JP2000270554A - 電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】軽負荷時に回路素子にかかるストレスを低減し
た電源装置を提供する。 【解決手段】インバータ回路ＩＮＶはスイッチング素子
Ｑ１，Ｑ２の直列回路を有し、出力端にはトランスＴ１
の一次巻線の一端が接続され、トランスＴ１の二次側に
は共振回路及び放電灯Ｌａからなる負荷回路が接続され
る。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の両端間には平滑用の
平滑コンデンサＣ３と、チョッパ用のインダクタＬ２
と、平滑コンデンサＣ３の放電用のダイオードＤ４との
直列回路が接続され、インダクタＬ２及びダイオードＤ
４の接続点とスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点との
間には平滑コンデンサＣ３の充電用のダイオードＤ３が
接続される。制御回路１は、平滑コンデンサＣ３を充電
する側のスイッチング素子Ｑ２のオンデューティが軽負
荷時には定格時に比べて大きくなるように制御する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、交流電源の電源電
圧を直流電圧に変換し、この直流電圧をインバータ回路
により高周波に変換して負荷に供給する電源装置に関す
るものである。

【０００２】

【従来の技術】この種の電源装置としては、例えば図１
０に示すような構成の回路を有するものがあった（特開
平９−１２１５５０号公報参照）。本回路は、スイッチ
ング素子Ｑ１，Ｑ２が交互にオンオフを繰り返すことに
より負荷である放電灯Ｌａを高周波点灯させるハーフブ
リッジ型のインバータ回路ＩＮＶを備えており、ダイオ
ードＤ３１と、ダイオードＤ３２及びコンデンサＣ３２
の並列回路とにより交流電源ＡＣの１周期の略全期間に
わたり、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン・オフに応
じて交流電源ＡＣからインバータ回路ＩＮＶの負荷回路
を介して電流が供給されるため、入力電流波形を略正弦
波状にすることが可能となり、従って入力力率が高力率
で入力電流波形歪の改善も可能となる。またダイオード
Ｄ３３，Ｄ３４、インダクタＬ２２及び平滑コンデンサ
Ｃ３３からなる補助電源回路ＰＯＷは所謂降圧チョッパ
回路を構成しており、スイッチング素子Ｑ２のオン時に
ダイオードＤ３３及びインダクタＬ２２を介して平滑コ
ンデンサＣ３３を充電し、整流器ＤＢの出力電圧が平滑
コンデンサＣ３３の充電電圧よりも低い期間では、ダイ
オードＤ３４を介して平滑コンデンサＣ３３の充電電圧
がインバータ回路に給電される。

【０００３】本回路の動作を以下に簡単に説明する。ス
イッチング素子Ｑ１がオンになると、交流電源ＡＣ→フ
ィルタ回路Ｆ→整流器ＤＢ→スイッチング素子Ｑ１→イ
ンダクタＬ２１→放電灯Ｌａ（放電灯Ｌａの点灯前はコ
ンデンサＣ３６にも流れる）→コンデンサＣ３４→ダイ
オードＤ３１→整流器ＤＢ→フィルタ回路Ｆ→交流電源
ＡＣの経路で電流が流れる。次にスイッチング素子Ｑ１
がオフ、スイッチング素子Ｑ２がオンになると、コンデ
ンサＣ３４，Ｃ３６、インダクタＬ２１及び放電灯Ｌａ
から成る振動回路に蓄積されたエネルギにより、インダ
クタＬ２１→放電灯Ｌａ（コンデンサＣ３６）→コンデ
ンサＣ３４→コンデンサＣ３２→スイッチング素子Ｑ２
の寄生ダイオード→インダクタＬ２１の経路で所謂回生
電流が流れ、コンデンサＣ３２には電荷が蓄積される。
ここで、コンデンサＣ３２の充電電圧と整流器ＤＢの出
力電圧（＝コンデンサＣ３１の両端電圧）との合成電圧
がコンデンサＣ３５の両端電圧Ｖｃ３５を越えると、コ
ンデンサＣ３１，Ｃ３２の電荷がダイオードＤ３１を介
してコンデンサＣ３５に充電される。

【０００４】そして、引き続きコンデンサＣ３４を電源
としてコンデンサＣ３４→放電灯Ｌａ（コンデンサＣ３
６）→インダクタＬ２１→スイッチング素子Ｑ２→コン
デンサＣ３２→コンデンサＣ３４の経路で電流が流れ、
コンデンサＣ３２の充電電圧が０Ｖになるとダイオード
Ｄ３２が導通する。

【０００５】次にスイッチング素子Ｑ２がオフ、スイッ
チング素子Ｑ１がオンになると、所謂回生電流がインダ
クタＬ２１→スイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオード→
コンデンサＣ３５→ダイオードＤ３２→コンデンサＣ３
４→放電灯Ｌａ（コンデンサＣ３６）→インダクタＬ２
１の経路で流れる。その後、コンデンサＣ３５→スイッ
チング素子Ｑ１→インダクタＬ２１→放電灯Ｌａ（コン
デンサＣ３６）→コンデンサＣ３４→コンデンサＣ３２
→コンデンサＣ３５の経路で電流が流れてコンデンサＣ
３２の充電が行われ、コンデンサＣ３１，Ｃ３２とによ
る合成電圧がコンデンサＣ３５の両端電圧Ｖｃ３５を越
えると、コンデンサＣ３１，Ｃ３２の充電電荷によりコ
ンデンサＣ３５が充電され、再び交流電源ＡＣ→フィル
タ回路Ｆ→整流器ＤＢ→スイッチング素子Ｑ１→インダ
クタＬ２１→放電灯Ｌａ（コンデンサＣ３６）→コンデ
ンサＣ３４→ダイオードＤ１→整流器ＤＢ→フィルタ回
路Ｆ→交流電源ＡＣの経路で入力電源が流れ、以上の様
な動作を繰り返す。

