CN1191410A - 控制电路的电源电路 - Google Patents

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Abstract

一种电源电路,连接到具有相对于电源电路的输出电压为高电压的电源上,它包括电源电容器和充电电容器,当电源电路连接到高电压源上,充电电容器向电源电容器充电。该电源还包括电感线圈,它利用电源电路与电源断开时的谐振作用,向电源电容器充电,使得电源电容器连续充电。还提供一对二极管。第一二极管连接在充电电容器和电源电容器之间。第二二极管与电感线圈串联。

Description

控制电路的电源电路
本发明一般涉及低电压直流电源，更具体地涉及用于控制电路的低电压直流电源。
通常，一个电气负荷的‘功率因数’是指供给负荷的有功功率与加在负荷上的视在功率的比率。功率因数与负荷吸收的电流和电源供给负荷的电压之间的相位关系密切相关。如果吸收的电流是正弦，而且与施加的正弦电压的相位完全一致，则得到单位功率因数(即功率因数为1)。
由于多种原因，希望有高的功率因数，其中包括能量的效率。负荷的功率因数越高，对于给定的输出功率来说，从供电部门吸收的电流就越小。此外，带有整流器输入和电容滤波的电子负荷通常吸收严重的非正弦电流，造成很坏的功率因数，并且可以导致供电电压畸变。功率因数越高，对于给定的输出功率来说，从电源吸收的电流越小。并且对于电源提供的电压波形的畸变越小。为了减小供电电流，避免对电力公司供电电压波形的严重畸变，一些国家已经颁布了规定，要求高于一定电力容量的电气装置有最低功率因数，并限制供电电流中的谐波分量。
实际上，电气电路通常不具有单位功率因数。在一些应用中，例如在电动机控制电路中，采用从直流母线运行的转换器或逆变器，其功率因数可能明显地不同于单位功率因数。这种电路典型地采用一个全波桥式整流器和一个相对大的直流母线电容器结合，将正弦交流输入电压转换成基本恒定的直流电压。在这种结构中，整流器输出电流必须理想地准确跟随整流器输出电压。它通常示于图1中，图中给出一个理想负荷，其中电路吸收的电流(用虚线表示)基本上与供电电压(用实线表示)同相位。
功率因数校正(PFC)电路通常用于改善负荷的功率因数，通过修正整流器吸收的电流，使其接近于图1所示的情况。有若干种商用PFC电路。例如，Unitrode提供的高功率因数预调节控制器系列，型号为UC1852，UC2852和UC3852，Linear Technology提供的型号为LT1248的功率因数控制器，这些PFC装置通常用模拟集成电路芯片制成，作为模拟电路运行。通常，这些装置采用脉冲宽度调制开关来改善电路的功率因数，例如，用于切换磁阻电动机的转换器，采用由交流输入得到的直流母线电压。
图2所示为模拟PFC芯片14的应用实例。该电路在全波整流器4的输入处得到所加的正弦交流电压，并且产生一个全波整流正弦电压。该全波整流正弦电压供给滤波器电感线圈8的一端。耦接到电感线圈8另一端的是切换装置10，例如功率MOSFET或IGBT。切换装置10的另一端耦接到直流母线的负极。PFC芯片14提供切换信号来切换切换装置的合或分。PFC芯片收到的输入信号有(a)桥式整流器4的输出端上的全波整流正弦电压测量值(VSIN)，(b)跨接在直流母线上的电压测量值(VRET)，以及(c)流过电感线圈8的电流测量值或估计值，通常由并联电阻来测量切换装置10中的电流。直流母线电容器6耦接到直流母线的正和负极上。提供一个二极管12，防止开关10闭合时电流从负荷流回。在运行中，PFC芯片使切换装置10打开或闭合，使得跨接在全波整流器4上的负荷从电感线圈8(当开关10闭合时)改变到电感线圈及直流母线电容器6(当开关10打开时)。适当地切换开关10，使电感线圈8中的电流跟随全波整流器4的输出上的电压变化波形。系统的功率因数因此得以改善。关于PFC芯片的运行已经有广泛了解，这里不再赘述。
加在全波整流器4输入上的交流电压幅值通常相当高(高达240V有效㈤，电容器6上的直流母线电压的幅值也相当高(高达400V d.c)。但是，大部分PFC控制电路另外要求直流供电电压明显低于出现在直流母线上的直流电压，典型为10到20V。也必须相应地提供一些机构，以便向PFC芯片供给相对低的直流供电电压14。此外，供给PFC控制器的低直流供电电压必须在直流环节的负极被参考。
