JP2000217366A

JP2000217366A - 電源装置

Info

Publication number: JP2000217366A
Application number: JP11017665A
Authority: JP
Inventors: Katsunobu Hamamoto; 勝信濱本; Masanori Mishima; 正徳三嶋
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1999-01-26
Filing date: 1999-01-26
Publication date: 2000-08-04

Abstract

(57)【要約】【課題】電源装置の交流電源からの入力電流の高調波を
低減し、軽負荷時における直流電源回路の電圧昇圧のレ
ベルが低い回路を部品点数の少ない回路構成で実現す
る。【解決手段】交流電源１を整流して直流電圧に変換する
整流器２と、上記整流器２の出力端のいずれか一端に接
続される直流電源回路３と、直流電源回路３に並列に接
続されるインバータ回路４と、インバータ回路４のスイ
ッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点に一端を接続され、他
端を整流器２の出力端の他端に接続された第１の共振回
路６と、第１の共振回路６の他端と直流電源回路３の他
端との間に接続される第２の共振回路７と、第１の共振
回路６のコンデンサの両端に並列に接続される、負荷５
と第３の共振回路８との直列回路と、インバータ回路４
の発振周波数を制御する制御手段とを備える電源装置。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明はスイッチング素子を
用いた電源装置に関するものであり、例えば放電灯を点
灯させるための電子バラストに適するものである。

【０００２】（従来例１）図１２は従来例１（特願平９
−８８５２６号）の回路図である。この回路は、交流電
源１の交流電源電圧Ｖｓを整流する整流器（ダイオード
ブリッジ）２と、平滑用の第１のコンデンサＣ１と、こ
のコンデンサＣ１と並列に接続されるとともに高周波で
交互にオン・オフされるバイポーラトランジスタから成
る第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回
路と、第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２とそ
れぞれ逆並列に接続される第１及び第２のダイオードＤ
１，Ｄ２と、第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ
２の接続点と整流器２の高電位側の直流出力端との間に
１次巻線が接続されるトランスＴ１と、トランスＴ１の
２次巻線に接続される負荷回路と、トランスＴ１の１次
巻線と整流器２の高電位側の直流出力端の接続点に一端
が接続されるとともに他端がコンデンサＣ１の低電位側
の端子に接続される第２のコンデンサＣ２とを備え、整
流器２の低電位側の直流出力端がコンデンサＣ１の低電
位側に接続されて構成される。ここで、整流器２の直流
出力端間に接続されるコンデンサＣ２は比較的に容量の
小さいものであって、トランスＴ１の１次巻線と共振回
路を形成する。負荷回路３は、負荷である放電灯Ｌａの
フィラメントにトランスＴ１の２次巻線と共振用のコン
デンサＣ３とが接続されて構成され、トランスＴ１の漏
れインダクタンスとコンデンサＣ３とで共振回路が形成
される。コンデンサＣ１と並列に接続された第１及び第
２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は図示しない駆動回路
により駆動されて交互にオン・オフされる。

【０００３】次に、従来例１の動作について説明する
が、まず、第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２
がオン・オフされる１周期の動作について図１３〜図１
８を参照して説明する。図１３は第１のスイッチング素
子Ｑ１がオン、第２のスイッチング素子Ｑ２がオフの場
合（図１８における区間ａ）に各部を流れる電流の様子
を示し、コンデンサＣ１の放電によってコンデンサＣ１
→第１のスイッチング素子Ｑ１→トランスＴ１の１次巻
線→コンデンサＣ２→コンデンサＣ１の経路で電流が流
れる。このとき、コンデンサＣ２の両端電圧Ｖｃ２は、
図１８に示すようにトランスＴ１の漏れインダクタンス
との共振により上昇する。第１のスイッチング素子Ｑ１
がオフすると、図１４に示すようにトランスＴ１の１次
巻線に蓄積されたエネルギが放出され、トランスＴ１→
コンデンサＣ２→第２のダイオードＤ２→トランスＴ１
の経路で電流が流れ続け、コンデンサＣ２の両端電圧Ｖ
ｃ２がさらに上昇する（図１８における区間ｂ）。

【０００４】続いて第２のスイッチング素子Ｑ２がオン
すると、図１５に示すようにトランスＴ１の漏れインダ
クタンスとコンデンサＣ２，Ｃ３との共振作用により、
コンデンサＣ２→トランスＴ１→第２のスイッチング素
子Ｑ２→コンデンサＣ２の経路で共振電流が流れる。こ
のとき、コンデンサＣ２の両端電圧Ｖｃ２が下降し始め
（図１８における区間ｃ）、この両端電圧Ｖｃ２が整流
器２の直流出力電圧よりも低くなると、図１６に示すよ
うに交流電源１から入力電流が引き込まれて、交流電源
１→整流器２→トランスＴ１→第２のスイッチング素子
Ｑ２→整流器２→交流電源１の経路で入力電流Ｉｉｎが
流れる（図１８における区間ｄ）。そして、第２のスイ
ッチング素子Ｑ２がオフしても、図１７に示すように交
流電源１→整流器２→トランスＴ１→第１のダイオード
Ｄ１→コンデンサＣ１→整流器２→交流電源１の経路で
電流が流れ続け（図１８における区間ｅ）、入力電流Ｉ
ｉｎがゼロになると図１３の状態に戻る。

【０００５】図１９は交流電源１の電源電圧Ｖｓの１周
期にわたる動作波形図を示しており、（ａ）はコンデン
サＣ２の両端電圧Ｖｃ２の波形、（ｂ）はトランスＴ１
の１次巻線に流れる電流Ｉ_T1の波形、（ｃ）は交流電源
１からの入力電流Ｉｉｎの波形、（ｄ）は負荷回路の放
電灯５に流れるランプ電流Ｉ_Laの波形、（ｅ）は整流器
２の前段に高周波をカットするフィルタ回路を設けた場
合における入力電流Ｉｉｎの波形をそれぞれ示してい
る。図１９（ｂ）に示すように、トランスＴ１の１次巻
線に流れる電流Ｉ_T1はトランスＴ１の作用によって直流
成分が取り除かれ、２次巻線に接続された放電灯５には
高周波の交流電流が供給される。これにより、負荷回路
の放電灯５を高周波の交流で点灯させることができる。
なお、上記のようにフィルタ回路によってフィルタリン
グすることにより、交流電源１からの入力電流Ｉｉｎの
波形が図１９（ｅ）に示すような略正弦波状の波形とな
り、入力電流Ｉｉｎの高調波成分を抑制して入力力率を
向上させることができる。すなわち、コンデンサＣ２の
容量を適当な値に設定することにより、交流電源１の電
源電圧Ｖｓが略ゼロとなる近傍の区間においてもコンデ
ンサＣ２の両端電圧Ｖｃ２が略ゼロ〔Ｖ〕付近まで下が
り、交流電源１の電源電圧Ｖｓの周期の全域にわたって
入力電流Ｉｉｎを引き込むことが可能となる。

