JP3487387B2 - 電源装置、放電灯点灯装置および照明装置 - Google Patents
電源装置、放電灯点灯装置および照明装置Info
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Description
を用いて高周波電圧を出力する電源装置、放電灯点灯装
置および照明装置に関する。
力率を向上でき、また、入力電流の歪を低減できるもの
として本願発明者は、特願平6−178925号のもの
を発明した。このものの放電灯点灯装置を図24を参照
して説明する。まず、構成を説明する。商用交流電源2
41にチョークコイル242およびコンデンサ243等
からなるフィルタ回路が接続され、このフィルタ回路に
整流装置244が接続されている。整流装置244は、
たとえば高速スイッチング性のダイオ−ドから形成され
る。整流装置244の出力端間には、第1のスイッチン
グ装置245および第2のスイッチング装置246が互
いに直列に接続されている。これらスイッチング装置2
45、246は、たとえば電界効果トランジスタからな
るもので、寄生ダイオ−ドをそれぞれ逆電流通流用のダ
イオ−ドとして利用するようになっている。
列的関係になるように、インダクタ247としてのリ−
ケ−ジ形絶縁トランスの一次巻線247−1および第1
のコンデンサ248が接続されている。この第1のコン
デンサ248は、整流装置244の出力周波数に対して
平滑作用を有している。
は蛍光ランプ249が接続されている。この蛍光ランプ
249のフィラメント間には、フィラメント予熱用のコ
ンデンサ250が接続されている。インダクタ247の
リ−ケ−ジインダクタンスは、蛍光ランプ249の限流
インピ−ダンスとしても作用する。
しては、インダククタ247を介して第2のコンデンサ
251が並列的に接続されている。この第2のコンデン
サ251の容量は第1のコンデンサ248の容量に比べ
て極端に小さく、インダクタ247のインダクタンスと
共に、スイッチング装置245、246のスイッチング
周波数において共振する値に選ばれている。
のオンオフを制御する制御装置である。この制御装置2
52は、スイッチング装置245、246をたとえば略
一定の整流装置244の出力周波数より高い周波数でオ
ンオフする。また、交流電源241の出力電圧(整流装
置244の出力電圧)の波高値の大きさに応じて第2の
スイッチング装置246のオン期間を図25の関係のよ
うに変化可能になっている。すなわち、整流装置244
の出力電圧の波高値が大きい期間には、オン期間を小さ
く、波高値が小さい期間には、オン期間を大きくする。
したがって、第1のスイッチング装置245のオン期間
は、これと逆の関係に変化する。具体的には整流装置2
44の出力電圧を検知する検知手段252−1と、この
検知手段252−1の検知電圧に応じてオン期間を変化
させる発振手段252−2とを設けている。発振手段2
52−2としては、たとえば、PWM(パルス幅調節)
コントロ−ル機能とスイッチング装置駆動機能を備えた
ものである。PWMコントロ−ル機能を有するものとし
ては、例えばICを利用しこのICを主として構成でき
る。また、スイッチング装置駆動機能としては、バッフ
ァと、トランス、フォトカップラ等の伝達手段とから構
成できる。なお、発振手段252−2に外部からの制御
信号入力部252−3を設け、外部からの制御信号によ
りスイッチング装置245、246のオン期間を制御す
ることも可能になっている。
7を参照して説明する。なお、図26は、説明に必要な
主要部のみを簡略化して示す等価回路図で、図24と同
じ部分には同じ符号を付してある。また、図27および
28は、各部の電圧、電流波形を示し、各図においてV
は電圧、Iは電流であり、それぞれの符号は図24のそ
れと一致している(ただし、図28および28(イ)のVG
S5は、第1のスイッチング装置245のゲ−ト・ソ−ス
間電圧を示し、同(ハ)のVGS6は、第2のスイッチング
装置246のゲ−ト・ソ−ス間電圧を示す。
軸)は各スイッチング周波数の周期に対応している。図
29は同じく同じく各部の電圧、電流波形を示し、横軸
は整流装置の出力周波数の周期に対応している。
の波高値が大きい期間について図26および図27を参
照しながら説明する。なお、この期間は、制御装置25
2が検知電圧に応じて第2のスイッチング装置246を
そのオン期間が相対的に小さくなるように制御する。
下同様)においては、第1のコンデンサ248、第1の
スイッチング装置245およびインダクタ247の閉回
路が形成される。このため、第1のコンデンサ248に
蓄積されていた電荷が前記閉回路を放電し、図27
(ロ)、(チ)に示すように、電流I245、I248が流れる。
装置245がオフし、第2のスイッチング装置246は
その寄生ダイオ−ドがオンする。これにより、インダク
タ247および第2のコンデンサ251が直列共振を呈
し、図27(ニ)、(ヌ)のように共振電流I246、I251が流
れる。これによって、第2のコンデンサ251、インダ
クタ247の電圧V251、V247には共振電圧が現れる。
また、前記第2のコンデンサ251の電圧と第1のコン
デンサ248との和に等しい整流装置244の両端電圧
V244にも共振電圧が現れる。この共振電圧のピーク値
は、インダクタ247の蓄積エネルギすなわち上記期間
(a)の最後に第1のスイッチング装置245に流れて
いる電流値(I245)および第2のコンデンサ251の
両端電圧(V251)によって決定される。
装置246がオンし、共振電流が極性反転して逆向きの
共振電流が流れる(図27(ニ)、(ヌ))。上記期間(b)、
(c)における共振電圧の波高値は、共振回路の抵抗成分
が小さいので、非平滑直流電圧より大きくなる。すなわ
ち、昇圧される。
衰)して第2のコンデンサ251および第1のコンデン
サ248の両端電圧も低下しようとするから、整流装置
244から第1のコンデンサ248、インダクタ247
および第2のスイッチング装置246を介して電流I24
4、I248およびI246が流れる(図27(ヘ)、(チ)、
(ニ))。
装置246がオフし、第1のスイッチング装置245の
寄生ダイオ−ドがオンして、インダクタ247の蓄積エ
ネルギにより第1のスイッチング装置245の寄生ダイ
オ−ドおよび第1のコンデンサ248に電流I245、I2
48が流れる(図27(ロ)、(チ))。そして、期間(a)の状
態に戻る。
期間について図28を参照して説明する。この期間は、
制御装置252が検知電圧に応じて、第2のスイッチン
グ装置246のオン期間が相対的に大きくなるように制
御する。この場合の回路動作も基本的には図26の場合
と同様であるが、各部の電圧、電流波形は図28のよう
になる。図28において注目すべき点は、同図(ホ)、(リ)
に示すように、共振電圧の波高値が図27に比し大きく
なっていることである。これは、非平滑直流電圧の波高
値が小さい期間には、この波高値に応じて第2のコンデ
ンサ251に充電されている電圧が小さくなり(図2
7、28の各(リ)参照)、この分第2のコンデンサ25
1に流れ込む電流すなわち期間(b)における初期の共
振電流値が大きくなるためである。したがって、非平滑
直流電圧の波高値が低くなる期間には、より昇圧でき、
非平滑直流電圧の谷部を持上げることができる。なお、
図24のものはこれまで説明してきたように、図25の