已经有许多方法用于向PFC控制电路提供相对低的直流电压。图3所示为其中的一种方法。在图3中，用于PFC控制器的低直流供电电压是由电容器20提供的。该电容器经过大功率泄漏电阻16充电。齐纳二极管18控制跨在电容器20上的电压。用泄漏电阻供给直流电压的一个明显缺点是跨在泄漏电阻上的大的电压降，同时，流过泄漏电阻的电流至少必须等于PFC控制器所要求的电流。该电流产生大量的热，代表了能量损失源。该能量损失使系统的效率降低。用泄漏电阻供给直流电压的另一个缺点是泄漏电阻必须具有不但能够应付大功率消耗的特征，而且必须具有全波整流器4高电压输出的特性。这种电阻通常尺寸大，相对贵，并且使采用它们的系统的物理尺寸和造价提高。
图4所示为另一种通常用于PFC控制电路的直流电压供电方法。在此电路中，第二电感线圈26感性地耦接到滤波器电感线圈8上。第二电感线圈26经过二极管30耦接到蓄电电容器24上。在运行中，PFC控制器14以非常高的频率切换切换装置10的合或分。因为这一切换，在电感线圈8的两端出现的高频电压感应出电流流动，通过变压器的作用在电感线圈26上感应电压。这一电流流过二极管30，并且将电容器24充电到所需要的直流电压。提供一个泄漏电阻22，它在电路首次加电时，在变压器的作用足以将电容器24充电以前，对电容器24充电。如前所述，齐纳二极管18用于调节施加在控制电路的电压。
在仍然需要泄漏电阻的情况下，该电阻可以比图3所示情况下大许多。PFC控制电路通常只吸收很小的供电电流，直到电容器24充电电压高到足以使PFC电路良好的运行。因此，允许电阻22为高电阻，从而使流过它的电流以及它所消耗的功率均相对地低。当电容器24上的电压达到所要求的阈值时，PFC控制器14将运行，吸收大量的供电电流。该电流起初由电容器24供给，很快地转由电感线圈8和26之间的变压器作用供给。
由于图4中的变压器作用供给直流电压降低了对大的泄漏电阻的要求，但是并没有取消对这一电阻的需要。相应地，图4中的直流电压供电也具有如图3中泄漏电阻供电的同样缺点，尽管没有那么严重。附加绕组26明显地增大了必须与之组合使用的电感线圈8的尺寸和造价。此外，图4中的变压器作用电路通常受到不足以维持电容器24上的电压满足要求的限制。在这些情况下，必须降低泄漏电阻22的电阻值，以便从电感线圈26得到补充的电流，于是又带来前面所讨论过的缺点。
在努力克服图3和图4中电路所带来的缺点时，建议采用更复杂的二极管，电容器和电感线圈安排的方法。图5所示为其中的一种方法。
图5中提供了一个电路，其中，安排电容器34和46与二极管32和36组成一个充电泵电路。该充电泵电路对向PFC芯片14提供直流电压的电容器46充电。
像图4所示的电路那样，在图5所示的电路中有一个小的泄漏电阻44，它在电路首次加电时向电容器46充电。齐纳二极管40还是用于调节供给PFC电路的电压。一旦PFC芯片14运行，通过PFC的切换动作保持对电容器46的充电，具体过程如下。在初始时间点上，切换装置10闭合，节点A的电压约等于直流母线负极的电压值(例如0V)。此时，节点B上的电压也约为0V。在其后的时间点上，PFC芯片的运行使切换装置10打开。这将使节点A上的电压升高到约为直流母线正极的电压值(例如380V)。该电压加在电容器34上并不能立即充电，随着节点A的电压升高，充电电流才流过电容器。该充电电流使二极管36导通，电流流过电容器34，通过二极管36进入电容器46，将电容器46充电到所需要的低的直流电压水平。最后，节点A约达到直流母线电压(例如380V)，通过电容器34的充电电流便停止。此时，节点B具有约为供给PFC芯片的低电压和齐纳二极管40决定的相同电位。其典型值为20V，因此，电容器34充电到一个电压例如360V。总之，在切换装置10打开的时间，电容器34起向电容器46供电的电源的作用。
在其后的时间点上，PFC使切换装置10闭合，并且节点A上的电压再下降到约为0V。这一切换事件有效地将电容器34与二极管32并联。它通过切换装置10和二极管32使电容器34放电。如上所指出的，在图5所示的电路中，电容器34近似作为电流源，其中的电流在切换装置10打开以后立即给电容器46充电，在切换装置10闭合以后，电容器立即经过切换装置10放电。