【０００６】即ち、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン
・オフによりコンデンサＣ３２の充放電が繰り返され、
コンデンサＣ３２の充電電圧及び整流器ＤＢの出力電圧
（＝コンデンサＣ３１の両端電圧）の和の電圧と、コン
デンサＣ３５の両端電圧Ｖｃ３５との高低をダイオード
Ｄ３１が比較することによって交流電源ＡＣから入力電
流が供給される。

【０００７】また、スイッチング素子Ｑ２がオンになる
と、コンデンサＣ３５からインダクタＬ２２→平滑コン
デンサＣ３３→ダイオードＤ３３→スイッチング素子Ｑ
２→コンデンサＣ３５の経路で充電電流が流れ、平滑コ
ンデンサＣ３３が充電される。ここで、コンデンサＣ３
５の両端電圧Ｖｃ３５が、コンデンサＣ３２の充電電圧
と整流器ＤＢの出力電圧との合成電圧よりも低下する
と、交流電源ＡＣ→フィルタ回路Ｆ→整流器ＤＢ→イン
ダクタＬ２２→平滑コンデンサＣ３３→ダイオードＤ３
３→スイッチング素子Ｑ２→ダイオードＤ３２及びコン
デンサＣ３２の並列回路→ダイオードＤ３１→整流器Ｄ
Ｂ→フィルタ回路Ｆ→交流電源ＡＣの経路で平滑コンデ
ンサＣ３３に充電電流が流れる。一方、平滑コンデンサ
Ｃ３３の放電は、コンデンサＣ３５の両端電圧Ｖｃ３５
が平滑コンデンサＣ３３の両端電圧Ｖｃ３３より低い場
合に行われ、平滑コンデンサＣ３３からダイオードＤ３
４を介してコンデンサＣ３５に電荷が放電され、それが
インバータ回路ＩＮＶの電源として作用する。

【０００８】ここで、制御回路１はコンデンサＣ３５の
両端電圧Ｖｃ３５を検出して、スイッチング素子Ｑ１，
Ｑ２のデューティ制御を行っており、放電灯Ｌａの始動
時などの軽負荷時において平滑コンデンサＣ３３の両端
電圧Ｖｃ３３が昇圧するのを抑制している。軽負荷時に
おいて平滑コンデンサＣ３３の両端電圧Ｖｃ３３が昇圧
するのは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の発振周波数
と、スイッチング素子Ｑ１のオン時に交流電源ＡＣ→フ
ィルタ回路Ｆ→整流器ＤＢ→スイッチング素子Ｑ１→イ
ンダクタＬ２１→放電灯Ｌａ（コンデンサＣ３６）→コ
ンデンサＣ３４→ダイオードＤ３１→整流器ＤＢ→フィ
ルタ回路Ｆ→交流電源ＡＣの経路で電流Ｉ１が流れるモ
ード、つまり交流電源ＡＣから直接ＬＣ共振負荷に電力
供給される動作モードとが影響していると考えられ、こ
の動作モードの発生時間が長ければ長いほど、またこの
動作モードが発生している時の交流電源ＡＣの電圧値が
高ければ高いほど、両端電圧Ｖｃ３３の昇圧度は大きく
なる。