関係でスイッチング装置245、246のオン期間を制
御するから、波高値が小さい期間には第1のスイッチン
グ装置245のオン期間が相対的に小さくなっている。
これにより、第1のスイッチング装置245に流れる電
流値が相対的に小さい段階で遮断される。これは、期間
(b)における初期の共振電流値を小さくするように作
用するから、前述のように第2のコンデンサ251の充
電電圧の関係で共振電圧が大きくなるものの、極端に昇
圧して谷部の電圧値を過度に大きくすることがない。
の二次巻線247−2に高周波交流電圧を誘起して、蛍
光ランプ249を高周波点灯させる。そして、交流電源
241からの入力電流I244は、図29(イ)に示すように
なる。これは、上述のように、期間(d)における整流装
置244からの電流が、整流装置244の非平滑直流電
圧の略全期間にわたって流れるからである。したがっ
て、この電流が、入力力率を高めるとともに、入力電流
の低歪に寄与する。なお、入力電流I244の高周波成分
はフィルタ回路により吸収することができる。
4は図29(ロ)に示すようになる。さらに、蛍光ランプ2
49の電流は図29(ハ)に示すようになり、第1のコン
デンサにより平滑化されている結果、その包絡線は非平
滑直流電圧のリプルを減少したものになる。図29(ロ)
において、正弦波の白い部分が整流装置244の非平滑
直流電圧を示し、正弦波に重畳されている部分が共振に
より昇圧された電圧を示している。この出力端間電圧V
214をより平滑化されたものにするには、スイッチング
装置245、246のオン期間制御を図25のものより
大きく変化させればよい。
のものは極めて有効なものである。本発明は、この先願
をさらに改良し、比較的簡単な構成で確実に共振電圧を
制御して、たとえば共振電圧のピーク値を一定化できる
電源装置、放電灯点灯装置および照明装置を提供するこ
とを目的とする。
ることを目的とする。
交流電圧を整流して非平滑直流電圧を出力する整流装置
と;互いに直列的に接続され交互にオンオフして整流装
置の出力を整流装置の出力周波数より高い周波数でスイ
ッチングする第1および第2のスイッチング装置と;第
1のスイッチング装置に対して並列的に設けられ、第2
のスイッチング装置のオン期間に第2のスイッチング装
置を介して整流装置の出力により充電され、第1のスイ
ッチング装置のオン期間に充電電荷を第1のスイッチン
グ装置を介して放電する第1のコンデンサと;第1およ
び第2のスイッチング装置の中間および第1のコンデン
サの間に設けられ、第1のコンデンサの充放電電流を通
流するインダクタと;第1および第2のスイッチング装
置のオンオフに応じてインダクタと共に共振する第2の
コンデンサと;第1のスイッチング装置に流れる第1の
コンデンサの放電電流値に応じて第1のスイッチング装
置のオン期間を制御してインダクタおよび第2のコンデ
ンサによる共振電圧値を制御する制御装置と;インダク
タおよび第2のコンデンサの共振に基づいて高周波出力
を得る出力回路と;を具備している。
ッチング装置としては、たとえば電界効果トランジスタ
を用いることができる。この場合、電界効果トランジス
タがその構成上内蔵している寄生ダイオードを逆電流通
流用に利用することができる。また、バイポーラ形のト
ランジスタのように、コレクタ・エミッタ間に寄生ダイ
オードを内蔵しないスイッチ素子を主体として構成して
もよく、この場合は、導通方向を逆にしてダイオードを
コレクタ・エミッタ間に並列接続する。しかし、トラン
ジスタのベース回路の構成上エミツタ・ベ−ス間にダイ
オ−ドを接続する場合には、このダイオ−ドを逆電流通
流用に利用してもよい。
ンオフするとは、一方がオンからオフし、他方がオフか
らオンする間に、実質的に両者がオフしている期間があ
っても、なくてもよいものである。そして、一対のスイ
ッチング装置のスイッチング周波数は整流装置の出力周
波数より高いものであり、数KHz以上が好適であり、さ
らに、可聴周波数以上の20KHz以上であることがより好
ましい。
電気部品が介在している場合、していない場合の両方を
含むことを意味する。
形成する第2のコンデンサは、共振回路を形成できれば
どこに設けてもよい。たとえば、第2のスイッチング装
置およびインダクタの直列回路と並列的に設けることが
できる。また、整流装置の出力端間に接続してもよい。
さらには、第2のコンデンサの一部または全部を整流装
置の一方の出力端と一対のスイッチング装置との間に設
けてもよい。
に共振し得るものであればよく、たとえばチョ−クコイ
ル、トランス等を使用できる。
整流装置の出力により充電され、非平滑直流電圧のピー
ク値より小さい値の平滑直流電圧を保持する。また、第
1および第2のスイッチング装置のスイッチングに応じ
て第2のコンデンサおよびインダクタの共振回路は共振
電圧を発生する。この共振電圧は、非平滑直流電圧の1
サイクルの略全期間にわたって、整流装置からみた負荷
電圧が非平滑直流電圧より低くなる期間を形成するよう
に作用する。これにより、非平滑直流電圧の波高値が低
い期間にも交流電源からの入力電流を確保して(第1の
コンデンサに充電電流が流れる。)、入力力率を高める
とともに入力電流を低歪化して入力電流の高調波を減少
させる。さらに、第1のスイッチング装置に流れる第1
のコンデンサの放電電流値に応じて第1のスイッチング
装置のオン期間を制御し、共振電圧を制御する。たとえ
ば、共振電圧の大きさを決定する第1のスイッチング装
置のオン期間を、第1のスイッチング装置に流れる電流
のピーク値が所定値になるように制御する。このことに
よって、図24に関連して説明したように共振電圧値を
一定化制御する。この結果、一対のスイッチング装置に
加わる電圧値が制御され、スイッチング装置が破壊する
ことを防止し、比較的耐圧の低いスイッチング装置の使
用を可能にする。
させることにより、任意に出力電圧値を変化し、変化し
た電圧値において一定化する。
れる整流装置と;整流装置の出力端間に互いに直列的に
接続され、整流装置の出力周波数より高い周波数で交互
にオンオフする第1および第2のスイッチング装置と;
第1のスイッチング装置に対して並列的に設けられた相
対的に大容量の第1のコンデンサおよびインダクタの直
列回路と;第1および第2のスイッチング装置のオンオ
フに応じてインダクタと共振回路を形成する関係に設け
られた相対的に小容量の第2のコンデンサと;第1のス
イッチング装置に流れる電流を検出する電流検出手段を
有し、電流検出手段の検出信号に応じて第1のスイッチ
ング装置のオン期間を制御する制御装置と;インダクタ
および第2のコンデンサの共振に基づいて高周波出力を
得る出力回路と;を具備している。
装置の出力周波数に対して平滑作用を行うものである。
また、第2のコンデンサがインダクタと共振回路を形成
する関係に設けられるとは、請求項1記載の発明と同様
に、共振回路を形成できればどこに設けてもよいもので
ある。
である。
れる整流装置と;整流装置の出力端間に互いに直列的に
接続され、整流装置の出力周波数より高い周波数で交互
にオンオフする第1および第2のスイッチング装置と;
第1のスイッチング装置に対して並列的に設けられ、第
2のスイッチング装置のオン期間に第2のスイッチング
装置を介して整流装置の出力により充電され、非平滑直
流電圧のピーク値より小さい値の電圧を蓄積する相対的
に大容量の第1のコンデンサと;第1および第2のスイ
ッチング装置のオンオフに応じて共振し、共振電圧の作