图5所示的直流电压供电在几个方面受到限制。必须注意到，起初给电源电容器46充电的全部电荷由电容器34供给。因此，为了防止低电压供电的不希望的变化，相应地电容器34的容量必须大到足以使电源电容器46总是充分地充电。对电容器34容量足够大的要求至少有两方面的缺点。首先，电容器34必须能够承受高电压。电容器34越大，它的造价和尺寸也越大。因此，系统的造价也越高。其次，如以上所讨论的，当切换装置10打开，用电容器34的充电电流对电源电容器46充电，当切换装置10闭合，电容器34的电荷通过切换装置10泄放。相应地，切换装置10的容量必须是不仅能够适应通过全波桥4的电流部分，还必须能够耗散在开关闭合瞬间存储在电容器34中的全部能量。它通常会同时增加切换装置10的造价和尺寸。此外，由于电容器34的作用引起切换装置10中的附加功率损耗以及系统效率降低。图5所示电源的另一个缺点是只有当切换装置10打开时，电源电容器46才被充电。图5所示电源的又一个缺点是尽管它可能足以驱动PFC控制器14，但是典型地说，它不能驱动其他电路，例如电动机控制电路或者系统控制电路。这类多用途电源需要比图5所示电路明显大得多的输出电流。尽管理论上可以增大电容器34和电容器46的容量，但是，这种增加必然要求相应地增加切换装置10的功率承受能力，增加系统的造价，并且降低系统的效率。
如前所述，已知的用于PFC控制器的电源，通常会导致采用相对贵的元部件，或者使系统的效率明显降低。此外，这种电源通常只可以向PFC控制器供电，但是不能向其他电路供电。本发明的目的在于克服现有技术中的这些和其他一些问题。
本发明由所附的独立权利要求限定。一些最佳特性在从属权利要求中陈述。
根据本发明的一种形式，提出一种用于控制电路的电源电路。该电源电路产生一个低电压，从连接到高压直流母线的切换负荷向该控制电路供电。该电源电路包括一个具有第一端和第二端的电源电容器，用于存储一个低电压，向控制电路供电。该电源电路进一步包括一个具有第一端和第二端的充电电容器，该充电电容器在电源电路连接到直流母线时，向电源电容器充电。充电电容器的第一端从高压直流母线接受输入电压。该电源电路还进一步包括一个具有阳极和阴极的第一整流器，第一整流器的阳极连接到充电电容器的第二端，该第一整流器的阴极连接到电源电容器的第一端。该电源电路还进一步包括一个具有第一端和第二端的电感线圈，其第一端连接到第一电容器的第二端，以及第一整流器的阳极。当电源电路从直流母线断开时，由于电感的作用，电感线圈为电源电容器充电。这样，不论电源电路是否连接到直流母线，电源电容器均被充电。
该电源电路还进一步包括一个具有阳极和阴极的第二整流器。该第二整流器的阳极连接到电源电容器的第二端，第二整流器的阴极连接到电感线圈的第二端。该电源电路还进一步可能包括一个具有阳极和阴极的第三整流器，该第三整流器的阳极连接到电源电容器的第二端以及第二整流器的阳极，并且，第三整流器的阴极连接到第一整流器的阴极和电源电容器的第一端。
在本发明的一个实施例中，第一和第二整流器是标准二极管，第三整流器是一个齐纳二极管。在本发明的另一个实施例中，第一和第三整流器是标准二极管，第二整流器是一个齐纳二极管。
在本发明的另一个方面，提供了一个切换式磁阻电动机系统。该系统包括一个电动机，一个具有高输出电压的直流母线，一个具有至少一个切换装置以控制从该直流母线向电动机供电的转换器电路。该系统还包括一个切换装置，用于将该直流母线连接到交流电压源。还提供一个电子控制器，用于控制转换电路中的切换装置。该系统还包括一个功率因数校正电路，用于提高系统的功率因数。该功率因数校正电路控制切换装置，以便将直流母线连接到交流电压源。在本发明的这个方面，功率因数校正电路以及电子控制器由上述类型的电源电路供电。
阅读下述详细说明并且参考附图，本发明的其他方面和优点将更加明显。
图1中虚线所示为一个理想整流器电路的输出电流图形，它与输出电压(实线所示)基本同相；
图2为采用模拟PFC芯片的电路的原理图；
图3为现有技术的PFC芯片电源电路的原理图；