【０００９】そこで、この動作モードを少なくするため
に、軽負荷時においてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオ
ン時間をスイッチング素子Ｑ１よりスイッチング素子Ｑ
２の方が長くなるようにアンバランス制御し、両端電圧
Ｖｃ３３の昇圧を抑制するために、交流電源ＡＣと追従
した部分平滑電圧を検出して、交流電源電圧のピーク
（山部）付近でのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の動作周
波数を、ゼロクロス（谷部）付近での動作周波数よりも
高く制御することが考えられる。スイッチング素子Ｑ
１，Ｑ２の動作周波数を全体的に高くすれば平滑コンデ
ンサＣ３３の両端電圧Ｖｃ３３の昇圧は低減されるが、
放電灯Ｌａへの予熱電力が十分に得にくくなるから、ス
イッチング素子Ｑ１，Ｑ２のデューティ比をアンバラン
スに制御するデューティ制御と、交流電源電圧のピーク
付近とゼロクロス付近とにおける周波数変調を組み合わ
せることにより、放電灯Ｌａへの予熱電力を確保しつ
つ、平滑コンデンサＣ３３の両端電圧Ｖｃ３３の昇圧を
抑制することができる。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】上記構成の電源装置で
は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のデューティ比をアン
バランスに制御するデューティ制御と、交流電源電圧の
ピーク付近とゼロクロス付近とにおける周波数変調を組
み合わせることによって、放電灯Ｌａへの予熱電力を確
保しつつ、平滑コンデンサＣ３３の両端電圧Ｖｃ３３の
昇圧を抑制しているが、例えば図１０に示す回路におい
て、ダイオードＤ３１，Ｄ３２の直列回路及びダイオー
ドＤ３２に並列接続されたコンデンサＣ３２からなる回
路を、スイッチング素子Ｑ２と整流器ＤＢの低電位側の
直流出力端子との間に接続する代わりに、スイッチング
素子Ｑ１と整流器ＤＢの高電位側の直流出力端子との間
に接続し、ダイオードＤ３１，Ｄ３２の接続点とスイッ
チング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点との間に直流カット用の
コンデンサＣ３４及びインダクタＬ２１を介して放電灯
Ｌａの両フィラメント電極の電源側端子を接続し、放電
灯Ｌａの両フィラメント電極の非電源側端子間にコンデ
ンサＣ３６を接続したような回路では、スイッチング素
子Ｑ１，Ｑ２のオン時間をスイッチング素子Ｑ１よりス
イッチング素子Ｑ２の方が短くなるようにアンバランス
制御して、交流電源ＡＣ→フィルタ回路Ｆ→整流器ＤＢ
→ダイオードＤ３１→コンデンサＣ３４→放電灯Ｌａ
（コンデンサＣ３６）→インダクタＬ２１→スイッチン
グ素子Ｑ２→整流器ＤＢ→フィルタ回路Ｆ→交流電源Ａ
Ｃの経路で電流が流れる期間を短くする必要があった。
しかしながら、ダイオードＤ３２及びコンデンサＣ３２
の並列回路と平滑コンデンサＣ３３とがスイッチング素
子Ｑ１側に接続されている場合、軽負荷時にスイッチン
グ素子Ｑ２のオン時間をスイッチング素子Ｑ２よりも短
くすると、コンデンサＣ３５からスイッチング素子Ｑ２
を介して平滑コンデンサＣ３３に充電電流が流れる期間
が短くなるから、コンデンサＣ３５の両端電圧Ｖｃ３５
と、平滑コンデンサＣ３３の両端電圧との差が大きくな
り、コンデンサＣ３５の両端電圧が上昇する。また軽負
荷時には負荷の消費電力が小さくなるから、スイッチン
グ素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路に印加される電圧が上昇し
てしまい、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に高電圧ストレ
スが印加される虞があった。そのため、スイッチング素
子Ｑ１，Ｑ２に高耐圧の素子を用いる必要があり、コス
トアップとなるという問題があった。

【００１１】また、制御回路１がスイッチング素子Ｑ
１，Ｑ２のオンデューティを上述のようにアンバランス
に制御すると、放電灯Ｌａの予熱時に放電灯Ｌａの両端
間に印加される電圧の低周波リップルが大きくなり、放
電灯Ｌａの両端間に高電圧が印加されるため、所定の先
行予熱電流が確保されるとフィラメントが十分予熱され
ていないにも関わらず点灯してしまい（コールドスター
ト）、フィラメントの断線やランプ管端の黒化などが発
生して、ランプ寿命が短くなるという問題もあった。

【００１２】本発明は上記問題点に鑑みて為されたもの
であり、その目的とするところは、回路素子に加わるス
トレスを低減することのできる電源装置を提供すること
にある。

【００１３】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、請求項１の発明では、交流電源の電源電圧を整流す
る整流器と、整流器の出力電圧を平滑する平滑コンデン
サと、直列接続された複数のスイッチング要素を有し整
流器の出力端に接続され直流電圧を高周波電圧に変換し
て少なくともＬＣ共振回路を含む負荷回路に供給するイ
ンバータ回路と、負荷回路の一部を整流器の出力端に接
続するためのインピーダンス要素とを備え、平滑コンデ
ンサはスイッチング要素を介して充電され、平滑コンデ
ンサとインピーダンス要素とが同一のスイッチング要素
に接続されて成る電源装置において、平滑コンデンサを
充電する側のスイッチング要素のオンデューティを変化
させるデューティ可変手段を設けたことを特徴とし、負
荷回路の一部がインピーダンス要素を介して整流器の直
流出力端に接続されているので、負荷回路に流れる共振
電流の一部が入力電流となって流れ込むことにより、入
力電流波形歪みを改善することができ、且つ、インバー
タ回路を構成するスイッチング要素が、整流器の出力電
圧を平滑するチョッパ回路のスイッチング要素を兼用し
ているので、部品数を少なくしてコストダウンを図るこ
とができ、しかも軽負荷時には負荷回路の消費電力が低
下するから、スイッチング要素に印加される電圧が増加
するが、デューティ可変手段を用いて平滑コンデンサを
充電する側のスイッチング要素のオンデューティを変化
させることにより、スイッチング素子を介して平滑コン
デンサに充電電流が流れる期間を変化させることがで
き、平滑コンデンサの両端電圧を変化させて、スイッチ
ング要素に印加される電圧を抑制することができる。