【０００６】上述のように従来例１によれば、比較的に
少ない部品点数で、入力電流の高調波成分が抑制できる
とともに入力力率の向上が可能な回路が構成でき、電源
装置の小型化並びに低コスト化を実現することができ
る。

【０００７】（従来例２）従来例１と同様に、比較的少
ない部品点数で、入力電流の高調波成分を抑制できる構
成として、次の構成もある。たとえば、特開平５−３８
１６１号公報には、図２０に示すように、交流電源１を
ダイオードブリッジのような整流回路２で整流した後
に、それぞれＭＯＳＦＥＴからなり交互にオン・オフさ
れる一対のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を備えたインバ
ータ回路ＩＮＶのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を高周波
でオン・オフさせることによって交流出力に変換し、こ
の交流出力を負荷５に与える構成の回路が記載され、イ
ンバータ回路ＩＮＶの動作によって入力電流歪を改善し
ている。ここで、平滑用コンデンサＣ１はインバータ回
路ＩＮＶを挟んで整流回路２とは反対側に設けられてい
る。インバータ回路ＩＮＶは、コンデンサＣ２と上記両
スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２との直列回路を整流回路２
の直流出力端間に接続し、整流回路２の直流出力端間に
コンデンサＣ５，Ｃ３とインダクタＬ１からなる共振回
路と低電位側のスイッチング素子Ｑ２との直列回路を接
続し、コンデンサＣ２にダイオードＤ３を並列接続し、
コンデンサＣ３に負荷５を並列接続する構成を有してい
る。また、平滑用コンデンサＣ１は両スイッチング素子
Ｑ１，Ｑ２の直列回路に並列接続されている。両スイッ
チング素子Ｑ１，Ｑ２は図示していない制御回路によっ
て高周波で交互にオン・オフされる。交流電源１と整流
回路２との間にはフィルタ回路ＦＬが挿入され、外部へ
の雑音の漏洩が抑制されている。

【０００８】図２０に示した回路構成では、整流回路２
からインバータ回路ＩＮＶに対して常時給電されている
から交流電源１からの入力電流に休止期間が生じないの
であって、平滑用コンデンサＣ１の後段にインバータ回
路ＩＮＶを設ける構成に比較して入力電流歪の発生が少
なくなる。

【０００９】図２１は図２０に示した回路の各部の電圧
波形であって、整流回路２の直流出力電圧をＶａｃ、平
滑用コンデンサＣ１の両端電圧をＶｃ１、コンデンサＣ
２の両端電圧をＶｃ２として示してある。ここで、平滑
用コンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃ１が整流回路２の直流
出力電圧Ｖａｃのピーク電圧よりも高いのは、スイッチ
ング素子Ｑ１，Ｑ２、インダクタＬ１により昇圧チョッ
パ回路が構成されているからである。整流回路２の直流
出力電圧Ｖａｃは脈流電圧波形となり、平滑用コンデン
サＣ１の両端電圧Ｖｃ１は略一定な電圧波形になる。ま
た、コンデンサＣ２はスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオ
ン・オフによって充放電を繰り返しているから、コンデ
ンサＣ２の両端電圧Ｖｃ２は高周波の振動波形になり、
その振幅は平滑用コンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃ１と整
流回路２の直流出力電圧Ｖａｃとの差になる。つまり、
コンデンサＣ２の両端電圧Ｖｃ２の振幅は、整流回路２
の直流出力電圧Ｖａｃの谷部（０Ｖ付近）で大きくな
り、山部（ピーク値付近）では小さくなる。そこで、整
流回路２の直流出力電圧Ｖａｃの谷部と山部との動作を
分けて説明する。

【００１０】まず、直流出力電圧Ｖａｃの谷部において
は、コンデンサＣ２の両端電圧Ｖｃ２が大きく、コンデ
ンサＣ２が有効に機能しているから、図２２（ａ）に示
すような共振回路系が形成されることになる。ただし、
電源Ｅは平滑用コンデンサＣ１とコンデンサＣ５との両
端電圧により得られているものとする。この場合の共振
周波数ｆｄは次式のようになる。ｆｄ＝１／２π｛Ｌ１・Ｃ２・Ｃ３／（Ｃ２＋Ｃ３）｝
^1/2

【００１１】また、直流出力電圧Ｖａｃの山部において
は、コンデンサＣ２の両端電圧はほとんど無視できるか
ら、図２２（ｂ）のような共振回路系が形成され、この
ときの共振周波数ｆｃは次式のようになる。ｆｃ＝１／２π（Ｌ１・Ｃ３）^1/2

【００１２】すなわち、図２０に示した回路では、整流
回路２の直流出力電圧の変動に応じて上記共振周波数ｆ
ｄ，ｆｃの範囲で共振周波数が変化することがわかる。
また、谷部ではコンデンサＣ２，Ｃ３の直列回路が直列
共振回路の一部を構成するから、山部での直列共振回路
を構成するコンデンサＣ３よりも容量が小さく、ｆｄ＞
ｆｃであることがわかる。

【００１３】ここで、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のス
イッチング周波数は共振周波数ｆｃ，ｆｄよりも高い一
定値に設定してあり、谷部ではスイッチング周波数に近
付くから負荷５への供給電流が山部よりも大きくなる。
つまり、負荷５への供給電流は、図２３のように、整流
回路２の直流出力電圧の変動に応じて谷部で大きく、山
部で小さくなるように変動することになる。図２３では
負荷５への供給電流を交流電源１の電圧Ｖｉｎとの関係
で示してある。

【００１４】以上の説明から明らかなように、上記回路
構成では入力電流歪は改善されるものの負荷５への供給
電流に変動があり、たとえば負荷５として放電灯を用い
る場合には、光出力が変動してちらつきを生じることに
なる。そこで、整流回路２の直流出力電圧の変動に応じ
てスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周波数を
変化させることで負荷５への供給電流を略一定に保つこ
とも考えられるが、回路構成が複雑になり、高コストに
なるという問題が生じる。