图4为另一种现有技术的PFC芯片电源电路原理图；
图5为另一种现有技术的PFC芯片电源电路原理图；
图6为根据本发明的控制电路电源电路原理图；
图7A为在电路运行的各个点上的图6所示电路中节点X上的电压图形；
图7B为在电路运行的各个点上的图6所示电路中电容器50上的电压图形；
图7C为在电路运行的各个点上的图6所示电路中电容器50上流过的电流图形；
图7D为在电路运行的各个点上的图6所示电路中电感线圈52上流过的电流图形；
图7E为在电路运行的各个点上，二极管56中流过的电流图形；
图8为根据本发明电源电路的原理图，它向PFC芯片和切换磁阻电动机的控制电路供电。
在附图的几个视图中，相似的参考字符表示相似的部件。
现在翻到图6，它示出用于诸如PFC电路的相对低直流电压电源。虽然以下实例强调了与PFC芯片电源连接的低电压电源的使用，所示的电源也可以用于从连接到相对高直流电源的切换负荷来产生相对低直流电源。在图6的电源中，对电源电容器58充电的电流是由两个电源提供的。对电源电容器58充电的电流中的小部分是在切换装置打开时由相对小的电容器50提供的。对电源电容器58充电的电流中的明显较大部分是在切换装置闭合时由电感线圈52和电容器50之间的谐振作用提供的。由于对电源电容充电的电流中的明显较大部分是由谐振作用提供的，电容器50可以相对较小。
参考图6，低电压电源包括一个电源电容器58，一个齐纳二极管60跨接其上。齐纳二极管60用作调节电容器58的电压，相应地用作调节低电压电源的电压水平。虽然齐纳二极管60的希望击穿电压随着不同的应用而不同，在图6的例子中，假定击穿电压近似为20V。
电源电容器58通过二极管56耦接到电感线圈52上。电感线圈52通过二极管54耦接到直流母线6的负极上。电感线圈52还耦接到相对小的电容器50上。
在图6中，所述二极管54为标准二极管。在另一个实施例中，标准二极管54可以用齐纳二极管代替，选择齐纳二极管的击穿电压为所希望的低直流供电电压。在此实施例中，齐纳二极管60可以取消，或者用标准二极管代替。
在运行中，图6电路向电源电容器58提供电流，使得电容器58保持充电到所希望的低直流供电电压。另外，图6电路保证提供给电源电容器58的充电量整体上满足电源输出电流要求。
与现有的系统不同，图6的电路在切换装置10打开和在切换装置10闭合两种情况下向电源电容器58提供充电电流。此外，与现有的系统不同，在切换装置10闭合时向电源电容器58提供主要充电电流。
通过结合图7A-7E的电压和电流的波形以及对图6的考虑，可以更好地理解图6电路的运行。图7A-7E一般地给出图6电路随时间变化的各种电流和电压波形。
参考图6和图7A-7E，在起始点时间T0，切换装置10为闭合的，图7A-7E所表示的电压为基本不变。此时，因为切换装置10为闭合的，在切换装置10上的电压(VM)如图7A所示基本为零。在T0时，在图6上节点X的电压也基本为零。由于以下要充分讨论的原因，在T0时电容器50上的电压近似为由低电压直流电源所提供的负电压。相应地，节点Y的电压近似等于由低电压直流电源所提供的电压。如图7C和7D所示，在T0时没有电流从电容器50中流过(即IC为0A)，没有电流从电感线圈52中流过(即IL为0A)，也没有电流从电源电容器58中流过(即ID为0A)。
在时间T1点上，假设切换装置10由例如PFC芯片14发出的切换信号打开。当切换装置10为打开时，在电感线圈8中流过的基本不变的电流流到电容器50，结果，在节点X(参考直流母线的负极)处的电压上升，直到它达到VM。此时，二极管12变成正向偏置，电感线圈8中的电流流到直流母线电容器6，在图6的例子中，电容器6充电到约385V。在图7中将作说明。
随着节点X处的电压从约为0V开始迅速地上升到约为385V，流过电容器50的充电电流被迫流过二极管56，从而流入由电容器58和齐纳二极管60组成的网络。电容器58继续充电到齐纳二极管60的击穿电压，如同所希望的那样。节点Y处的电压将相应地上升到比直流母线负极电压高约20V，同时，由于从电感线圈8流入电容器50的电流基本上不变，使电容器50上的电压线性上升。这样一来，电容器50上的电压从约为-20V上升到约为365V。在示出电容器50上的电压(VC)的图7B和示出电流ID的图7E中说明了这一点。