用により非平滑直流電圧の瞬時値が小さい期間にも交流
電源から第1のコンデンサに電流を流入させる共振回路
と;共振による高周波出力を負荷に供給する手段と;少
なくとも第1のスイッチング装置のオン期間を制御して
共振電圧を一定化する制御装置と;を具備している。
である。
のいずれか一記載の電源装置において、制御装置が第1
のスイッチング装置に流れる第1のコンデンサの放電電
流の積分値が所定値になるように第1のスイッチング装
置のオン期間を制御することによって、共振電圧値を一
定化制御する。
る手段としては、たとえば可飽和変流器を用い、この可
飽和変流器が飽和するまで第1のスイッチング装置をオ
ンさせることによって達成できる。しかし、電流検出手
段およびこの手段の出力を積分する積分手段により構成
してもよい。または、第1のスイッチング装置への放電
電流通流時間を検出するようにしてもよい。
るように第1のスイッチング装置のオン期間を制御する
ことにより、実質的にピーク値を制御するものと同様の
作用になる。すなわち、第1のコンデンサからの放電電
流値は、第1のコンデンサの電圧とインダクタおよび負
荷のインピーダンスとによって決まる傾きで立上がる。
このため、放電電流の積分値が所定値になるように制御
することによって、第1のスイッチング装置のオフ時の
電流値を管理することが可能である。
のいずれか一記載の電源装置において、第1のスイッチ
ング装置に流れる第1のコンデンサの放電電流のピーク
値が所定値になるように第1のスイッチング装置のオン
期間を制御することによって、共振電圧値を一定化制御
する。
期間を第1のスイッチング装置に流れる電流のピーク値
が所定値になるように制御するから、請求項1記載の発
明に関して説明した作用と同様の作用になる。
のいずれか一記載の電源装置において、第1および第2
のスイッチング装置を略一定の周波数でオンオフすると
ともに、第1のスイッチング装置に流れる第1のコンデ
ンサの放電電流の電流のピーク値が所定値になるように
第1のスイッチング装置のオン期間を制御することによ
って、共振電圧値を一定化制御する。
期間制御に関する作用は請求項1記載の発明に関して説
明した作用と同様である。
第2のスイッチング装置を略一定の周波数でオンオフす
るから、第1のスイッチング装置のオン期間が短くなれ
ば第2のスイッチング装置のオン期間は長くなる。第1
のスイッチング装置のオン期間が長くなれば第2のスイ
ッチング装置のオン期間は短くなる。したがって、非平
滑直流電圧の瞬時値が小さい期間は第1のコンデンサの
充電量を多くし、瞬時値が大きい期間は充電量を少なく
して図25による制御と同様になる。
のいずれか一記載の電源装置において、第2のスイッチ
ング装置のオン期間を略一定にするとともに、第1のス
イッチング装置に流れる第1のコンデンサの放電電流の
ピーク値が所定値になるように第1のスイッチング装置
のオン期間を制御することによって、共振電圧値を一定
化制御する。
期間制御に関する作用は請求項1記載の発明に関して説
明した作用と同様である。
置のオン期間を略一定にするから、第1のコンデンサの
充電量を設計値に抑えることが容易になる。
のいずれか一記載の電源装置において、第2のスイッチ
ング装置のオン期間を脈流電圧に応じて変調するととも
に、第1のスイッチング装置に流れる第1のコンデンサ
の放電電流のピーク値が所定値になるように第1のスイ
ッチング装置のオン期間を制御するものである。
様である。
のいずれか一記載の電源装置において、第2のスイッチ
ング装置に流れる共振電流の初期値が所定値になるよう
に第1のスイッチング装置のオン期間を制御するもので
ある。
る共振電流の初期値が所定値になるように、つぎにオン
する第1のスイッチング装置のオン期間を制御する。し
たがって、この場合も共振電圧を決定する共振回路に流
込む電流を一定化して、共振電圧値を一定化制御する。
なお、本発明は、制御が前回以前に第1のスイッチング
装置に流れた放電電流値に基づくことになり、制御に時
間遅れがあるが、この時間遅れをたとえば高周波の1サ
イクルにする等短時間にすれば、実用上問題ない。
9のいずれか一記載の電源装置において、第1および第
2のスイッチング装置両端間の電圧値に応じて、第1の
スイッチング装置のオン期間を決定する電流値の所定値
を変化させるものである。
期間を決める第1のスイッチング装置に流れる電流値を
第1および第2のスイッチング装置の両端間の電圧値に
応じて変化させる。たとえば、検出電流、またはこの検
出電流と比較される基準信号を変化させる。これによ
り、第1および第2のスイッチング装置の両端間の電圧
値を一定化する。
5のいずれか一記載の電源装置において、第2のスイッ
チング装置に所定期間電流が流れた後にこのスイッチン
グ装置をオフする。
期間電流が流れた後にこのスイッチング装置をオフする
ことにより、整流装置から第1のコンデンサに確実に充
電電流を流し、入力電流を低歪化する。
明において、所定期間流れた後とは、時間を検知しても
よいし、電流の積分値を検知してもよいものである。さ
らに、所定期間を交流電圧、整流装置の出力電圧、また
は出力回路からの出力電圧等に応じて変化させてもよ
い。
5のいずれか一記載記載の電源装置において、共振電流
のピーク部が第2のスイッチング装置に流れた所定期間
後にこのスイッチング装置をオフする。
電流のピーク部が流れた後の所定期間に整流装置から確
実に第1のコンデンサに充電電流が流れる。このため、
請求項11のものと同様の作用になる。
5のいずれか一記載の電源装置において、整流装置の入
出力電流の少なくとも一方が所定期間流れた後に第2の
スイッチング装置をオフする。
間流すから、請求項12、13のものと同様の作用にな
る。
5のいずれか一記載の電源装置において、第1のコンデ
ンサの両端電圧に相当する電圧値に応じて第2のスイッ
チング装置のオン期間を制御する。
電圧に相当する電圧値に応じてとは、第1のコンデンサ
の両端電圧そのもの他、第1および第2のコンデンサの
両端電圧に応じて制御する等間接的に第1のコンデンサ
の両端電圧に応じて制御してもよいことを意味する。
期間を制御することにより、第1のコンデンサの充電量
を制御し、第1のコンデンサの両端電圧を一定化する。
これにより、たとえば、電源電圧が変動しても、第1の
コンデンサの両端電圧が一定化され、負荷への印加電圧
も一定化される。
5のいずれか一記載の電源装置において、交流電圧値に
応じて第2のスイッチング装置のオン期間を制御する。
デンサの充電量を制御して、第1のコンデンサの両端電
圧を一定化する。これにより、電源電圧が変動しても、
第1のコンデンサの両端電圧が一定化され、負荷への印
加電圧も一定化される。
5のいずれか一記載の電源装置において、出力回路から
の出力に応じて第2のスイッチング装置のオン期間を制
御する。
じてとは、出力電力、電圧、電流のいずれでもよいこと
を意味する。また、負荷として放電灯が接続されている
場合には、この放電灯の電力、ランプ電圧、ランプ電流
のいずれであってもよい。
1のコンデンサの充電量を制御し、第1のコンデンサの
両端電圧を一定化する。これにより、負荷が変動して
も、第1のコンデンサの両端電圧が一定化され、負荷へ
の印加電圧も一定化される。
16のいずれか一記載の電源装置において、第1のスイ
ッチング装置のオン期間を所定範囲内に制限する。
期間を所定範囲内に制限するから、第2のスイッチング