【００１５】（従来例３）従来例２とほぼ同様な構成で
あり、従来例２の問題点を解決する例として、次の例が
提案されている（特願平６−２９１７５１号）。この例
は、図２４に示すように、交流電源１をダイオードブリ
ッジのような整流回路２で全波整流し、整流回路２の直
流出力電圧をインバータ回路ＩＮＶにより高周波交流出
力に変換して負荷５に供給する構成であって、インバー
タ回路ＩＮＶの後段側に谷埋回路３を設けた構成を有し
ている。すなわち、図２０に示した従来例２における平
滑用コンデンサＣ１を谷埋回路３に置き換え、かつコン
デンサＣ２とダイオードＤ３とに代えて適当なインピー
ダンス要素Ｚ（コンデンサ、インダクタ、抵抗のいずれ
でも、またそれらの組み合わせでもよい）を設けた構成
になっている。

【００１６】さらに具体的に説明すると、インバータ回
路ＩＮＶは、一対のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列
回路をインピーダンス要素Ｚを介して整流回路２の直流
出力端間に接続し、整流回路２の直流出力端間に、コン
デンサＣ５，Ｃ３とインダクタＬ１とからなる直列共振
回路と低電位側のスイッチング素子Ｑ２との直列回路を
接続し、コンデンサＣ３に負荷５を並列接続する構成を
有する。また、谷埋回路３は、ダイオードＤ５のアノー
ド側にインダクタＬ２を介して谷埋コンデンサ（以下、
単にコンデンサという）Ｃ１を直列接続し、ダイオード
Ｄ５とインダクタＬ２とコンデンサＣ１との直列回路に
別のコンデンサＣ０を並列接続し、ダイオードＤ５とイ
ンダクタＬ２との接続点に別のダイオードＤ４のカソー
ドを接続した構成を有する。ダイオードＤ５とインダク
タＬ２とコンデンサＣ１との直列回路はインバータ回路
ＩＮＶの両スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路に並
列接続され、ダイオードＤ４のアノードはインバータ回
路ＩＮＶにおける両スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続
点に接続される。コンデンサＣ１は電解コンデンサであ
って、コンデンサＣ０に比較して十分に大きな容量を有
している。各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２にはＭＯＳＦ
ＥＴを用いることを想定しているが、ダイオードを逆並
列に接続したバイポーラトランジスタなどを用いること
も可能である。

【００１７】両スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は図示して
いない適宜の制御回路によって高周波で交互にオン・オ
フされる。したがって、スイッチング素子Ｑ２のオン時
には整流回路２ないし谷埋回路３からコンデンサＣ５→
負荷５およびコンデンサＣ３→インダクタＬ１→スイッ
チング素子Ｑ２の経路で共振電流が流れ、またスイッチ
ング素子Ｑ１のオン時にはコンデンサＣ５の電荷が放出
されてスイッチング素子Ｑ１→インダクタＬ１→負荷５
およびコンデンサＣ３→コンデンサＣ５の経路で共振電
流が流れる。ここに、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２とイ
ンダクタＬ１と谷埋回路３とにより昇圧チョッパ回路が
構成されており、スイッチング素子Ｑ２のオン時にイン
ダクタＬ１に蓄積されたエネルギは、スイッチング素子
Ｑ２のオフに伴ってダイオードＤ４を通してコンデンサ
Ｃ１を充電する。また、スイッチング素子Ｑ１のオン時
には、ダイオードＤ４、インダクタＬ２を介してコンデ
ンサＣ１が充電され、スイッチング素子Ｑ１のオフに伴
ってスイッチング素子Ｑ２の寄生ダイオードとダイオー
ドＤ４とを通してインダクタＬ２の蓄積エネルギが放出
されて、コンデンサＣ１を充電する。つまり、スイッチ
ング素子Ｑ１，Ｑ２が交互にオン・オフするとコンデン
サＣ１が充電されるのである。

【００１８】従来の技術として図２１を用いて説明した
ように、谷埋回路３の両端電圧がほぼ一定であるとすれ
ば、交流電源１の電圧波形が図２５（ａ）のようである
ときに、インバータ回路ＩＮＶから負荷５に供給される
電流は図２５（ｂ）のように整流回路２の直流出力電圧
の谷部で大きく山部で小さくなるように変化する。一
方、谷埋回路３の両端電圧は、図２６（ｂ）に示したよ
うに、整流回路２の直流出力の山部で高く谷部で低くな
るから、谷埋回路３のみをインバータ回路ＩＮＶの電源
に用いたとすると、インバータ回路ＩＮＶから負荷５へ
の供給電流は図２５（ｃ）のように、整流回路２の直流
出力電圧の山部で大きく谷部で小さくなるように変化す
る。しかして、図２４の回路構成では、インバータ回路
ＩＮＶから負荷５への供給電流は、図２５（ｂ），
（ｃ）の電流波形を合成した図２５（ｄ）のような形に
なる。つまり、谷埋回路３を用いたことによって、図２
５（ｂ）における電流波形のピーク値を引き下げること
ができ、結果的に、インバータ回路ＩＮＶから負荷５へ
の供給電流の電流波形は、整流回路２の直流出力電圧の
山部と谷部とにピークを持つような形になって、従来構
成よりも電流の変動が少なくなるのである。しかも、変
動周期は交流電源１の電圧の変動周期の４分の１程度に
なるから、負荷５として放電灯を用いる場合には供給電
流の変動幅が少ないことと、変動周期が短くなることと
の両方の効果によって、ちらつきを低減することができ
る。また、入力電流については、インバータ回路ＩＮＶ
に常時給電しているから休止期間が生じないのであっ
て、入力電流歪を改善することができる。

【００１９】

【発明が解決しようとする課題】従来例１では、トラン
スＴ１の一次巻線のインダクタンスによって昇圧チョッ
パ動作を行うものであるが、軽負荷時（例えば負荷が放
電灯の場合、放電灯の先行予熱時や始動時等）には、交
流電源からの入力電力と負荷での消費電力とのバランス
が崩れ、入力電力が過剰になると、平滑用のコンデンサ
の両端電圧Ｖｄｃが昇圧し、非常に高いレベルとなる。
さらに、負荷である放電灯を始動させるには、定格点灯
状態の２〜３倍以上の電圧を発生する必要がある。放電
灯を始動するための高電圧を発生するには、放電灯に並
列に接続され共振作用を行うコンデンサＣ３に大きな電
流を流す必要がある。よってトランスＴ１の一次巻線と
共振回路系を形成するインピーダンス要素（コンデンサ
Ｃ２）にも過大な電流が流れるため、このインピーダン
ス要素の両端電圧が高くなり、直流電源回路の電圧も非
常に高くなる。

【００２０】以上の理由から、平滑用のコンデンサＣ１
の耐圧、及び平滑用のコンデンサＣ１に並列に接続され
るスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２等の耐圧も、上記の昇圧
で問題ないように高耐圧のものを選定し、または低耐圧
のものを複数個直列に接続する必要がある。