在切换装置10打开以后的时间T2，电容器50上的电压将上升到约为365V的水平，节点X的电压将相应地上升到约为385V。在这一点上，流入电容器50的电流(IC)和流入电源电容器58的电流(ID)将回到零。在图6的电路中，电容器50的相对大小使得时间T1到T2的间隔相对短暂。例如，如果假设切换装置10打开时流过切换装置10的电流约为9.6A，电容器50上的电压变化率将约为(9.6A/179pf)或5 3.6kV/ms。相应地，电容器50上的电压达到 365V约需要(365V/(53.6kv/ms))或6.8毫微秒。因此，时间T1到T2的间隔约为6.8毫微秒。
在图6电路中，电压和电流水平将在切换装置10保持打开的长时间段中保持不变。在T3以后的时间上，切换装置10重新闭合，也就是说，响应PFC芯片14的命令。
在时间T3切换装置10闭合时，切换装置10上的电压(VM)和节点X的电压将从其初始值385V向约为0V值快速下降。如以上所讨论的，电容器上的电压不能瞬时变化。相应地，随着节点X的电压从约为385V降到零伏，节点Y的电压将从约为20V变到约为-365V电压。此时，由于节点Y的电压低于直流母线负极上的电压，二极管54将被偏置导通，电流IL开始从直流母线的负极，通过二极管54到电感线圈52，通过电容器50和切换装置10回到直流母线的负极。图7D说明这一点。图7C说明这一点。注意到在T3和T4之间，电容器50中的电流是电感线圈电流IL的负值。
随着通过电容器50的负电流谐振地建立起来，节点Y的电压将从-365V上升到正电压。随着节点Y的电压升高，很快地达到节点Y的电压达到和超过零伏的点。当节点Y的电压上升到约为20V时(电源电容器58上的电压)，二极管56被偏置为导通，在图6和图7A-7E的例子中，这一事件发生在时间T4。在此时间点上，电流ID开始通过二极管56，流到电源电容器58，使电容器充电。图7D和7E说明这一点。电流ID继续从电感线圈52流到电源电容器58，直到在时间T5时电流下降到接近零为止。
采用图6所示的电路，有可能用电容器50和电感线圈52的谐振作用提供的电流对电容器58充电，它不同于仅用电容器50的充电电流。这样做是可能的，因为当切换装置10闭合时从电容器50向电源电容器58的放电量是当切换装置打开时引入电容器50的基本上相等的充电量。相应地，通过选择合适的电感线圈52，有可能用相对小的电容器50来保持对电源电容器58的充分充电。采用较小的电容器50降低了切换装置10必须处理的电流量，可能降低切换装置10的尺寸和造价，以及降低了当电容器通过切换装置放电时造成的低效率。
电容器50和电感线圈52的精确大小特别要根据切换装置的切换频率和电源电容器58上的电流的不同应用而变化。通常，采用以下导则：在希望使电容器50的大小最小化的实施例中，电感线圈52的大小应当是在切换装置10闭合时，维持电源电容器充分充电所需要的大部分电流是由谐振作用来产生。
在一个周期内，从电感线圈52到电源电容器58提供的充电量约为I2/2×L/V58，其中，I为流过电感线圈的峰值谐振电流，L为电感线圈52的电感值，V58为所希望的电源电容器58上的电压。在此例中，V58为20V，所以，在每一次切换操作中提供的电荷约为I2L/40。除了向电源电容器58提供充分电流，电感线圈52的大小使得在切换装置的切换事件之间电感线圈上流过的电流返回到零。例如，如果切换装置的切换频率为100kHz(周期为10ms)，必须选择电感在不到10ms以内完全去磁。在此例中，电感线圈52的合适的去磁周期为7ms。电感线圈52的去磁周期约为IL/V58，相应地，对于去磁周期为7ms(V58为20V)，IL约为140ms-V。
在选择了电感线圈50的合适的去磁周期以后，给出电源电容器上的电流，可以选择合适的电感线圈大小。假定电源电容器吸收的平均电流为60mA，切换周期为10ms，从电感线圈I2L/40的电流须为60mA×10ms，还假定所希望的放电周期为7ms，已知IL必须约为140ms-V，解I和L得到峰值谐振电流I为171ms，电感线圈52的电感为816毫亨。