装置のオン期間が極端に短くなって、第1のコンデンサ
への充電電流が流れなくなることを防止する。すなわ
ち、交流電源からの入力電流を確保する。
17のいずれか一記載の電源装置において、制御装置
が、第1および第2のスイッチング装置をオンオフする
ための高周波信号を出力する発振手段と、少なくとも第
1のスイッチング装置のオン期間を変化可能な制御手段
とを具備している。
る他励制御を行うものであるため、スイッチング特性が
安定し、低価格化を図れる。また、このような他励制御
手段はIC化が容易で、より小形、軽量化できる。これ
に対して、たとえば可飽和形変流器を用いて自励制御を
行うものは、可飽和形変流器が温度等によって特性が変
化してスイッチング特性を不安定にすることがある。ま
た、このことにより、品質管理を厳格にすると高価にな
ってしまうことになる。さらに、IC化することができ
ない。
し18のいずれか一記載の電源装置において、制御装置
がICを主体として構成されていることを特徴とする。
19のいずれか一記載の電源装置と、電源装置の出力に
より付勢される放電灯とを具備している放電灯点灯装置
である。
一記載の電源装置の作用に加えて、出力の脈動が小さく
なり発光効率が向上して、光リプルが減少する。
と、請求項20記載の放電灯点灯装置とを具備している
照明装置である。
作用となる。
る。
図である。1はたとえば商用周波数の交流電源である。
この交流電源1にコモンモードチョークコイル2、チョ
−クコイル3およびコンデンサ4等からなるフィルタ回
路5が接続され、このフィルタ回路5には、整流装置6
としての全波整流器が接続されている。この整流装置6
は、たとえば高速スイッチング性のダイオ−ドから形成
されている。また、整流装置6の出力端間には、第1の
スイッチング装置7および第2のスイッチング装置8が
直列的に接続されている。
タ9としてのリ−ケ−ジ形絶縁トランスの一次巻線9-1
および第1のコンデンサ10としての比較的大きな容量
の平滑コンデンサの直列回路が並列的に接続されてい
る。この第1のコンデンサ10は、整流装置6の出力周
波数に対して平滑作用を有している。
両端に出力回路を形成している。すなわちインダクタ9
の二次巻線9-2を出力回路としている。この二次巻線9-2
には負荷としての放電灯11たとえば蛍光ランプが接続
されている。また、放電灯11のフィラメント間には、
フィラメント予熱用のコンデンサ12が接続されている。
このような本実施形態において、インダクタ9のリ−ケ
−ジインダクタンスは、放電灯11の限流インピ−ダン
スとしても作用する。
は、インダククタ9の一次巻線9-1を介して第2のコン
デンサ13としての比較的容量の小さい共振用コンデンサ
が並列的に接続されている。この第2のコンデンサ13の
容量は第1のコンデンサ10の容量に比べて極端に小さ
く、インダクタ9のインダクタンスと、スイッチング装
置7、8のスイッチング周波数において共振する。
を制御する制御装置である。この制御装置14は、一対
のスイッチング装置7、8を略一定の周波数で交互にオ
ンオフさせるとともに、スイッチング装置7のオン期間
を、スイッチング装置7に流れる電流のピーク値が所定
の値になるように制御する。本実施形態では、スイッチ
ング装置7の電流を検出する検出手段14−1と、この
検出手段14−1の出力を図26に示した期間(a)の
電流を取出すように整流する手段14−2と、この手段
14−2の出力と基準信号源14−3の値とを比較する
比較器14−4と、この比較器14−4の出力に応じて
スイッチング装置7にオフ信号を出力する発振手段14
−5とを有してなる。発振手段14−5は、出力周波数
が略一定の発振器14−6、この発振器14−6および
比較器14−4の入力されるフリップフロップ14−
7、フリップフロップ14−7の出力を入力されるバッ
ファ14−8、14−8、高圧側のスイッチング装置7
とバッファ14−8との間に介在したトランス、フォト
カプラ等の絶縁手段14−9を有してなるものである。
段14−5の出力周波数またはオン期間を変化させるよ
うにしてもよいものである。この場合、例えば発振器1
4−6の出力周波数を変化させるようにする。なお、発
振手段14−5としては、ICを使用しこのICを主と
して構成することもでき、その他各種の変更が可能であ
る。
5を参照して説明する。
を相対的に大きくした場合の第2のコンデンサの両端電
圧および各スイッチング装置の電流波形図である。図3
は、同じく第2のスイッチング装置のオン期間を相対的
に小さくした場合の波形図である。図2および図3にお
いて、それぞれ(a)が第2のコンデンサの両端電圧、
(b)が第1のスイッチング装置の電流、(c)が第2
のスイッチング装置の電流を示している。なお、図2、
3は、時間軸をスイッチング周波数に対応するように拡
大している。図4は整流装置の出力端間電圧を示す波形
図、図5はランプ電流を示す波形図である。図4および
図5において、時間軸を交流電源1の周波数に対応させ
ている。
そして、本実施形態では、第1のコンデンサ10がスイ
ッチング装置7を介して放電する電流のピーク値が所定
値すなわち基準信号源14−3の値に達すると(図2、
図3(b)のレベルA)、発振手段14−5はスイッチ
ング装置7をオフする。これにより、インダクタ9、第
2のコンデンサ13およびスイッチング装置8の寄生ダ
イオードの閉回路で共振し、スイッチング装置8がオン
すると共振電流が反転して流れる。ここで、共振が生じ
る以前のスイッチング装置7を介して流れる電流のピー
ク値が一定値に制御されているから、前記共振電圧のピ
ーク値も一定化される。したがって、第1のコンデンサ
10の両端電圧が一定であるから、電源電圧変動等がな
ければ、整流装置6の両端間の電圧は図4に示すように
一定化される。したがって、スイッチング装置7、8に
加わる電圧も一定化されるから、スイッチング装置7、
8に過電圧が加わって破壊されることがない。また、ラ
ンプ電流も図5に示すように、低周波(整流装置の出力
周波数)のリップルがほとんどないものになる。なお、
このときの入力電流波形は図26(イ)と同様に正弦波
状になっている。
電圧)の波高値が相対的に小さい期間(図3)は、波高
値が相対的に大きい期間(図2)より第1のスイッチン
グ装置7のオン期間が小さくなる分第2のスイッチング
装置のオン期間が大きくなっている。すなわち、非平滑
直流電圧の瞬時値に応じて第2のスイッチング装置のオ
ン期間変調をおこなっている。しかし、このオン期間変
調は必須ではない。
る。図1と同じまたは対応する部分には同じ符号を付
し、説明を省略する(以下の実施例についても同
じ。)。本実施形態は、図1のものに対して、制御装置
61が異なっている。制御装置61は、第2のスイッチ
ング装置8の電流を検出する電流検出手段61−1、こ
の電流検出手段61−1の検出信号から共振電流の初期
値を取出す整流手段61−2を有する。整流手段61−
2は、図23に示したように期間(b)に流れる電流を
取出すように整流する。また、この整流手段61−2の
出力を保持し、1ないし数サイクル後の第1のスイッチ
ング装置7のオン期間にタイミングを合わせて出力する
遅延手段61−3を有する。さらに、遅延手段61−3
の出力と基準信号源61−4の値とを比較する比較手段
61−5、比較手段61−5の出力に応じて第1のスイ
ッチング装置7をオフさせる発振手段61−6を有す