【００２１】従来例１の課題を解決する一例として、特
願平９−７３０１０号に示す電源回路が提案されてい
る。この電源回路では、比較的大型の部品、及びスイッ
チング素子が追加されており、スイッチング素子の制御
手段の追加が必要とされるため、回路構成が複雑化し大
型で高価なものになる欠点がある。

【００２２】図２０、図２４の構成でも同様な問題があ
る。前記のように、負荷が放電灯の場合、放電灯を始動
させるには、定格点灯状態の２〜３倍以上の電圧を発生
する必要がある。同様な理由で、整流器２の一端と平滑
用コンデンサＣ１で構成される直流電源回路との間に接
続されるインピーダンス要素Ｚ（インダクタ、コンデン
サ、抵抗、またはそれらの組み合わせ）にも過大な電流
が流れる。このインピーダンス要素Ｚの両端電圧が高く
なり、直流電源回路の電圧も非常に高くなる。よって本
例においても、平滑用のコンデンサＣ１の耐圧、直流電
源回路に接続されるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２等の耐
圧も高耐圧のものになる。従来例２，３の問題点を解決
する手段として、特願平６−１６６９９５号、特願平７
−２２４０５８号などが提案されているが、いずれも複
数の大型部品の追加、制御回路の複雑化となり、大型で
高価なものとなる。

【００２３】本発明は上述のような点に鑑みてなされた
ものであり、その目的とするところは、入力電流の高調
波を低減し、軽負荷時における直流電源回路の電圧昇圧
のレベルが低い回路を、部品点数の少ない回路構成で実
現できる電源装置を提供することにある。

【００２４】

【課題を解決するための手段】図１に本発明の基本構成
１を示す。この電源装置は、交流電源１の交流電源電圧
Ｖｓを整流する整流器２と、平滑用のコンデンサを含む
直流電源回路３と、この直流電源回路３に並列に接続さ
れ、高周波で交互にオン・オフするスイッチング素子Ｑ
１，Ｑ２の直列回路と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に
それぞれ逆並列に接続されるダイオードＤ１，Ｄ２で構
成されるインバータ回路４と、インバータ回路４のスイ
ッチング素子Ｑ１，Ｑ２を駆動し、かつインバータ回路
４の発振周波数を制御できる発振制御部（図示省略）
と、インバータ回路４の出力段に一端を接続されるとと
もに、少なくとも一つのインダクタ、コンデンサで構成
される第１の共振回路６と、第１の共振回路６の他端に
接続されるとともに、第１の共振回路６の共振作用に影
響を与えるインピーダンス要素（第２の共振回路７）と
で共振回路系を形成し、さらに、本発明では、第１の共
振回路６のコンデンサに並列に、第３の共振回路８（イ
ンダクタ、コンデンサ、またはそれらの組み合わせ）と
負荷の直列回路が接続されている。例えば、負荷が放電
灯５の場合、電源投入直後の放電灯の先行予熱時、始動
時において、軽負荷状態であり、また、放電灯始動のた
めの高電圧を発生する必要があるため、平滑用のコンデ
ンサを含む直流電源回路３の両端電圧は高くなりやすい
傾向がある。第１の共振回路６及び第２の共振回路７に
接続される第３の共振回路８は、正常負荷時（負荷に電
流が流れている場合）、第１の共振回路６及び第２の共
振回路７の共振作用に影響を与える。軽負荷時（放電灯
の先行予熱時、始動時）には負荷電流は０であり、共振
作用に全く寄与しない。このため、スイッチング素子等
の切替手段、複雑な制御回路等を必要とせず、簡単な構
成で直流電源回路３の両端電圧は比較的低電圧に抑える
ことができ、使用部品のストレスを低減することができ
る。

【００２５】図１の構成において、基本動作は従来例と
ほぼ同様である。スイッチング素子Ｑ１がオン、スイッ
チング素子Ｑ２がオフのとき、直流電源回路３→スイッ
チング素子Ｑ１→第１の共振回路６→第２の共振回路７
→直流電源回路３の経路で電流が流れる。このとき、第
２の共振回路７の両端電圧は共振作用により上昇する。

【００２６】スイッチング素子Ｑ１がオフ、スイッチン
グ素子Ｑ２がオンのときは、第２の共振回路７→第１の
共振回路６→スイッチング素子Ｑ２→第２の共振回路７
の経路で電流が流れ、このとき、第２の共振回路７の両
端電圧は下降する。一方、整流器２の出力端電圧は上昇
する。よって、第２の共振回路７の両端電圧は、従来例
の図１９（ａ）、または図２１のＶｃ２で示すような波
形となる。

【００２７】整流器２の出力端電圧を、直流電源回路３
の電圧と上記第２の共振回路７の両端電圧との差とする
と、第２の共振回路７の両端電圧が上昇することによ
り、整流器２の出力端電圧は下降する。整流器２の出力
端電圧が、交流電源１の整流直流出力より低くなると、
交流電源１から入力電流が引き込まれる。このとき、ス
イッチング素子Ｑ１がオンのときは、交流電源１→整流
器２→スイッチング素子Ｑ１→第１の共振回路６→整流
器２→交流電源１の経路で電流が流れる。スイッチング
素子Ｑ１がオフのときは、交流電源１→整流器２→直流
電源回路３→ダイオードＤ２→第１の共振回路６→整流
器２→交流電源１の経路で電流が流れ続け、交流電源１
から入力電流が引き込まれ続ける。

【００２８】図２に本発明の基本構成２を示す。第２の
共振回路７が整流器２の出力端に接続される点が基本構
成１と異なる。この図２の構成においても同様に、スイ
ッチング素子Ｑ１がオフ、スイッチング素子Ｑ２がオン
のときは、直流電源回路３→第２の共振回路７→第１の
共振回路６→スイッチング素子Ｑ２→直流電源回路３の
経路で電流が流れ、このとき、第２の共振回路７の両端
電圧は上昇する。スイッチング素子Ｑ１がオン、スイッ
チング素子Ｑ２がオフのときは、第２の共振回路７→ス
イッチング素子Ｑ１→第１の共振回路６→第２の共振回
路７の経路で電流が流れる。このとき、第２の共振回路
７の両端電圧は下降し、交流電源１の整流直流出力より
低くなると、交流電源１→整流器２→スイッチング素子
Ｑ１→第１の共振回路６→整流器２→交流電源１の経路
で電流が流れ、交流電源１から入力電流が引き込まれ
る。