【００１４】請求項２の発明では、交流電源の電源電圧
を整流する整流器と、整流器の出力電圧を高周波電圧に
変換するインバータ回路と、整流器の出力端に接続され
負荷回路に連続的な電流が供給できる程度の平滑作用を
有する補助電源回路とを備え、上記インバータ回路は、
整流器の直流出力端間にダイオード及びコンデンサの並
列回路からなるインピーダンス要素を介して接続された
第１及び第２のスイッチング要素の直列回路と、整流器
及びインピーダンス要素の接続点と第１及び第２のスイ
ッチング要素の接続点との間に接続される直流カット用
コンデンサ及びトランスの一次巻線の直列回路と、トラ
ンスの二次巻線の両端間に接続される共振用インダクタ
及び放電灯の直列回路と、放電灯と並列に接続された共
振用コンデンサとを有し、上記補助電源回路は、第１及
び第２のスイッチング要素の直列回路の両端間に接続さ
れる逆方向の放電用ダイオードと平滑コンデンサとチョ
ッパ用インダクタの直列回路と、第１及び第２のスイッ
チング要素の接続点に一端が接続された平滑コンデンサ
に充電電流を流すための充電用ダイオードと、第１及び
第２のスイッチング要素の直列回路の両端間に接続され
た小容量のコンデンサとを有し、上記インピーダンス要
素と上記平滑コンデンサとが同一のスイッチング要素に
接続されて成る電源装置において、平滑コンデンサを充
電する側のスイッチング要素のオンデューティを変化さ
せるデューティ可変手段を設けたことを特徴とし、負荷
回路の一部がインピーダンス要素を介して整流器の直流
出力端に接続されているので、負荷回路に流れる共振電
流の一部が入力電流となって流れ込むことにより、入力
電流波形歪みを改善することができ、且つ、インバータ
回路と補助電源回路とで第１又は第２のスイッチング要
素を兼用しているので、部品数を少なくしてコストダウ
ンを図ることができ、しかも軽負荷時には負荷回路の消
費電力が低下するから、スイッチング要素に印加される
電圧が増加するが、デューティ可変手段を用いて平滑コ
ンデンサを充電する側のスイッチング要素のオンデュー
ティを変化させることにより、第１及び第２のスイッチ
ング要素の直列回路に並列接続されたコンデンサからス
イッチング素子を介して平滑コンデンサに充電電流が流
れる期間を変化させることができ、このコンデンサの両
端電圧を変化させることにより、第１及び第２のスイッ
チング要素の直列回路の両端間に印加される電圧を抑制
することができる。

【００１５】請求項３の発明では、交流電源の電源電圧
を整流する整流器と、整流器の出力電圧を高周波電圧に
変換するインバータ回路と、整流器の出力端に接続され
負荷回路に連続的な電流が供給できる程度の平滑作用を
有する補助電源回路とを備え、上記インバータ回路は、
整流器の直流出力端間にダイオード及びコンデンサの並
列回路からなるインピーダンス要素を介して接続された
第１及び第２のスイッチング要素の直列回路と、整流器
及びインピーダンス要素の接続点と第１及び第２のスイ
ッチング要素の接続点との間に接続される直流カット用
コンデンサ及びトランスの一次巻線の直列回路と、トラ
ンスの二次巻線の両端間に接続される共振用インダクタ
及び放電灯の直列回路と、放電灯と並列に接続された共
振用コンデンサとを有し、上記補助電源回路は、第１及
び第２のスイッチング要素の直列回路の両端間に接続さ
れる逆方向の放電用ダイオード及び平滑コンデンサの直
列回路と、直流カット用コンデンサ及びトランスの一次
巻線の接続点に一端が接続された平滑コンデンサに充電
電流を流すための充電用ダイオードと、第１及び第２の
スイッチング要素の直列回路の両端間に接続された小容
量のコンデンサとを有し、上記インピーダンス要素と上
記平滑コンデンサとが同一のスイッチング要素に接続さ
れて成る電源装置において、平滑コンデンサを充電する
側のスイッチング要素のオンデューティを変化させるデ
ューティ可変手段を設けたことを特徴とし、負荷回路の
一部がインピーダンス要素を介して整流器の直流出力端
に接続されているので、負荷回路に流れる共振電流の一
部が入力電流となって流れ込むことにより、入力電流波
形歪みを改善することができ、且つ、インバータ回路と
補助電源回路とで第１又は第２のスイッチング要素を兼
用するとともに、充電用ダイオードの一端を直流カット
用コンデンサ及びトランスの一次巻線の接続点に接続す
ることによって、トランスの励磁インダクタンスやトラ
ンスの二次側に接続された共振用インダクタでチョッパ
用インダクタを兼用しているので、部品数を少なくして
コストダウンを図ることができ、しかも軽負荷時には負
荷回路の消費電力が低下するから、スイッチング要素に
印加される電圧が増加するが、デューティ可変手段を用
いて平滑コンデンサを充電する側のスイッチング要素の
オンデューティを変化させることにより、第１及び第２
のスイッチング要素の直列回路に並列接続されたコンデ
ンサからスイッチング素子を介して平滑コンデンサに充
電電流が流れる期間を変化させることができ、このコン
デンサの両端電圧を変化させることにより、第１及び第
２のスイッチング要素の直列回路の両端間に印加される
電圧を抑制することができる。

【００１６】請求項４の発明では、請求項１乃至３の発
明において、上記デューティ可変手段は、平滑コンデン
サを充電する側のスイッチング要素のオンデューティを
軽負荷時に定格負荷時よりも大きくすることを特徴と
し、軽負荷時は負荷回路の消費電力が小さいため、イン
バータ回路のスイッチング素子に印加される電圧が定格
負荷時に比べて上昇するが、平滑コンデンサを充電する
側のスイッチング素子のオンデューティを軽負荷時は定
格負荷時に比べて大きくしているので、スイッチング素
子を介して平滑コンデンサに充電電流が流れる期間が長
くなり、平滑コンデンサの充電電荷が増加するから、ス
イッチング素子の直列回路に印加される電圧を低下さ
せ、スイッチング素子に耐圧の低い素子を用いることが
できる。