る。この発振手段61−6は図1のものを用いることが
できる。
に流れる放電電流のピーク値が第2のスイッチング装置
8に流れる共振電流の初期値として検出される。図23
にも示したように、これらは等しいものである。したが
って、図1のものに対して第1のスイッチング装置7に
流れる放電電流のピーク値制御が1ないし数サイクル遅
れるが、図1のものと同様に作用することが理解され
る。
る。本実施形態も、図1のものに対して、制御装置71
が異なっている。すなわち、制御装置71は、図1の制
御装置14に加えて、整流装置6の出力端間電圧すなわ
ち第1および第2のコンデンサ10、13の両端間電圧
を検出する電圧検出手段71−1、この電圧検出手段7
1−1の検出信号を取出したとえば積分回路等にてある
程度の時間遅れを持たせる手段71−2、この手段71
−2と基準信号源71−3の値とを比較する比較器71
−4を有している。前記手段71−2は、整流装置6の
出力周波数程度の低周波数の電圧変化に対応できるよう
になっており、また、比較器71−4からの信号に応じ
て発振手段14−5は、出力電圧が大きくなろうとする
ときには第2のスイッチング装置8のオン期間を小さく
し、出力電圧が小さくなろうとするときには第2のスイ
ッチング装置8のオン期間を大きくする。したがって、
本実施形態では、第1および第2のスイッチング装置
7、8のスイッチング周波数が変化することがある。
して説明する。
大きい場合の第2のスイッチング装置の電流波形図、図
9は整流装置の出力端間電圧が相対的に小さい場合の第
2のスイッチング装置8の電流波形図である。制御装置
71は、電圧検出手段71−1等の作用により、整流装
置6の出力端間電圧すなわち第1および第2のコンデン
サ10、13の両端間電圧が、低周波的に大きくなろう
とするときは、第2のスイッチンク装置8オン期間を小
さくする。したがって、第1のコンデンサ10への充電
期間が小さくなり、充電量が少なくなる。このため、第
1および第2のコンデンサ10、13の両端間電圧が低
周波的に小さくなろうとする。また、逆に整流装置6の
出力端間電圧すなわち第1および第2のコンデンサ1
0、13の両端間電圧が、低周波的に小さくなろうとす
るときは、第2のスイッチンク装置8のオン期間を大き
くする。したがって、第1のコンデンサ10への充電期
間が長くなり、充電量が多くなる。
変動等により整流装置6の出力端間電圧すなわち第1お
よび第2のコンデンサ10、13の両端間電圧が変化し
ようとすると、上記のように動作して一定化制御する。
に示す。図10は電源電圧を変化させた場合の各出力変
化状態を示す図である。図10において、(a)は第1
のコンデンサ10の電圧、(b)は整流装置6の両端間
電圧、(c)は入力電流の歪率、(d)はランプ電力、
(e)は第2のスイッチング装置のオン期間を示す。ま
た、横軸は交流電源電圧値を示している。
(株)製、FLR40SW/M/36) スイッチング装置のスイッチング周波数:約35KHz 第1のコンデンサ:220マイクロファラッド 第2のコンデンサ:16.6ナノファラッド 図10から明らかなように、交流電源電圧を定格200
Vに対して増減させても、第1のスイッチング装置の電
流のピーク値を所定値とし、整流装置6の両端間電圧電
圧に応じて第2のスイッチング装置のオン期間を制御す
る(図10(e))ことにより、整流装置の両端間電圧
(図10(b))を約560Vで略一定化できる。したが
って、ランプ電力(図10(d))も約60Wで略一定化
できる。また、入力電流の歪率(図10(c))も約6.
5%と低い値で略一定にできた。なお、交流電源電圧が
定格より増加すると、第2のスイッチング装置8のオン
期間が小さくなり、第1のコンデンサ10の電圧を減少
させることが、図10(a)、(e)の関係からも理解され
る。
る。本実施形態は、図1のものに加えて、整流装置6の
出力端間電圧に応じて第1のスイッチング装置7のオン
期間を決める所定値を変化させるものである。すなわ
ち、制御装置111は、整流装置6の出力端間電圧を検
出する電圧検出手段111−1、この電圧検出手段11
1−1の検出信号を整流し、所要の時定数をもって出力
する出力手段111−1を有する。そして、出力手段1
11−1の出力に応じて、整流手段14−2の出力を変
化させる。すなわち、電圧検出手段111−1の検出信
号が大きくなろうとしたときには、整流手段14−2の
出力が大きく変化させる。したがって、この場合は、第
1のスイッチング装置7のオン期間が相対的に小さくな
り、共振電圧が小さくなる。また、電圧検出手段111
−1の検出信号が小さくなろうとしたときには、逆に作
用する。これにより、整流装置6の出力端間電圧を一定
化できる。
る。本実施形態は、第1、第2のスイッチング装置
7’、8’として、バイポーラトランジスタおよびダイ
オードの並列回路からなるものを用いたものである。ま
た、制御装置121における第1のスイッチング装置
7’の電流のピーク値を検出する手段として、可飽和変
流器122を用いたものである。すなわち可飽和変流器
122の入力巻線122−1をインダクタ9の入力巻線
9−1と直列接続している。そして、出力巻線122−
2、122−3それぞれをスイッチング装置7’、8’
のトランジスタのベース・エミッタ間に設けている。な
お、図示を省略したが、各出力巻線122−2、122
−3それぞれにインピーダンス調整用のコンデンサおよ
びダイオードの並列回路を直列的に設けること、前記コ
ンデンサと並列的に放電回路を設けること等は適宜実施
し得ることである。
間電圧すなわち第1および第2のコンデンサ10、13
の和の電圧を検出する電圧検出手段123は、整流器1
23−1、平滑コンデンサ123−2、分圧回路123
−3からなっている。さらに、前記分圧回路123−3
の出力と基準源124の値とを入力する誤差増幅器12
5、この誤差増幅器125の出力に応じた信号を出力す
る駆動回路126、この駆動回路126の出力によりベ
ース電流を制御されて導通度を変化して可変抵抗的に作
動してスイッチング装置8’のオン期間を制御するトラ
ンジスタ127から構成されている。
7’に流れる電流値が所定値に達すると、変流器122
が飽和する。スイッチング装置7’に流れる電流は、第
1のコンデンサ10の電圧とインダクタ9のインピーダ
ンスによって応じて略直線的に立上がるから、変流器1
22が飽和する時点をスイッチング装置7’に流れる電
流のピーク値が所定値に達する時点に予め設定しておく
ことが可能である。変流器122が飽和することによ
り、スイッチング装置7’がオフされ、スイッチング装
置8’がオンする。また、スイッチング装置8’に流れ
る電流により変流器122が飽和すると、スイッチング
装置8’がオフされ、スイッチング装置7’がオンす
る。以後この動作を繰り返す。したがって、整流装置6
の非平滑直流電圧の波高値が大きい期間では、第1のコ
ンデンサ10および第2のスイッチング装置8’に流れ
る電流値が相対的に大きい。したがって、変流器122
が相対的に早く飽和することによりスイッチング装置
8’のオン期間を相対的に小さくする。整流装置6の非
平滑直流電圧の波高値が小さい期間では、これとは逆に
相対的に大きくする。これにより、第1、第2のスイッ
チング装置7’、8’のオン期間の相対的関係が図22
のようになる。また、電源投入時、外来サージ電圧印加
時等に過電流が流れようとした場合には、変流器122