【００２９】図３に本発明の基本構成３を示す。整流器
２の構成と接続箇所が基本構成１と異なる。この図３の
構成においても同様に、スイッチング素子Ｑ１がオン、
スイッチング素子Ｑ２がオフのとき、直流電源回路３→
スイッチング素子Ｑ１→第１の共振回路６→第２の共振
回路７→直流電源回路３の経路で電流が流れ、このと
き、第２の共振回路７の両端電圧は上昇する。同時に、
交流電源１→整流器２→スイッチング素子Ｑ１→第１の
共振回路６→交流電源１の経路でも電流が流れ、交流電
源１から入力電流が引き込まれる。次に、スイッチング
素子Ｑ１がオフ、スイッチング素子Ｑ２がオンのとき
は、第２の共振回路７→第１の共振回路６→スイッチン
グ素子Ｑ２→第２の共振回路７の経路で電流が流れ、こ
のとき、第２の共振回路７の両端電圧は下降する。よっ
て、従来例と同様、入力電流の高調波は低減され、入力
電流波形は歪みの少ない波形となる。次に、より具体的
な構成で説明する。

【００３０】

【発明の実施の形態】（実施例１）図４に実施例１の回
路構成を示す。本実施例は図１の基本構成をより具体化
したものである。本例では、直流電源回路３をコンデン
サＣ１で構成し、第１の共振回路６を、インダクタＬ
１、Ｌ２、コンデンサＣ３で構成し、第２の共振回路７
をコンデンサＣ２で構成し、第３の共振回路８をコンデ
ンサＣ４で構成している。基本動作は、図１と同じであ
る。また、インダクタＬ１のインダクタンスと、スイッ
チング素子Ｑ１のオン・オフによって、昇圧チョッパ動
作を行う。

【００３１】以下、第３の共振回路８の作用について説
明する。負荷である放電灯５が点灯している場合、第１
の共振回路６及び第３の共振回路８は図５（ａ）に示す
ようになる。このとき、第３の共振回路８は第１の共振
回路６の作用に影響を与える。また、負荷である放電灯
５が点灯していない場合、つまり先行予熱時、始動時等
において、放電灯５の等価インピーダンスは無限大と考
えてよく、第３の共振回路８には電流が流れないため、
第１の共振回路６の作用に影響を与えることがない。こ
のとき、第１の共振回路６及び第３の共振回路８は、図
５（ｂ）に示すようになる。

【００３２】より具体的な例として、ツイントリプル３
２Ｗのランプ特性で説明する。ただし、ここでは説明の
ため、第２の共振回路７の影響を考慮しない。ツイント
リプル３２Ｗの定格点灯時の特性は、１００Ｖ、０．３
２Ａであり、その等価抵抗値は約３１０Ωとなる。ま
ず、第３の共振回路８が無い場合、約５０ｋＨｚの発振
周波数で上記のランプ特性付近（ランプ電流３００ｍ
Ａ）とするための共振回路定数の一例として、

【００３３】定数１：インダクタＬ２＝１３ｍＨ、コン
デンサＣ３＝３．３ｎＦ定数２：インダクタＬ２＝１２ｍＨ、コンデンサＣ３＝
１．５ｎＦが挙げられる。定数１では、点灯時の共振電流は約３３
０ｍＡ、始動時に所定の電圧Ｖ１を放電灯５に印加する
ための共振電流は約８９０ｍＡ（８８ｋＨｚ）となる。
定数２では、点灯時の共振電流は約３１０ｍＡ、始動時
に所定の電圧Ｖ１を放電灯５に印加するための共振電流
は約６３０ｍＡ（１３５ｋＨｚ）となる。

【００３４】ここで、第２の共振回路７であるコンデン
サＣ２の電圧振幅ＶＣ２は、共振電流×（１／２πｆ
Ｃ）に比例するため、定数２の方が放電灯始動時におけ
るコンデンサＣ２の電圧振幅Ｖｃ２が小さくなり、よっ
て、直流電源回路３の両端電圧は昇圧しにくいが、始動
時の周波数がかなり高くなるため、負荷への線長、負荷
線の浮遊容量などの悪影響より、十分な始動電圧を得る
ことができない場合もある。

【００３５】次に第３の共振回路８が有る場合の共振回
路定数の一例として、定数３：インダクタＬ２＝２．０ｍＨ、コンデンサＣ３
＝１．２ｎＦ、コンデンサＣ４＝１０ｎＦが挙げられる。定数３では、点灯時の共振電流は約３４
０ｍＡ、始動時に所定の電圧Ｖ１を放電灯５に印加する
ための共振電流は約４４０ｍＡ（１１７ｋＨｚ）とな
る。

【００３６】始動時共振電流／ｆは、定数１で１０．１
μ、定数２で４．６７μ、定数３で３．７６μとなるた
め、定数３の放電灯始動時におけるコンデンサＣ２の電
圧振幅Ｖｃ２が最も小さくなり、よって、直流電源回路
３の両端電圧も最も昇圧しにくいことになる。また、始
動時の周波数は定数２に対して低く、改善される傾向に
ある。

【００３７】発振制御部９は、スイッチング素子Ｑ１、
Ｑ２を交互にオン・オフする駆動信号を出力しており、
その駆動信号の発振周波数を可変とする機能を有してい
る。交流電源１を投入した後、放電灯５が点灯しないよ
うに、コンデンサＣ３の電圧が低くなる期間を設け、そ
の後の所定の時間、放電灯５が点灯するように、コンデ
ンサＣ３の電圧が高くなるように出力制御できれば、ど
のような構成でも良い。また、負荷である放電灯５は２
灯以上でも良く、バランサを用いて並列点灯する構成で
あっても良い。

【００３８】以上のように、第３の共振回路８の作用に
よって、点灯時の共振電流と始動時の共振電流との差は
小さくなるため、直流電源回路３の両端電圧も昇圧しに
くく、より耐圧の低い部品を使用でき、装置の小型化及
び低コスト化を実現できる。

【００３９】（実施例２）図６に実施例２の回路構成を
示す。本実施例は図２の基本構成をより具体化したもの
である。実施例１との違いは、第１の共振回路６をトラ
ンスＴ１とコンデンサＣ３で構成した点、第２の共振回
路７を整流器２の出力端に並列に接続した点である。ト
ランスＴ１はリーケージインダクタンスを持ち、このイ
ンダクタンスが実施例１のインダクタＬ２と同様な作用
をする。また、トランスＴ１の一次巻線のインダクタン
スは実施例１のインダクタＬ１と同様な作用をする。基
本動作は、図２と同じである。また、トランスＴ１の一
次巻線のインダクタンスとスイッチング素子Ｑ１のオン
・オフにより昇圧チョッパ動作を行う。本実施例におい
ても、実施例１と同様な効果が得られる。さらにトラン
スＴ１をリーケージ構造とすることにより、部品点数は
さらに少なくなる。