假定当切换装置10闭合时，存储在电容器50上的能量的无损耗谐振传输到电感线圈52。在T3时，储存在电感线圈中的峰值能量必须等于储存在电容器50中的能量。在数学上，CV2＝LI2，其中，C为电容器50的电容，V为电容器50上的峰值电压，L为电感线圈52的电感，I为通过电感线圈52的峰值谐振电流。因为V为已知的(365V)，L为已知的(816毫亨)，I为已知的(171mA)，C通过计算而得到179pF。
在决定了L和C的值以后，现在可以确定每个对电源电容器58充电的贡献。如上所指出的，在约为7ms的时间段中，电感线圈52提供电流向电源电容器58充电。假定当切换装置10打开时，通过切换装置的电流为9.6A，在(365V×179pF)/9.6A或0.0068ms的时间段中，电容器50提供电流向电源电容器58充电。
如上所指出的，在图6的电路中，电流通过电容器50流向电源电容器的总时间等于T2-T1(在本例中，约等于0.0068ms)，明显地小于电流从电感线圈52流到电源电容器58的总时间T5-T4(在本例中，约等于7ms)。虽然在时间T1和T2之间流入电容器58的电流幅值超过了在时间T4和T5之间流入电容器58的电流幅值，第二个时间段长得多的事实表示，维持电源电容器58上有所希望的电压水平的平均电流的重要部分是由电感线圈52提供的，这便允许使用容量小和便宜的电容器50。此外，采用本发明的低电压直流电源时，可以采用小功率的切换装置10，由于较少量附加电流通过切换装置，其中的损耗很小，使系统的造价低，便得到更有效的系统。
图6的电源电路优点在于提供一种电源，它可以用来驱动除了PFC芯片以外的其他控制电路。例如，本发明的电源电路可以用在切换式磁阻电动机系统，给PFC控制器和用于控制电动机的电子控制器供电。图8所示为一种实施例。图8一般示出一种切换式磁阻电动机系统，它包括切换式磁阻电动机90，转换器电路92控制从直流环节到电动机90的功率施加，和电子控制器94，用于控制转换器电路92中的切换装置。PFC控制器96用于提高系统的功率因数。电子控制器94可以是如在1993年6月21-24日在德国纽伦堡召开的PCIM 93 Conference and Exhibition上由Stephenson和Blake发表的The Characteristics，Design andApplications of Switched Reluctance Motor and Drives中所述的常规结构。电子控制器94用图6所示类型的电源98的低直流电压供电。电子控制器94的电源端耦接到电源电容器58上。
以上通过例子对几个实施例作了说明。特别是本发明可应用到不同于上述说明的具有多个定子和转子的切换式磁阻电动机。本发明仅由以下述权利要求书的精神和范围所限制。

Claims (12)

1.一种电源电路，其包括：
具有第一端和第二端的第一电容器，所述第一电容器的第一端接收输入电压；
具有阳极和阴极的第一整流器，所述第一整流器的阳极连接到第一电容器的第二端上；
具有第一端和第二端的串联元件组合，该组合包括电感线圈以及连接成从第二端到第一端导通的第二整流器，其第一端连接到第一电容器的第二端上；
具有第一端和第二端的第二电容器，所述第二电容器的第一端连接到第一整流器的阴极，所述第二电容器的第二端连接到所述元件组合的第二端，其中，所述第二电容器供给输出电压到输入电压小于所述输入电压的应用上；
2·根据权利要求1的电源电路，还包括具有阳极和阴极的第三整流器，所述第三整流器的阳极连接到所述第二电容器的第二端，所述第三整流器的阴极连接到所述第二电容器的第一端；
3·根据权利要求2的电源电路，其特征在于第一和第二整流器是二极管；
4·根据权利要求3的电源电路，其特征在于第三整流器是一个齐纳二极管；
5·根据权利要求2的电源电路，其特征在于第一和第三整流器是二极管；
6·根据权利要求5的电源电路，其特征在于第二整流器是齐纳二极管；
7·根据权利要求1的电源电路，其特征在于第二整流器是齐纳二极管；
8·一种用于电气负荷的电源电路，包括权利要求1到7中任何一项所述的电源电路，安排从该电源电路的第一电容器的第一端的输入得到其电源的直流母线，用于控制直流母线和负荷之间的电力传输的转换器，和可操作使输入电压短路，并且因此调节输入电压使电源电路能够工作的切换装置；