が早期に飽和することにより第2のスイッチング装置
8’をオフして過電流が継続することを防止する。
出手段123にて検出され、所定値との誤差信号に応じ
てトランジスタ127の導通度が制御される。すなわ
ち、たとえば電源電圧が変動したり、負荷変動が生じた
りして整流装置6の両端間電圧値が低下すると、トラン
ジスタ127の導通度は小さくなる。トランジスタ12
7の導通度が小さくなると、その抵抗値は大きくなり、
スイッチング装置8’のオン期間は大きくなる。これに
よって、第1のコンデンサ10への充電時間も長くな
り、第1のコンデンサ10の両端電圧は大きくなる。
電圧を一定化できることに加えて、第1および第2のコ
ンデンサ10、13の両端電圧を一定化できる。したが
って、電源電圧変動、負荷変動等によって、第1のコン
デンサ10の両端電圧が変動しようとすることを防止で
きる。
は、第1のコンデンサ10の電圧は、その平滑作用によ
りスイッチング周波数に対してはほぼ一定であるが、電
源電圧等が変動すると、それに応じて変動する。このた
め、たとえば電源電圧が変動して上昇すると、所定値に
より高い電圧で一定化し、減少すると、所定値より低い
電圧で一定化する。高い電圧で一定化した場合には、ス
イッチング装置に過大な電圧が印加され、低い値で一定
化した場合には、所要の負荷電力を供給できない。
の両端間電圧値を検出して制御する手段を省いて構成し
てもよいものである。
る。図13は要部のみを示し、他の部分を省略してあ
る。なお、省略部分については、図12と同様に構成す
ることができる。本実施形態は、スイッチング装置8’
のオン期間を制御する手段131として交流電源1の出
力電圧(整流装置6の入力電圧)を検出するようにした
ものである。交流電源1の出力電圧を検出するために、
交流電源1の出力端に整流器131−1、131−2を
接続し、これら整流器131−1、131−2の出力を
時定数回路131−3に入力している。そして、この時
定数回路131−3の出力を図12のものと同様な誤差
増幅器125に入力している。誤差増幅器125は、図
12のものと同様に基準信号源124の値と比較して、
駆動手段126、トランジスタ127を制御する。
力電圧が変動しても出力電圧の一定化を行える。
る。本実施形態は、整流装置6の出力電流が所定期間流
れたことを検出して、第2のスイッチンク装置をオフさ
せるようにしている。すなわち、電流検出手段141、
遅延手段142、基準信号源143、比較器144を付
加し、発振手段14−5を制御するようにしている。本
実施形態の作用もこれまでの説明により容易に理解され
るので、説明を省略する。なお、図示を省略したが、図
1、図6または図10に示したような制御手段により、
共振電圧の一定化を図るものである。
る。本実施形態は、負荷としてのけい光ランプ11の電
力に応じて一対のスイッチング装置7、8のオン期間を
制御するものである。すなわち、電流検出手段151、
電圧検出手段152を設けるとともに、これらの検出出
力を入力する制御回路153により発振手段14−5を
制御するようにしている。また、本実施形態において
も、図1、図6または図10に示したような制御手段に
より、共振電圧の一定化を図るものである。
容易に理解されるので、説明を省略する。なお、本実施
形態において、ランプ電流のみまたはランプ電圧のみに
応じて一対のスイッチング装置7、8のオン期間を制御
するようにしてもよい。また、いずれか一方のスイッチ
ング装置のオン期間を制御するようにしてもよい。さら
に、スイッチング周波数を変化するようにしてもよい。
る。なお、図16は要部のみを示し、他は省略してあ
る。本実施形態は、第1のコンデンサ10と第2のコン
デンサ13との接続関係が、図1のものに対して上下逆
になっている。したがって、第1および第2のスイッチ
ング装置7、8の接続関係も逆である。さらに、本実施
形態は、第1のコンデンサ10からのインダクタ9を介
する第1のスイッチング装置への放電電流が所定期間流
れた後に、第1のスイッチング装置7をオフさせるもの
である。すなわち、電流検出手段161を設けるととも
に、この電流検出手段161の検出値が零点を通過して
立ち上がることを検出する比較手段162を設け、この
比較手段162が前記零点を通過したことを検出した後
に発振手段14−5を制御するタイマ手段163を設け
ている。
する。
形図で、図17の零クロス時点t1を比較手段162に
より検出する。そして、タイマ手段163により零クロ
ス時点t1から所定期間t2経過後に第1のスイッチン
グ装置7をオフする。したがって、これまでの説明から
明らかなように、共振電圧を一定化する。
チング装置7の寄生ダイオードに流れる電流が流れ終っ
た時点から所定期間経過後に第1のスイッチング装置7
をオフするようにしてもよい。この場合、第1のスイッ
チング装置7が電界効果トランジスタであれば、図16
のものをそのまま使用可能である。また、バイポーラ形
のトランジスタの場合には、逆並列に接続されるダイオ
ードの電流が流れ終る時点を検出すればよいものであ
る。
ある。本実施形態は、第2のスイッチング装置8に所定
期間流れた後に第2のスイッチング装置8をオフするも
のである。すなわち、第2のスイッチング装置8の電流
を検出する電流検出手段181、この電流検出手段18
1の検出値を積分する積分手段182、積分手段182
の出力を基準値と比較する比較手段183を設け、比較
手段183の出力により発振手段14−5を制御するも
のである。なお、発振手段14−5は、たとえば一定周
波数の信号を出力するものである。
する。図19は第1、第2のスイッチング装置および整
流装置の電流波形図である。図19の(a)は、第2の
スイッチング装置8を流れる電流、同(b)は第1のス
イッチング装置7を流れる電流、同(c)は整流装置6
の出力電流を示している。比較手段183が、たとえば
図19(a)に示す電流の斜線部の面積に達した時点で
信号を出力して第2のスイッチング装置8をオフさせる
ように設定されていれば、図(c)に示すように、確実
に整流装置6から電流を流すことができる。すなわち、
共振電流の波高値部を経過した後は整流装置6から電流
を流すことができる。これによって、入力の高力率化、
入力電流の低歪化、出力電圧の一定化を達成できる。
ある。本実施形態は、第1のスイッチング装置7のオン
期間を所定範囲に制限するものである。そして、一対の
スイッチング装置7、8のスイッチング周波数を略一定
にするとともに、第1のスイッチング装置7に流れる第
1のコンデンサ10の放電電流のピーク値を一定化する
ものに適用したものである。すなわち、フリップフロッ
プ14−7および比較器略一定周波数の信号を出力する
発振器14−6、この発振器14−6および比較器14
−4の間にオア回路20−1を設けている。また、オア
回路20−1の一方の入力端にタイマ手段20−2を設
けている。このタイマ手段20−2は第1のスイッチン
グ装置7にオン信号が供給されてから所定時間後に信号
を出力するものである。
4が信号を出力しなくても、所定時間後にはタイマ手段
20−2が信号を出力するすから、第1のスイッチング
装置7はオフし、第2のスイッチング装置8がオンす
る。これにより、第1のコンデンサ10には充電電流が
流れ、高入力力率、入力電流の低歪を達成できる。
ある。本実施形態は、図20のものと同様に第1のスイ
ッチング装置7のオン期間を所定範囲に制限するもので