【００４０】（実施例３）図７に実施例３の回路構成を
示す。上述の実施例１，２では、インダクタＬ１のイン
ダクタンス（またはトランスＴ１の一次巻線インダクタ
ンス）とスイッチング素子Ｑ１のオン・オフにより昇圧
チョッパ動作をしているため、スイッチング素子Ｑ１の
駆動信号のオン・デューティを５０％、交流電源１の実
効値を１００Ｖとすると、直流電源回路３の電圧は約２
８０Ｖとなる。一方、本実施例では、スイッチング素子
Ｑ１、Ｑ２の接続点と整流器２の一端との間に、共振作
用をするインダクタＬ２、コンデンサＣ３、直流カット
用のコンデンサＣ５が直列に接続されている。また、第
２の共振回路７はコンデンサＣ２、ダイオードＤ３が並
列に接続されて構成されている。本例においては昇圧チ
ョッパ動作が無く、よって直流電源回路３の電圧は交流
電源１の最大値にほぼ等しい。基本動作は、従来例２と
ほぼ同様な動作であるため説明を省略する。

【００４１】本実施例は、実施例１，２に対し、部品点
数は若干増加するが、実施例１と同様に負荷である放電
灯の始動時における直流電源回路３の昇圧を抑える効果
を持つとともに、実施例１，２に対し、スイッチング素
子及び平滑用コンデンサの耐圧をさらに低減できる。

【００４２】（実施例４）図８に実施例４の回路構成を
示す。本例と実施例３との違いは、第１の共振回路６
を、リーケージトランスＴ１、及びこれと共振するコン
デンサＣ３、並びに直流カット用コンデンサＣ５で構成
した点と、直流電源回路３を、コンデンサＣ１、インダ
クタＬ１、ダイオードＤ４、Ｄ５で構成した点である。
トランスＴ１はリーケージインダクタンスを持ち、この
インダクタンスが実施例３のインダクタＬ２と同様な作
用をする。また、直流電源回路３はスイッチング素子Ｑ
２のオン・オフにより降圧チョッパ動作を行う。

【００４３】本実施例の基本動作は、実施例３と同じで
あるが、直流電源回路３の動作がこれまでの実施例と異
なるので、説明する。まず、交流電源１の整流出力電圧
の瞬時値が平滑用コンデンサＣ１の両端電圧より高い場
合には、スイッチング素子Ｑ２のオン時に、交流電源１
→整流器２→コンデンサＣ１→インダクタＬ１→ダイオ
ードＤ４→スイッチング素子Ｑ２→ダイオードＤ３→整
流器２→交流電源１の経路で電流が流れ、スイッチング
素子Ｑ１のオン時に、交流電源１→整流器２→スイッチ
ング素子Ｑ１→トランスＴ１の一次巻線→コンデンサＣ
５→ダイオードＤ３→交流電源１の経路で電流が流れ、
入力電流が引き込まれる。また、交流電源１の整流出力
電圧の瞬時値が平滑用コンデンサＣ１の両端電圧より低
い場合には、平滑用コンデンサＣ１は、ダイオードＤ５
を介してエネルギーを放出する。すなわち、スイッチン
グ素子Ｑ１のオン時に、平滑コンデンサＣ１→スイッチ
ング素子Ｑ１→トランスＴ１の一次巻線→コンデンサＣ
５→コンデンサＣ２→ダイオードＤ５→平滑コンデンサ
Ｃ１の経路で電流が流れる。このときコンデンサＣ２の
電圧は上昇する。よって図４で説明したように、交流電
源１から入力電流が引き込まれる。

【００４４】本例においても実施例３と同様な効果があ
り、さらにトランスＴ１をリーケージ構造とすることに
より、部品点数はさらに少なくなる。また、放電灯に流
れる電流は従来例の図２６（ｂ）のようになり、ちらつ
きを低減できる効果もある。

【００４５】（実施例５）図９に実施例５の回路構成を
示す。本実施例は図３の基本構成をより具体化したもの
である。直流電源回路３は実施例１〜３と同じ構成であ
り、第１の共振回路６、第２の共振回路７、第３の共振
回路８は実施例１と同じ構成である。基本動作について
は、図３で簡単に説明したが、さらに詳しく説明する。

【００４６】まず、交流電源１が正極性（図中の矢印方
向）の場合、スイッチング素子Ｑ１がオン、スイッチン
グ素子Ｑ２がオフのとき、交流電源１→整流器２→スイ
ッチング素子Ｑ１→インダクタＬ１→交流電源１の経路
と、直流電源回路３→スイッチング素子Ｑ１→インダク
タＬ１→コンデンサＣ２→直流電源回路３の経路で電流
が流れる。スイッチング素子Ｑ１がオフ、スイッチング
素子Ｑ２がオンのときは、コンデンサＣ２→インダクタ
Ｌ１→スイッチング素子Ｑ２→コンデンサＣ２の経路で
電流が流れ、コンデンサＣ２の電荷が放電される。すな
わち、スイッチング素子Ｑ１がチョッパ動作のスイッチ
ング素子とインバータ動作のスイッチング素子を兼用し
ている。次に、交流電源１が負極性の場合、スイッチン
グ素子Ｑ１，Ｑ２の役割が入れ換わり、スイッチング素
子Ｑ２がチョッパ動作とインバータ動作を兼用すること
になる。

【００４７】本例においても実施例１と同様な効果があ
る。また、実施例１，２の構成ではチョッパ動作とイン
バータ動作を兼用するスイッチング素子は、交流電源１
の極性に関わらず常に同じであり、チョッパ動作とイン
バータ動作を兼用するスイッチング素子は大容量のもの
が必要とされたが、本例では、交流電源１の極性によ
り、チョッパ動作とインバータ動作を兼用するスイッチ
ング素子が交互に入れ替わるため、小容量のスイッチン
グ素子が使用できる。

【００４８】（実施例６）図１０に実施例６の回路構成
を示す。本例の構成は実施例１とほぼ同じであり、異な
る点は、発振制御部６に調光信号１０が入力され、その
信号に応じて発振周波数を可変とすることにより、負荷
である放電灯５を調光点灯する点である。本実施例の効
果は、実施例１と同じであり、さらに第３の共振回路８
の作用により、約３０％程度の調光を行う際に安定した
調光を行える利点も持つ。