【００１７】請求項５の発明では、請求項１乃至３の発
明において、上記負荷回路は放電灯を含み、上記デュー
ティ可変手段は、平滑コンデンサを充電する側のスイッ
チング要素のオンデューティを放電灯始動時に定格点灯
時よりも大きくすることを特徴とし、放電灯始動時は負
荷である放電灯の消費電力が小さいため、インバータ回
路のスイッチング素子に印加される電圧が定格点灯時に
比べて上昇するが、平滑コンデンサを充電する側のスイ
ッチング素子のオンデューティを放電灯始動時は定格点
灯時に比べて大きくしているので、スイッチング素子を
介して平滑コンデンサに充電電流が流れる期間が長くな
り、平滑コンデンサの充電電荷が増加するから、スイッ
チング素子の直列回路に印加される電圧を低下させ、ス
イッチング素子に耐圧の低い素子を用いることができ
る。

【００１８】請求項６の発明では、請求項１乃至３の発
明において、上記負荷回路は予熱用の電極を有する放電
灯を含み、上記デューティ可変手段は、平滑コンデンサ
を充電する側のスイッチング要素のオンデューティを放
電灯予熱時に定格点灯時よりも小さくすることを特徴と
し、平滑コンデンサを充電する側のスイッチング素子の
オンデューティを放電灯予熱時は定格点灯時に比べて小
さくしているので、スイッチング素子を介して平滑コン
デンサに充電電流が流れる期間が短くなり、平滑コンデ
ンサの充電電荷が減少するから、インバータ回路に供給
される電圧波形は交流電源電圧のピーク付近における電
圧とゼロクロス付近における電圧との電位差が大きいよ
うな電圧波形となるが、インバータ回路の出力電圧波形
は交流電源電圧のピーク付近とゼロクロス付近とでピー
ク値が略等しくなるような電圧波形となるので、放電灯
を始動させるのに十分な高い電圧が発生しにくく、デュ
ーティ制御や周波数変調制御を組み合わせるような複雑
な制御を行うことなく、予熱が不十分な状態で放電灯が
点灯するのを防止できる。

【００１９】

【発明の実施の形態】以下に本発明の実施の形態を図面
を参照して説明する。

【００２０】（実施形態１）図１に本実施形態の電源装
置の回路図を示す。本回路は、交流電源ＡＣの電源電圧
Ｖｓを整流する整流器ＤＢと、整流器ＤＢの高電位側の
直流出力端子にアノードが接続されたダイオードＤ１
と、ダイオードＤ１のカソードにアノードが接続された
ダイオードＤ２と、ダイオードＤ２に並列接続されたコ
ンデンサＣ２と、整流器ＤＢの直流出力端間にダイオー
ドＤ１と、ダイオードＤ２及びコンデンサＣ２の並列回
路からなるインピーダンス要素とを介して接続された例
えばＦＥＴよりなる第１及び第２のスイッチング要素と
してのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路と、ダイ
オードＤ１，Ｄ２の接続点とスイッチング素子Ｑ１，Ｑ
２の接続点との間に直流カット用のコンデンサＣ４を介
して一次巻線が接続されたトランスＴ１と、トランスＴ
１の二次巻線の両端間に共振用インダクタＬ１を介して
両フィラメント電極の電源側端子が接続された例えば予
熱用のフィラメント電極を有する蛍光ランプよりなる放
電灯Ｌａと、放電灯Ｌａの両フィラメント電極の非電源
側端子間に接続された共振用コンデンサＣ２１と、ダイ
オードＤ２とスイッチング素子Ｑ１の接続点に一端が接
続された平滑コンデンサＣ３及びインダクタＬ２の直列
回路と、平滑コンデンサＣ３及びチョッパ用インダクタ
Ｌ２の直列回路の他端にカソードが接続されるとともに
整流器ＤＢの低電位側の直流出力端子にアノードが接続
される放電用のダイオードＤ４と、平滑コンデンサＣ３
及びインダクタＬ２の直列回路とダイオードＤ４との接
続点にアノードが接続されるとともにスイッチング素子
Ｑ１，Ｑ２の接続点にカソードが接続される充電用のダ
イオードＤ３と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の両端間
に接続された小容量のコンデンサＣ５と、スイッチング
素子Ｑ１，Ｑ２のオン・オフを制御するデューティ可変
手段たる制御回路１とで構成される。ここに、インダク
タＬ１及びコンデンサＣ２１からなるＬＣ共振回路と放
電灯Ｌａとで負荷回路が構成され、ダイオードＤ２及び
コンデンサＣ２の並列回路から負荷回路の一部を整流器
ＤＢの直流出力端に接続するインピーダンス要素が構成
される。また、平滑コンデンサＣ３、インダクタＬ２、
ダイオードＤ３，Ｄ４及びスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２
は所謂降圧チョッパ回路を構成しており、この降圧チョ
ッパ回路から補助電源回路ＰＯＷが構成される。

【００２１】また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列
回路は所謂ハーフブリッジ型のインバータ回路ＩＮＶを
構成しており、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が交互にオ
ン・オフすることによって直流電圧を高周波電圧に変換
している。また、インバータ回路ＩＮＶに電源を供給す
る平滑コンデンサＣ３やコンデンサＣ５の両端電圧と、
整流器ＤＢの出力電圧との差の電圧に、インピーダンス
要素を構成するコンデンサＣ２の充電電圧が達すると、
インバータ回路ＩＮＶに流れる共振電流の一部が入力電
流となって引き込まれ、入力電流歪を改善することがで
きる。