9·根据权利要求8的电源电路，包括一个控制电路，其中安排电源电路向控制电路供给输出电压；
10·根据权利要求9的电源电路，具有某一功率因数的电源，其中控制电路包括一个功率因数校正电路，去起动切换装置，使电源电路的功率因数变化；
11·根据权利要求9或10的电源电路，其中控制电路包括一个用于控制转换器的控制器；
12·一个切换式磁阻驱动装置，包括根据权利要求8，9，10或11所述的电源电路，其中，电气负荷包括磁阻电机的每相绕组。
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Families Citing this family (21)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0991172B1 (en) * 1997-05-20 2003-09-24 Daikin Industries, Ltd. Single-phase rectifier
IL125328A0 (en) * 1998-07-13 1999-03-12 Univ Ben Gurion Modular apparatus for regulating the harmonics of current drawn from power lines
FR2797114B1 (fr) * 1999-07-30 2001-09-21 Schlumberger Ind Sa Double alimentation pour compteur d'electricite
EP1126586A1 (en) * 2000-02-11 2001-08-22 SCG France SAS Regulated auxiliary power supply
US6636107B2 (en) * 2000-03-28 2003-10-21 International Rectifier Corporation Active filter for reduction of common mode current
JP2004153983A (ja) * 2002-11-01 2004-05-27 Sharp Corp スイッチング電源装置
US6781352B2 (en) 2002-12-16 2004-08-24 International Rectifer Corporation One cycle control continuous conduction mode PFC boost converter integrated circuit with integrated power switch and boost converter
US20060285373A1 (en) * 2003-02-04 2006-12-21 Michael Archer Power factor correction circuit
DE102004001618A1 (de) * 2004-01-09 2005-08-11 Patent-Treuhand-Gesellschaft für elektrische Glühlampen mbH Schaltungsanordnung zum Betrieb von Lichtquellen
DE102005025626A1 (de) 2005-06-03 2006-12-07 Patent-Treuhand-Gesellschaft für elektrische Glühlampen mbH Elektronisches Vorschaltgerät für mindestens eine Lampe
JP2008131822A (ja) * 2006-11-24 2008-06-05 Mitsubishi Electric Corp コンデンサドロップ式電源回路及び空気調和機
US8922189B2 (en) * 2008-11-18 2014-12-30 Texas Instruments Incorporated Controlled on-time buck PFC