【００４９】（実施例７）図１１は実施例７の回路図で
ある。以下、その回路構成について説明する。交流電源
Ｖｓは整流器ＤＢ（ダイオードブリッジ）の交流入力端
子に接続されている。整流器ＤＢの直流出力端子には、
高周波で交互にオン・オフされる第１及び第２のスイッ
チング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路が接続されている。各
スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２には第１及び第２のダイオ
ードＤ１，Ｄ２がそれぞれ逆並列に接続されている。整
流器ＤＢの直流出力端のプラス側端子には、平滑用のコ
ンデンサＣ１の一端が接続されており、平滑用のコンデ
ンサＣ１の他端は、コンデンサＣ２を介して整流器ＤＢ
の直流出力端のマイナス側端子に接続されている。スイ
ッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点と、コンデンサＣ１，
Ｃ２の接続点との間には、第１のトランスＴ１の１次巻
線が接続されている。トランスＴ１の２次巻線にはコン
デンサＣ３が並列的に接続されており、このコンデンサ
Ｃ３と並列に放電灯Ｌａ１とコンデンサＣ４の直列回路
が接続されている。整流器ＤＢの直流出力端のマイナス
側端子には、平滑用のコンデンサＣ５の一端が接続され
ており、平滑用のコンデンサＣ５の他端は、コンデンサ
Ｃ６を介して整流器ＤＢの直流出力端のプラス側端子に
接続されている。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点
と、コンデンサＣ５，Ｃ６の接続点との間には、第２の
トランスＴ２の１次巻線が接続されている。トランスＴ
２の２次巻線にはコンデンサＣ７が並列的に接続されて
おり、このコンデンサＣ７と並列に放電灯Ｌａ２とコン
デンサＣ８の直列回路が接続されている。

【００５０】以下、本実施例の回路動作について説明す
る。本回路は前述してきた回路を多灯用に展開した場合
の回路例である。まず最初に放電灯Ｌａ１の点灯回路の
動作について簡単に説明しておくと、スイッチング素子
Ｑ１がオン、スイッチング素子Ｑ２がオフのとき、コン
デンサＣ１→スイッチング素子Ｑ１→トランスＴ１→コ
ンデンサＣ１の経路で電流が流れ、スイッチング素子Ｑ
１がオフ、スイッチング素子Ｑ２がオンになった瞬間
に、トランスＴ１に蓄えられていたエネルギーにより、
トランスＴ１→コンデンサＣ２→ダイオードＤ２→トラ
ンスＴ１の経路で電流が流れ、やがて、コンデンサＣ２
→トランスＴ１→スイッチング素子Ｑ２→コンデンサＣ
２の経路で電流が流れるようになる。コンデンサＣ２の
電荷が無くなると、交流電源Ｖｓ→整流器ＤＢ→コンデ
ンサＣ１→トランスＴ１→スイッチング素子Ｑ２→整流
器ＤＢ→交流電源Ｖｓの経路で電流が流れ、スイッチン
グ素子Ｑ１がオン、スイッチング素子Ｑ２がオフになる
と、トランスＴ１→ダイオードＤ１→コンデンサＣ１→
トランスＴ１の経路で電流が流れ、やがて最初に述べた
状態へと移行する。

【００５１】また、放電灯Ｌａ２の点灯回路の動作につ
いては、スイッチング素子Ｑ１がオフ、スイッチング素
子Ｑ２がオンのとき、コンデンサＣ５→トランスＴ２→
スイッチング素子Ｑ２→コンデンサＣ５の経路で電流が
流れ、スイッチング素子Ｑ１がオン、スイッチング素子
Ｑ２がオフになった瞬間に、トランスＴ２に蓄えられて
いたエネルギーにより、トランスＴ２→ダイオードＤ１
→コンデンサＣ６→トランスＴ２の経路で電流が流れ、
やがて、コンデンサＣ６→スイッチング素子Ｑ１→トラ
ンスＴ２→コンデンサＣ６の経路で電流が流れるように
なる。コンデンサＣ６の電荷が無くなると、交流電源Ｖ
ｓ→整流器ＤＢ→スイッチング素子Ｑ１→トランスＴ２
→コンデンサＣ５→整流器ＤＢ→交流電源Ｖｓの経路で
電流が流れ、スイッチング素子Ｑ１がオフ、スイッチン
グ素子Ｑ２がオンになると、トランスＴ２→コンデンサ
Ｃ５→ダイオードＤ２→トランスＴ２の経路で電流が流
れ、やがて最初に述べた状態へと移行する。

【００５２】以上の動作を繰り返すことにより、電源周
期の略全域において交流電源Ｖｓから入力電流を引き込
めるため、入力電流の高調波を低減した回路を実現する
ことができる。本回路の最も特徴的なことは、コンデン
サＣ５，Ｃ６，トランスＴ２を追加して放電灯を２灯に
することにより、スイッチングの１周期について２回、
交流電源Ｖｓから入力電流を引き込むことができる点で
ある。そのため、コンデンサＣ５，Ｃ６，トランスＴ２
を追加することなしに、放電灯を直列または並列接続し
て２灯にした場合よりも、入力電流のピーク値が低くな
り、交流電源Ｖｓと整流器ＤＢの間に設けられるフィル
タ回路（図示せず）を小型化することができる。その他
の効果については、これまで述べてきた実施例と同様で
ある。

【００５３】なお、放電灯は２灯の場合を示したが、３
灯以上であっても構わない。放電灯の数が偶数であれば
同数ずつトランスＴ１，Ｔ２に接続すればよく、そのと
きの直列、並列接続は問わない。また、放電灯の数が奇
数の場合には、例えばトランスＴ１側に２灯、トランス
Ｔ２側に３灯というように、トランスＴ１，Ｔ２で点灯
させる数を１灯差にすればよい。なお、このときも直
列、並列接続を問わないことは言うまでもない。

【００５４】

【発明の効果】本発明によれば、正常負荷時と軽負荷時
とで共振回路の構成を変えることにより、入力電流の高
調波を低減するとともに、例えば放電灯の予熱・始動時
のような軽負荷時における直流電源回路の昇圧を比較的
低く抑えることができ、少ない部品点数で、小型かつ安
価な電源装置を実現できるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の基本構成１の回路図である。