【００２２】本回路の動作を図２（ａ）〜（ｆ）を参照
して説明する。尚、図２（ａ）〜（ｇ）中の矢印は電流
の流れる経路を示しており、図２（ａ）〜（ｇ）中に実
線で示す矢印はインバータ回路ＩＮＶとしての動作であ
り、図２（ａ）〜（ｇ）中に破線で示す矢印は降圧チョ
ッパ回路の動作である。

【００２３】先ずスイッチング素子Ｑ２がオンになる
と、図２（ａ）に示すように負荷回路の回生電流がトラ
ンスＴ１の一次巻線→コンデンサＣ４→ダイオードＤ２
及びコンデンサＣ２の並列回路→コンデンサＣ５→スイ
ッチング素子Ｑ２の寄生ダイオード→トランスＴ１の一
次巻線の経路で流れる。また降圧チョッパ回路ではコン
デンサＣ５を電源としてコンデンサＣ５→平滑コンデン
サＣ３→インダクタＬ２→ダイオードＤ３→スイッチン
グ素子Ｑ２→コンデンサＣ５の経路で電流が流れ、平滑
コンデンサＣ３が充電される（モード１）。

【００２４】負荷回路に流れる回生電流が反転すると、
図２（ｂ）に示すようにコンデンサＣ５を電源として、
コンデンサＣ５→コンデンサＣ２→コンデンサＣ４→ト
ランスＴ１の一次巻線→スイッチング素子Ｑ２→コンデ
ンサＣ５の経路で電流が流れ、コンデンサＣ２が充電さ
れる。一方、降圧チョッパ回路では引き続きコンデンサ
Ｃ５を電源としてコンデンサＣ５→平滑コンデンサＣ３
→インダクタＬ２→ダイオードＤ３→スイッチング素子
Ｑ２→コンデンサＣ５の経路で電流が流れ、平滑コンデ
ンサＣ３が充電される（モード２）。

【００２５】ここで、コンデンサＣ２の両端電圧が増加
し、整流器ＤＢの出力電圧｜Ｖｓ｜とコンデンサＣ５の
両端電圧Ｖｃ５との差の電圧に達すると、図２（ｃ）に
示すように、交流電源ＡＣ→整流器ＤＢ→ダイオードＤ
１→コンデンサＣ４→トランスＴ１の一次巻線→スイッ
チング素子Ｑ２→整流器ＤＢ→交流電源ＡＣの経路で電
流が流れ、インバータ回路ＩＮＶに流れる共振電流が入
力電流となる。一方、降圧チョッパ回路では引き続きコ
ンデンサＣ５を電源としてコンデンサＣ５→平滑コンデ
ンサＣ３→インダクタＬ２→ダイオードＤ３→スイッチ
ング素子Ｑ２→コンデンサＣ５の経路で電流が流れ、平
滑コンデンサＣ３が充電される（モード３）。その後、
コンデンサＣ５の両端電圧Ｖｃ５が低下し、整流器ＤＢ
の出力電圧｜Ｖｓ｜の方がコンデンサＣ５の両端電圧Ｖ
ｃ５よりも高くなると、図２（ｄ）に示すように交流電
源ＡＣ→整流器ＤＢ→ダイオードＤ１→ダイオードＤ２
及びコンデンサＣ２の並列回路→平滑コンデンサＣ３→
インダクタＬ２→ダイオードＤ３→スイッチング素子Ｑ
２→整流器ＤＢ→交流電源ＡＣの経路で入力電流が引き
込まれ、平滑コンデンサＣ３が充電される（モード
４）。

【００２６】次にスイッチング素子Ｑ２がオフになり、
スイッチング素子Ｑ１がオンになると、図２（ｅ）に示
すようにインバータ回路ＩＮＶに流れる共振電流が交流
電源ＡＣ→整流器ＤＢ→ダイオードＤ１→コンデンサＣ
４→トランスＴ１の一次巻線→スイッチング素子Ｑ１の
寄生ダイオード→コンデンサＣ５→整流器ＤＢ→交流電
源ＡＣの経路で流れて、コンデンサＣ５が充電される。
また降圧チョッパ回路では、インダクタＬ２の回生電流
がインダクタＬ２→ダイオードＤ３→スイッチング素子
Ｑ１の寄生ダイオード→平滑コンデンサＣ３→インダク
タＬ２の経路で流れて平滑コンデンサＣ３を充電する
（モード５）。

【００２７】その後、インバータ回路ＩＮＶに流れる共
振電流が反転すると、図２（ｆ）に示すようにトランス
Ｔ１の一次巻線→コンデンサＣ４→ダイオードＤ２及び
コンデンサＣ２の並列回路→スイッチング素子Ｑ１→ト
ランスＴ１の一次巻線の経路で流れて、コンデンサＣ２
に充電された電荷が放電され（モード６）、以後は上述
の動作を繰り返す。このように、スイッチング素子Ｑ
１，Ｑ２がオン・オフすることによって、トランスＴ１
の一次巻線に流れる電流の方向が反転し、負荷に交番し
た電流を流すことができる。なお、平滑コンデンサＣ３
の放電は、整流器ＤＢの出力電圧が平滑コンデンサＣ３
の両端電圧より低い場合に行われ、平滑コンデンサＣ３
の充電電荷はダイオードＤ４を介して放電され、インバ
ータ回路ＩＮＶに給電される。