ある。しかし、本実施形態は、第2のスイッチング装置
8のオン期間を略一定化するとともに、第1のスイッチ
ング装置7に流れる第1のコンデンサ10の放電電流の
ピーク値を一定化するものに適用したものである。すな
わち、図20のものに対して、発振器14−6を削除
し、フリップフロップ14−7のセット端子にタイマ手
段21−1を設けている。
1−1の所定時間経過後には、セット端子に信号を入力
されてフリップフロップ14−7が反転するから、第2
のスイッチング装置8のオン期間が一定化される。
除することにより、第1のスイッチング装置7のオン期
間に制限を加えないようにできることが容易に理解でき
る。また、これらのことが、上述してきた他の実施形態
にも適用できることも容易に理解できる。
ある。本実施形態は電流検出手段22−1を第1のコン
デンサ10と直列に設けたものである。
説明から容易に理解されるので、説明を省略するが、検
出する電流値はピーク値、積分値等いずれでもよい。ま
た、通流時間を検出するようにしてもよい。
である。231は照明装置本体であり、この本体231
に放電灯11が装着されている。また、本体231内に
は放電灯点灯装置が配設されている。なお、放電灯点灯
装置は本体231内に設けず、本体231外に配設する
ようにしてもよい。また、本実施例の照明装置は天井直
付形のものであるが、これ以外のものであってもよい。
された非平滑直流電圧の略全期間に亘って、整流装置か
ら入力電流を流すことができるから、交流電源からの入
力電流波形を正弦波に近付けて低歪化を達成でき、さら
に、共振電圧の大きさを決定する第1のスイッチング装
置の電流を直接制御するから、共振電圧を任意の値にま
たは一定化制御することができる。
チング装置のオン期間を第1のスイッチング装置に流れ
る電流の積分値が所定値になるように制御するから、共
振電圧を一定化でき、スイッチング装置に過大な電圧が
加ってスイッチング装置をを破壊したり、高耐圧のスイ
ッチング装置が必要になって高価格化することがない。
チンク装置に流れる電流のピーク値が所定値になるよう
に制御するから、請求項4記載のものと同様の効果を奏
する。
スイッチング装置を略一定の周波数でオンオフするとと
もに、第1のスイッチング装置に流れる第1のコンデン
サの放電電流の電流のピーク値が所定値になるように第
1のスイッチング装置のオン期間を制御するから、非平
滑直流電圧の瞬時値が小さい期間は第1のコンデンサの
充電量を多く、瞬時値が大きい期間は充電量を少なくで
きる。
グ装置のオン期間を略一定にするとともに、第1のスイ
ッチング装置に流れる第1のコンデンサの放電電流のピ
ーク値が所定値になるように第1のスイッチング装置の
オン期間を制御するから、第1のコンデンサの充電量を
設計値に抑えることが容易である。
グ装置のオン期間を脈流電圧に応じて変調するから、請
求項6記載の発明と同様の効果を得られる。
チンク装置に流れる共振電流の初期値が所定値になるよ
うに制御するから、請求項5記載のものと同様の効果を
奏する。
第2のスイッチング装置の両端間の電圧値に応じて、第
1のスイッチング装置のオン期間を決める電流の所定値
を変化させるかから、電源電圧変動、負荷変動等によっ
て第1および第2のスイッチング装置の両端間の電圧を
一定化できる。
ッチング装置に所定期間電流が流れた後に第2のスイッ
チング装置をオフするから、第1のコンデンサに確実に
充電電流を流すことができることにより、高力率化、入
力電流の低歪化を達成できる。
ッチング装置に共振電流のピーク部が流れた所定期間後
に第2のスイッチング装置をオフさせるから、確実に第
1のコンデンサに充電電流を流すことができる。このた
め、請求項9のものと同様の効果を奏する。
入出力電流を所定期間流すから、請求項11、12のも
のと同様の効果を奏する。
デンサの両端電圧に相当する電圧値に応じて、第2のス
イッチング装置のオン期間を制御するから、第1のコン
デンサの充電量を制御して、第1のコンデンサの両端電
圧を一定化できる。これにより、電源電圧が変動して
も、第1のコンデンサの両端電圧を一定化でき、負荷へ
の印加電圧も一定化できる。
圧に応じて、第2のスイッチング装置のオン期間を制御
するから、第1のコンデンサの充電量を制御して、第1
のコンデンサの両端電圧を一定化できる。これにより、
電源電圧が変動しても、第1のコンデンサの両端電圧を
一定化でき、負荷への印加電圧も一定化できる。
らの出力に応じて第2のスイッチング装置のオン期間を
制御するから、負荷への給電量を一定化できる。
ング装置のオン期間を所定範囲内に制限するから、第2
のスイッチング装置のオン期間が極端に短くなって、第
1のコンデンサへの充電電流が流れなくなることを防止
できる。
を有するいわゆる他励制御を行うものであるから、スイ
ッチング特性が安定し、低価格化でき、また、IC化が
容易で、より小形、軽量化できる。
Cを主体として構成したから、請求項18と同様の効果
を奏する。
さくなり発光効率が向上して、光リプルが減少する放電
灯点灯装置を提供できる。
して、ランプ電流の脈動が小さくなり、光リプルが減少
する照明装置を提供できる。
対的に小さくした場合の第2のコンデンサの両端電圧お
よび各スイッチング装置の電流波形図
対的に大きくした場合の第2のコンデンサの両端電圧お
よび各スイッチング装置の電流波形図
くなろうとする場合の第2のスイッチング装置の電流波
形図
くなろうとする場合の第2のスイッチング装置の電流波
形図
た場合の各出力の変化状態を示す図
整流装置の電流波形図
変化状態を示す図
図
期間における各部の電圧、電流波形をスイッチング周波
数に対応して示す図
期間における各部の電圧、電流波形をスイッチング周波
数に対応して示す図
および負荷電流波形を整流装置の出力周波数に対応して
示す図
ング装置、 8…第2のスイッチング装置、 9…イン
ダクタ、 10…第1のコンデンサ、 11…放電灯、
13…第2のコンデンサ、 14、61、71、11
1、121、131…制御装置、201…照明装置本体
Claims (21)
- 【請求項1】交流電圧を整流して非平滑直流電圧を出力
する整流装置と;互いに直列的に接続され交互にオンオ
フして整流装置の出力を整流装置の出力周波数より高い
周波数でスイッチングする第1および第2のスイッチン
グ装置と;第1のスイッチング装置に対して並列的に設
けられ、第2のスイッチング装置のオン期間に第2のス
イッチング装置を介して整流装置の出力により充電さ
れ、第1のスイッチング装置のオン期間に充電電荷を第
1のスイッチング装置を介して放電する第1のコンデン
サと;第1および第2のスイッチング装置の中間および
第1のコンデンサの間に設けられ、第1のコンデンサの
充放電電流を通流するインダクタと;第1および第2の
スイッチング装置のオンオフに応じてインダクタと共に
共振する第2のコンデンサと;第1のスイッチング装置
に流れる第1のコンデンサの放電電流値に応じて第1の
スイッチング装置のオン期間を制御してインダクタおよ
び第2のコンデンサによる共振電圧値を制御する制御装
置と;インダクタおよび第2のコンデンサの共振に基づ
いて高周波出力を得る出力回路と;を具備していること
を特徴とする電源装置。 - 【請求項2】交流電源に接続される整流装置と;整流装
置の出力端間に互いに直列的に接続され、整流装置の出
力周波数より高い周波数で交互にオンオフする第1およ