KR101510181B1 (ko) * 2010-09-06 2015-04-10 삼성전자 주식회사 전원공급회로
US8674605B2 (en) * 2011-05-12 2014-03-18 Osram Sylvania Inc. Driver circuit for reduced form factor solid state light source lamp
TWI489124B (zh) * 2012-07-26 2015-06-21 Delta Electronics Inc 電力資訊的獲取方法
DE102013004337A1 (de) 2013-03-14 2014-09-18 Wilo Se Elektromotor mit leistungselektronischem Umrichtersystem und daraus gespeister aktiver Kühleinrichtung
CN103228080B (zh) * 2013-04-09 2014-12-31 华南理工大学 一种无电解电容的led驱动电路
CN103228083B (zh) * 2013-04-25 2016-04-06 陕西科技大学 一种智能调光led驱动电源
KR102091584B1 (ko) * 2013-08-07 2020-03-20 엘지이노텍 주식회사 전원 장치
TWI577128B (zh) * 2015-08-07 2017-04-01 DC motor control device
DE102017220663A1 (de) * 2017-11-20 2019-05-23 Osram Gmbh Hilfsspannungsversorgung

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4074344A (en) * 1975-09-22 1978-02-14 Gte Sylvania Incorporated High power factor ac to dc converter circuit
US5012161A (en) * 1989-01-05 1991-04-30 General Electric Company Power factor correction circuit
DE4339451A1 (de) * 1993-11-19 1995-05-24 Philips Patentverwaltung Schaltungsanordnung zum Erzeugen einer Gleichspannung
JP3487369B2 (ja) * 1994-09-30 2004-01-19 東芝ライテック株式会社 電源装置、放電灯点灯装置および照明装置
US5568041A (en) * 1995-02-09 1996-10-22 Magnetek, Inc. Low-cost power factor correction circuit and method for electronic ballasts
JP3487387B2 (ja) * 1995-02-28 2004-01-19 東芝ライテック株式会社 電源装置、放電灯点灯装置および照明装置
JP3494251B2 (ja) * 1995-03-31 2004-02-09 東芝ライテック株式会社 電源装置、放電灯点灯装置および照明装置
US5627708A (en) * 1995-04-10 1997-05-06 Yin Nan Enterprises Co, Ltd. High power factor electronic stabilizer with protection circuit

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EP0859453A3 (en) 2000-04-05

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