【００２８】ところで、負荷である放電灯Ｌａの始動時
には、放電灯Ｌａを始動させるのに十分な始動電圧を負
荷に印加する必要があるため、インバータ回路ＩＮＶに
流れる共振電流は定格点灯時に比べて増加している。そ
のため、図２（ｅ）に示す経路でインバータ回路ＩＮＶ
に流れる共振電流の一部が入力電流となってコンデンサ
Ｃ５を充電する場合、入力電流及び入力電力が増加す
る。しかしながら、負荷である放電灯Ｌａは点灯してい
ないので、負荷の消費電力は小さく、そのためコンデン
サＣ５の両端電圧は定格点灯時に比べて昇圧してしま
う。

【００２９】一方、平滑コンデンサＣ３の両端電圧は、
コンデンサＣ５或いは交流電源ＡＣを電源として、スイ
ッチング素子Ｑ２のオン時にインダクタＬ２に蓄積され
るエネルギの蓄積量によって決まるため、スイッチング
素子Ｑ２のオンデューティで決定される。そのため、放
電灯始動時におけるスイッチング素子Ｑ２のオンデュー
ティが定格点灯時と同じであれば、平滑コンデンサＣ３
の両端電圧Ｖｃ３は放電灯始動時にもコンデンサＣ５の
両端電圧程急激には上昇しない。したがって、図３
（ｂ）に示すように放電灯始動時には定格点灯時に比べ
て、コンデンサＣ５の両端電圧Ｖｃ５と平滑コンデンサ
Ｃ３の両端電圧Ｖｃ３との電位差が大きくなり、コンデ
ンサＣ５の両端電圧Ｖｃ５が増加するため、スイッチン
グ素子Ｑ１，Ｑ２にかかる高電圧ストレスが大きくな
る。

【００３０】そこで本回路では、制御回路１が、図４
（ｂ）に示すように平滑コンデンサＣ３を充電する側の
スイッチング素子Ｑ２のオンデューティを、定格点灯時
（図４（ａ）参照）に比べて大きくしているので、上述
した図２（ａ）〜（ｃ）の経路でコンデンサＣ５を電源
として平滑コンデンサＣ３に充電電流を流す期間が長く
なり、コンデンサＣ５の充電電荷が減少すると共に、平
滑コンデンサＣ３の充電電荷が増加する。而して、図３
（ｃ）に示すように、コンデンサＣ５の両端電圧Ｖｃ５
と平滑コンデンサＣ３の両端電圧Ｖｃ３との電位差が小
さくなり、放電灯始動時にコンデンサＣ５の両端電圧Ｖ
ｃ５が減少するため、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に加
わる高電圧ストレスも小さくなる。

【００３１】このように、インバータ回路ＩＮＶに流れ
る共振電流の一部が入力電流となって流れ込み、入力電
流波形歪みを改善するインバータ回路ＩＮＶと降圧チョ
ッパ回路とが組み合わされ、インバータ回路ＩＮＶの給
電経路に挿入されたインピーダンス要素（ダイオードＤ
２及びコンデンサＣ２の並列回路）と平滑コンデンサＣ
３とが同一のスイッチング素子Ｑ１側に接続されたよう
な回路において、平滑コンデンサＣ３を充電する側のス
イッチング素子Ｑ２のオンデューティを放電灯始動時に
は定格点灯時に比べて大きくしているので、コンデンサ
Ｃ５を電源としスイッチング素子Ｑ２を介して平滑コン
デンサＣ３に充電電流の流れる期間が長くなるから、コ
ンデンサＣ５の両端電圧が低下する。したがって、スイ
ッチング素子Ｑ１，Ｑ２にかかる高電圧ストレスを低減
することができ、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２などの回
路素子に耐圧の低い素子を用いることができるから、コ
ストダウンを図ることができる。尚、放電灯始動時だけ
ではなく、負荷の異常時や軽負荷時にも制御回路１が同
様の制御を行うことによってスイッチング素子Ｑ１，Ｑ
２にかかる高電圧ストレスを低減することができるのは
勿論のことである。

【００３２】（実施形態２）図５に本実施形態の電源装
置の回路図を示す。本実施形態は実施形態１の電源装置
の変形例であって、実施形態１ではスイッチング素子Ｑ
１の両端間にダイオードＤ３を介して平滑コンデンサＣ
３及びインダクタＬ２の直列回路を接続すると共に、ス
イッチング素子Ｑ２の両端間にダイオードＤ３を介して
逆方向にダイオードＤ４を接続しているのに対して、本
実施形態ではダイオードＤ３の極性を逆向きとし、低電
位側のスイッチング素子Ｑ２の両端間にダイオードＤ３
を介して平滑コンデンサＣ３及びインダクタＬ２の直列
回路を接続すると共に、高電位側のスイッチング素子Ｑ
１の両端間にダイオードＤ３を介して逆方向に放電用の
ダイオードＤ４を接続している。

【００３３】また実施形態１ではコンデンサＣ４の一端
を、ダイオードＤ１を介して整流器ＤＢの高電位側の直
流出力端子に接続しているのに対して、本実施形態では
整流器ＤＢの低電位側の直流出力端子に接続し、コンデ
ンサＣ２及びダイオードＤ２の並列回路をコンデンサＣ
４とスイッチング素子Ｑ１との間に挿入する代わりに、
コンデンサＣ４とスイッチング素子Ｑ２との間に挿入し
てある。ここに、ダイオードＤ２はスイッチング素子Ｑ
２にアノードが接続されている。尚、その他の構成は実
施形態１と同様であるので、その説明は省略する。

