当然，与上述图3中结构电路相同的方法，这些双向半导体开关可以由控制电路8来控制接通/断开，也可以通过连续调节高频变压器4的占空比D实现连续脉冲宽度控制。
(实施例3)
图9是根据本发明交流电压调节器的另一个最佳实施例的电路图。
在图9所示的交流电压调节器中，提供有四相全波整流器18，作为减少尖峰脉冲电路，用以减少尖峰脉冲。高频变压器4的输出端a和b，输入-输出公共端c以及提高电压端d，分别连接到四相全波整流器18的4个交流输入端。并且，吸收尖峰脉冲的电容C6和放电电阻R各与该四相全波整流器18的直流输出并联连接。这种结构可以有效地减少尖峰脉冲，并且，由于输出侧端的缓冲电路，即电容C4和电阻r2，只需要吸收四相全波整流器18不能去掉的那些非常小的脉冲，整流器的整体损耗可以降低。
(实施例4)
上述图9所示实施例属于其中第二双向半导体开关电路5连接两相半波桥的那种结构。另一方面，图10示出另一种结构，其中，第二双向半导体开关电路5连接到示于图8中第二最佳实施例的单相全波桥。四相全波整流器18的电路结构与图9的结构相同，并且用同样的方法减少尖峰脉冲。
(实施例5)
图11给出一个例子，其中，五相全波整流器19取代了四相全波整流器18。该五相全波整流器19的5个交流输入端分别连接到高频变压器4的输出端a和b，输入-输出公共端c、提高电压端d以及第二双向半导体开关电路5的输出端e，并且，也有用于吸收尖峰脉冲的电容C6，和放电电阻R，并联到它的直流输出侧。
与四相全波整流器18的方法相同，用五相全波整流器19，作为一个整体还可以实现同时减少尖峰脉冲降低整流器的损耗。
(实施例6)
本发明交流电压调节器中的控制电路8，例如图12所示，可以采用通用的开关电源。在这种结构中，通常高压初级电路和低压次级电路相互绝缘。因此取代在四相全波整流器18或者五相全波整流器19中插入放电电阻R以减少尖峰脉冲的方法，分别将整流器18或者19的输出端P和Q连接到示于图12中控制电路8的输入端P’和Q’  (在图12中，输入端P’和Q’连接到高压初级电路侧的全波桥电路的输出端)，可以降低电源无谓的消耗，因此可以改善轻载时调节器的效率。当控制电路8由在闭合的调节器和电路部分的直流输入侧供电运行，而不是控制电路8启动其运行，并且供给负载时，尖峰脉冲增加，减少尖峰脉冲电路的整流电压变得比输入电压的整流输出还要高。因此，控制电路8的大部分电力是由减少尖峰脉冲电路供给，因而可以降低电源消耗。
上述本发明交流电压调节器的实验结果证实，可以得到例如重量为4公斤或者更轻、最大输出时的92％效率，以及98％功率因数。当然，这些数值还只是例子，根据上述不同结构，得到的数值也不同，但是，与现有技术的机械控制型和电子控制型交流电压调节器相比较，就一切情况而论都可以作到体积小，重量轻，具有很高功率因数、且能平滑自动调压的交流电压调节器。
如以上详细叙述，由于本发明交流电压调节器的电压控制部分是由高频高速开关装置以及高频变压器和高频滤波器组成，与现有技术比较，它的体积小，重量轻，在效率和功率因数两方面都很好。本发明的调节器有自动电压调节作用，能够平滑地在基本上从零到最高电压范围内，自由设定交流输出电压，并且还有称之为恒压的功能，能够在所有时间，甚至对于正常发生的受电电压波动以及负荷的大变动，保持稳定的设置电压不变。此外，采用如图2所示低频升压变压器，现有技术交流电压调节器是半电子控制的本发明交流电压调节器可以作成全电子控制的，因此响应速度明显比现有技术的快。
相应地，在实验室采集实验数据或者其他类似情况下，不需要根据受电电压波动或者负荷波动，精确调整设定值，因此缩短了测量时间。与现有技术比较，本发明交流电压调节器使用特别方便，并且因此作为电源供给各种类型的自动试验的试验数据采集以及在生产厂和类似地方特别有用。
此外，由于本发明的调节器基本上采用调制和解调技术，可以实现对直流到1/20的调制频率范围内任何输入频率进行高速控制，并且还有稳压和对设备的设置电压遥控，其中，转速(频率)或者发电电压的大范围波动，例如风力发电机以及涡轮发电机，是可以预见的。
近来，在大功率半导体方面，特别是在MOS-FET以及IGBT方面进步非常明显。并且已经开发出耐高电压，低导通电阻及高速的装置。采用这些装置，使本发明的交流电压调节器做得更小，更轻，更有效，并且可以用于更广泛的应用领域。
在详细描述本发明并且参考了它的最佳实施例的情况下，显然，对于本领域技术人员来说，在不离开本发明的精神和范围的前提下，可以作出不同的变化和多方面的改进。

Claims (6)

1.一种交流电压调节器，包括：
高频变压器，第一双向半导体开关电路，第二双向半导体开关电路以及第三双向半导体开关电路；
其中，输入交流电压是由所述第一双向半导体开关电路进行环形调制，得到环形调制电压，并且，环形调制电压由所述高频变压器在高频下变压，然后由所述第二双向半导体开关电路解调，得到交流解调电压，该交流解调电压加到输入交流电压上，得到交流提高电压，该交流提高电压由所述第三双向半导体开关电路进行脉冲宽度调制，只有在所述第二双向半导体开关电路为断开时，第三双向半导体开关电路才被控制为接通，连续调节处于脉冲宽度调制的所述第二双向半导体开关电路的占空比D，使该交流提高电压连续地调节。
2.根据权利要求1的交流电压调节器，其中，所述第二双向半导体开关电路包括在所述高频变压器次级侧的两相半波桥连接或者单相全波桥连接。
3.根据权利要求1或2的交流电压调节器，进一步包括一个四相全波桥，作为减少尖峰脉冲电路，它有4个交流输入端，分别连接到所述高频变压器的次级线圈的两个输出端，交流电压输入端和交流电压输出端的公共端，以及得到交流提高电压的端，还有与其输出端并联的消除尖峰脉冲电容器和放电电阻。
4.根据权利要求1或2的交流电压调节器，进一步包括五相全波整流器，作为减少尖峰脉冲电路，它有5个交流输入端，分别连接到所述高频变压器的次级线圈的两个输出端，交流电压输入端和交流电压输出端的公共端，得到交流提高电压的端，以及所述第二双向半导体开关电路的输出端，还有与其直流输出端并联的消除尖峰脉冲电容器和放电电阻。
5.根据权利要求3的交流电压调节器，进一步包括控制电路，对所述第一双向半导体开关电路、所述第二双向半导体开关电路及所述第三双向半导体开关电路进行脉冲宽度控制，其中，所述四相全波整流器的直流输出端连接到所述控制电路的直流电压电源，并且用尖峰脉冲放电的能量驱动所述控制电路。
6.根据权利要求4的交流电压调节器，进一步包括控制电路，对所述第一双向半导体开关电路、所述第二双向半导体开关电路以及所述第三双向半导体开关电路进行脉冲宽度控制，其中，所述五相全波整流器的直流输出端连接到所述控制电路的直流电压电源，并且，用尖峰脉冲放电能量驱动所述控制电路。
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