【図２】本発明の基本構成２の回路図である。

【図３】本発明の基本構成３の回路図である。

【図４】本発明の実施例１の回路図である。

【図５】本発明の実施例１の点灯時と無負荷時の要部等
価回路図である。

【図６】本発明の実施例２の回路図である。

【図７】本発明の実施例３の回路図である。

【図８】本発明の実施例４の回路図である。

【図９】本発明の実施例５の回路図である。

【図１０】本発明の実施例６の回路図である。

【図１１】本発明の実施例７の回路図である。

【図１２】従来例１の回路図である。

【図１３】従来例１の第１の動作モードでの電流経路を
示す回路図である。

【図１４】従来例１の第２の動作モードでの電流経路を
示す回路図である。

【図１５】従来例１の第３の動作モードでの電流経路を
示す回路図である。

【図１６】従来例１の第４の動作モードでの電流経路を
示す回路図である。

【図１７】従来例１の第５の動作モードでの電流経路を
示す回路図である。

【図１８】従来例１の高周波的な動作を説明するための
波形図である。

【図１９】従来例１の低周波的な動作を説明するための
波形図である。

【図２０】従来例２の回路図である。

【図２１】従来例２のコンデンサの電圧変化を示す波形
図である。

【図２２】従来例２の電源電圧の山部と谷部における要
部等価回路図である。

【図２３】従来例２の負荷電流の変化を示す波形図であ
る。

【図２４】従来例３の回路図である。

【図２５】従来例３の動作を説明するための波形図であ
る。

【図２６】従来例３に用いる谷埋回路の動作を説明する
ための波形図である。

【符号の説明】

１交流電源２整流器３直流電源回路４インバータ回路５放電灯６第１の共振回路７第２の共振回路８第３の共振回路

フロントページの続きＦターム(参考） 3K072 AA02 AB01 BA03 BA05 BB01 BB10 BC01 BC02 BC03 CA14 DB03 DD04 GA01 GB12 GC04 HA06 HB03 3K098 CC40 CC52 CC62 DD22 DD28 DD37 EE14 GG02 5H007 AA08 BB03 CA01 CB09 CB12 CC01 CC32

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】交流電源を整流して直流電圧に変換す
る整流器と、少なくとも一つの平滑用コンデンサを有し、一端を上記
整流器の出力端のいずれか一端に接続される直流電源回
路と、上記直流電源回路に並列に接続されるとともに、高周波
で交互にオン・オフする第１及び第２のスイッチング素
子の直列回路並びに上記各スイッチング素子にそれぞれ
逆並列に接続される第１及び第２のダイオードからなる
インバータ回路と、少なくとも一つのインダクタとコンデンサを有し、第１
及び第２のスイッチング素子の接続点に一端を接続さ
れ、他端を上記整流器の出力端の他端に接続された第１
の共振回路と、第１の共振回路の他端と上記直流電源回路の他端との間
に接続される第２の共振回路と、第１の共振回路のコンデンサの両端に並列に接続され
る、負荷と第３の共振回路との直列回路と、上記インバータ回路の発振周波数を制御する制御手段と
を備えた電源装置。
【請求項２】交流電源を整流して直流電圧に変換す
る整流器と、少なくとも一つの平滑用コンデンサを有し、一端を上記
整流器の出力端のいずれか一端に接続される直流電源回
路と、上記直流電源回路に並列に接続されるとともに、高周波
で交互にオン・オフする第１及び第２のスイッチング素
子の直列回路並びに上記各スイッチング素子にそれぞれ
逆並列に接続される第１及び第２のダイオードからなる
インバータ回路と、少なくとも一つのインダクタとコンデンサを有し、第１
及び第２のスイッチング素子の接続点に一端を接続さ
れ、他端を上記整流器の出力端の他端に接続された第１
の共振回路と、上記整流器の出力端間に接続される第２の共振回路と、第１の共振回路のコンデンサの両端に並列に接続され
る、負荷と第３の共振回路との直列回路と、上記インバータ回路の発振周波数を制御する制御手段と
を備えた電源装置。
【請求項３】第１及び第２のダイオードを同じ方向
に直列接続した回路と、第３及び第４のダイオードを同
じ方向に直列接続した回路とを、同じ方向に並列接続し
て成るダイオードブリッジ回路と、第１及び第２のダイオードにそれぞれ逆並列に接続され
て、高周波で交互にオン・オフする第１及び第２のスイ
ッチング素子と、第１及び第２のスイッチング素子の接続点と、第３及び
第４のダイオードの接続点の間に接続された、少なくと
も一つのインダクタとコンデンサする第１の共振回路と
交流電源の直列回路と、少なくとも一つの平滑用コンデンサを有し、上記ダイオ
ードブリッジ回路の整流出力端間に接続される直流電源
回路と、第１の共振回路と交流電源の接続点と上記直流電源回路
のいずれか一端との間に接続される第２の共振回路と、第１の共振回路のコンデンサの両端に並列に接続され
る、負荷と第３の共振回路との直列回路と、上記インバータ回路の発振周波数を制御する制御手段と
を備えた電源装置。
【請求項４】交流電源の交流出力を整流する整流器
と、整流器の直流出力端に並列的に接続されるとともに高周
波で交互にオン・オフされる第１及び第２のスイッチン
グ素子の直列回路と、第１及び第２のスイッチング素子とそれぞれ逆並列に接
続される第１及び第２のダイオードと、第１のスイッチング素子の両端に接続される平滑用の第
１のコンデンサと第１のインダクタの直列回路と、第２のスイッチング素子の両端に接続される平滑用の第
２のコンデンサと第２のインダクタの直列回路と、スイッチング素子のオン・オフに応じて第１及び第２の
インダクタとそれぞれ共振する第３及び第４のコンデン
サと、第１のインダクタの共振によって高周波の出力を得る第
５のコンデンサを介して接続された第１の負荷回路と、第２のインダクタの共振によって高周波の出力を得る第
６のコンデンサを介して接続された第２の負荷回路とを
備えたことを特徴とする電源装置。
【請求項５】第１の共振回路は、第１のインダクタ
と、第２のインダクタとコンデンサとの直列回路を有
し、第２のインダクタとコンデンサとの直列回路は、第
１のインダクタに並列に接続されることを特徴とする請
求項２乃至４のいずれかに記載の電源装置。
【請求項６】前記第１の共振回路は、インダクタン
ス要素を持つトランスを備え、上記トランスの一次巻線
は、前記第１及び第２のスイッチング素子の接続点と第
２の共振回路との間に接続され、二次巻線には少なくと
も一つのコンデンサが並列接続されていることを特徴と
する請求項２乃至４のいずれかに記載の電源装置。
【請求項７】第１の共振回路は、インダクタとコン
デンサの直列回路に、直流カット用のコンデンサが直列
に接続されて構成されることを特徴とする請求項２記載
の電源装置。
【請求項８】直流電源回路は、少なくとも一つのイ
ンダクタと、このインダクタに直列に接続される平滑用
のコンデンサと、第１及び第２のスイッチング素子のい
ずれか一方がオンしたときに上記平滑用のコンデンサの
充電を行うと共に、該スイッチング素子のオフ時に上記
平滑用のコンデンサの放電経路を形成する少なくとも二
つのダイオードを有して成ることを特徴とする請求項２
記載の電源装置。