び第2のスイッチング装置と;第1のスイッチング装置
に対して並列的に設けられた相対的に大容量の第1のコ
ンデンサおよびインダクタの直列回路と;第1および第
2のスイッチング装置のオンオフに応じてインダクタと
共振回路を形成する関係に設けられた相対的に小容量の
第2のコンデンサと;第1のスイッチング装置に流れる
電流を検出する電流検出手段を有し、電流検出手段の検
出信号に応じて第1のスイッチング装置のオン期間を制
御する制御装置と;インダクタおよび第2のコンデンサ
の共振に基づいて高周波出力を得る出力回路と;を具備
していることを特徴とする電源装置。 - 【請求項3】交流電源に接続される整流装置と;整流装
置の出力端間に互いに直列的に接続され、整流装置の出
力周波数より高い周波数で交互にオンオフする第1およ
び第2のスイッチング装置と;第2のスイッチング装置
のオン期間に第2のスイッチング装置を介して整流装置
の出力により充電され、非平滑直流電圧のピーク値より
小さい値の電圧を蓄積するとともに、第1のスイッチン
グ装置のオン期間に第1のスイッチング装置を介して充
電電荷を放電する相対的に大容量の第1のコンデンサ
と;第1および第2のスイッチング装置のオンオフに応
じて共振し、共振電圧の作用により非平滑直流電圧の瞬
時値が小さい期間にも交流電源から第1のコンデンサに
電流を流入させる共振回路と;共振による高周波出力を
負荷に供給する手段と;少なくとも第1のスイッチング
装置のオン期間を制御して共振電圧を一定化する制御装
置と;を具備していることを特徴とする電源装置。 - 【請求項4】制御装置は、第1のスイッチング装置を流
れる第1のコンデンサの放電電流の積分値が所定値にな
るように第1のスイッチング装置のオン期間を制御する
ものであることを特徴とする請求項1ないし3のいずれ
か一記載の電源装置。 - 【請求項5】制御装置は、第1のスイッチング装置に流
れる第1のコンデンサの放電電流のピーク値が所定値に
なるように第1のスイッチング装置のオン期間を制御す
るものであることを特徴とする請求項1ないし3のいず
れか一記載の電源装置。 - 【請求項6】制御装置は、第1および第2のスイッチン
グ装置を略一定の周波数でオンオフするとともに、第1
のスイッチング装置に流れる第1のコンデンサの放電電
流の電流のピーク値が所定値になるように第1のスイッ
チング装置のオン期間を制御するものであることを特徴
とする請求項1ないし3のいずれか一記載の電源装置。 - 【請求項7】制御装置は、第2のスイッチング装置のオ
ン期間を略一定にするとともに、第1のスイッチング装
置に流れる第1のコンデンサの放電電流のピーク値が所
定値になるように第1のスイッチング装置のオン期間を
制御するものであることを特徴とする請求項1ないし3
のいずれか一記載の電源装置。 - 【請求項8】制御装置は、第2のスイッチング装置のオ
ン期間を脈流電圧に応じて変調するとともに、第1のス
イッチング装置に流れる第1のコンデンサの放電電流の
ピーク値が所定値になるように第1のスイッチング装置
のオン期間を制御するものであることを特徴とする請求
項1ないし5のいずれか一記載の電源装置。 - 【請求項9】制御装置は、第2のスイッチング装置に流
れる共振電流の初期値が所定値になるように第1のスイ
ッチング装置のオン期間を制御するものであることを特
徴とする請求項1ないし5のいずれか一記載の電源装
置。 - 【請求項10】制御装置は、第1および第2のスイッチ
ング装置両端間の電圧値に応じて、第1のスイッチング
装置のオン期間を決定する電流値の所定値を変化させる
ものであることを特徴とする請求項1ないし9のいずれ
か一記載の電源装置。 - 【請求項11】制御装置は、第2のスイッチング装置に
所定期間電流が流れた後にこのスイッチング装置をオフ
することを特徴とする請求項1ないし5のいずれか一記
載の電源装置。 - 【請求項12】制御装置は、共振電流のピーク部が第2
のスイッチング装置に流れた所定期間後にこのスイッチ
ング装置をオフすることを特徴とする請求項1ないし5
のいずれか一記載記載の電源装置。 - 【請求項13】制御装置は、整流装置の入出力電流の少
なくとも一方が所定期間流れた後に第2のスイッチング
装置をオフすることを特徴とする請求項1ないし5のい
ずれか一記載の電源装置。 - 【請求項14】制御装置は、第1のコンデンサの両端電
圧に相当する電圧値に応じて第2のスイッチング装置の
オン期間を制御するものであることを特徴とする請求項
1ないし5のいずれか一記載の電源装置。 - 【請求項15】制御装置は、交流電圧値に応じて第2の
スイッチング装置のオン期間を制御するものであること
を特徴とする請求項1ないし5のいずれか一記載の電源
装置。 - 【請求項16】制御装置は、出力回路からの出力に応じ
て第2のスイッチング装置のオン期間を制御するもので
あることを特徴とする請求項1ないし5のいずれか一記
載の電源装置。 - 【請求項17】制御装置は、第1のスイッチング装置の
オン期間を所定範囲内に制限するものであることを特徴
とする請求項1ないし16のいずれか一記載の電源装置 - 【請求項18】制御装置は、第1および第2のスイッチ
ング装置をオンオフするための高周波信号を出力する発
振手段と、少なくとも第1のスイッチング装置のオン期
間を変化可能な制御手段とを具備していることを特徴と
する請求項1ないし17のいずれか一記載の電源装置。 - 【請求項19】制御装置がICを主体として構成されて
いることを特徴とする請求項1ないし18のいずれか一
記載の電源装置。 - 【請求項20】請求項1ないし19のいずれか一記載の
電源装置と;電源装置の出力により付勢される放電灯
と;を具備していることを特徴とする放電灯点灯装置。 - 【請求項21】照明装置本体と;請求項20記載の放電
灯点灯装置と;を具備していることを特徴とする照明装
置。
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JP4112095 | 1995-02-28 | ||
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JPH08298778A JPH08298778A (ja) | 1996-11-12 |
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Family Applications (1)
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JP25434495A Expired - Fee Related JP3487387B2 (ja) | 1995-02-28 | 1995-09-29 | 電源装置、放電灯点灯装置および照明装置 |
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-
1995
- 1995-09-29 JP JP25434495A patent/JP3487387B2/ja not_active Expired - Fee Related
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---|---|
JPH08298778A (ja) | 1996-11-12 |
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