【００３４】インバータ回路ＩＮＶとしての動作は実施
形態１の電源装置と略同様であるので、その説明は省略
する。また、降圧チョッパ回路としての動作は、実施形
態１ではスイッチング素子Ｑ２を介して平滑コンデンサ
Ｃ３を充電しているのに対して、本実施形態ではスイッ
チング素子Ｑ１を介して平滑コンデンサＣ３を充電して
いる。

【００３５】ここに、制御回路１では、平滑コンデンサ
Ｃ３を充電する側のスイッチング素子Ｑ１のオンデュー
ティを放電灯始動時には定格点灯時に比べて大きくなる
ように制御している。したがって、コンデンサＣ５を電
源として、コンデンサＣ５→スイッチング素子Ｑ１→ダ
イオードＤ３→インダクタＬ２→平滑コンデンサＣ３→
コンデンサＣ５の経路で電流が流れて、平滑コンデンサ
Ｃ３に充電電流が流れる期間が長くなり、コンデンサＣ
５の充電電荷が減少すると共に、平滑コンデンサＣ３の
充電電荷が増加する。而して、コンデンサＣ５の両端電
圧と、平滑コンデンサＣ３の両端電圧との電位差は小さ
くなり、放電灯始動時にコンデンサＣ５の両端電圧が減
少するため、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２にかかる高電
圧ストレスを低減することができる。

【００３６】このように、インバータ回路ＩＮＶに流れ
る共振電流の一部が入力電流となって流れ込み、入力電
流波形歪みを改善するインバータ回路ＩＮＶと降圧チョ
ッパ回路とが組み合わされ、インバータ回路ＩＮＶの給
電経路に挿入されたインピーダンス要素（ダイオードＤ
２及びコンデンサＣ２の並列回路）と平滑コンデンサＣ
３とが同一のスイッチング素子側に接続されたような回
路において、平滑コンデンサＣ３を充電する側のスイッ
チング素子Ｑ１のオンデューティを放電灯始動時には定
格点灯時に比べて大きくしているので、コンデンサＣ５
を電源として平滑コンデンサＣ３に充電電流の流れる期
間が長くなり、コンデンサＣ５の両端電圧が低下する。
したがって、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２にかかる高電
圧ストレスを低減することができ、スイッチング素子Ｑ
１，Ｑ２などの回路素子に耐圧の低い素子を用いること
ができるから、コストダウンを図ることができる。尚、
放電灯始動時だけではなく、負荷の異常時や軽負荷時に
も制御回路１が同様の制御を行うことによってスイッチ
ング素子Ｑ１，Ｑ２にかかる高電圧ストレスを低減する
ことができるのは勿論のことである。

【００３７】（実施形態３）図６に本実施形態の電源装
置の回路図を示す。本実施形態は実施形態１の電源装置
の変形例であって、実施形態１ではスイッチング素子Ｑ
１，Ｑ２の接続点にダイオードＤ３のカソードを接続し
ているのに対して、本実施形態ではトランスＴ１の一次
巻線とコンデンサＣ４との接続点にダイオードＤ３のカ
ソードを接続しており、チョッパ用インダクタをトラン
スＴ１の励磁インダクタンスや負荷回路のインダクタＬ
１で兼用することによって、平滑コンデンサＣ３と直列
に接続されたインダクタＬ２を省略している。したがっ
て、トランスＴ１の励磁インダクタンスや負荷回路のイ
ンダクタＬ１は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が高周波
でオン・オフされる１周期の内、インバータ回路ＩＮＶ
に流れる共振電流の一部が入力電流となって引き込ま
れ、入力電流歪を改善するインバータ回路として動作す
る期間と、平滑コンデンサＣ３、ダイオードＤ３，Ｄ４
及びスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と共に構成する降圧チ
ョッパ回路として動作する期間とが存在する。

【００３８】以下に本回路の動作を図７（ａ）〜（ｇ）
を参照して簡単に説明する。尚、図７（ａ）〜（ｇ）中
の矢印は電流の流れる経路を示している。先ずスイッチ
ング素子Ｑ２がオンになると、図７（ａ）に示すように
負荷回路の回生電流が、トランスＴ１の一次巻線→コン
デンサＣ４→ダイオードＤ２及びコンデンサＣ２の並列
回路→コンデンサＣ５→スイッチング素子Ｑ２の寄生ダ
イオード→トランスＴ１の一次巻線の経路で流れる（モ
ード１）。負荷回路に流れる回生電流が反転すると、図
７（ｂ）に示すようにコンデンサＣ５を電源としてコン
デンサＣ５→コンデンサＣ２→コンデンサＣ４→トラン
スＴ１の一次巻線→スイッチング素子Ｑ２→コンデンサ
Ｃ５の経路で電流が流れ、コンデンサＣ２に電荷が充電
される（モード２）。

【００３９】コンデンサＣ２の両端電圧が増加し、整流
器ＤＢの出力電圧｜Ｖｓ｜とコンデンサＣ５の両端電圧
との差の電圧に達すると、図７（ｃ）に示すように交流
電源ＡＣ→整流器ＤＢ→ダイオードＤ１→コンデンサＣ
４→トランスＴ１の一次巻線→スイッチング素子Ｑ２→
整流器ＤＢ→交流電源ＡＣの経路で電流が流れ、インバ
ータ回路ＩＮＶに流れる共振電流が入力電流となって引
き込まれ、コンデンサＣ４に電荷が充電される（モード
３）。

【００４０】コンデンサＣ４が充電され、コンデンサＣ
４の両端電圧が増加するにつれて、コンデンサＣ４とダ
イオードＤ３の接続点の電位が低下し、コンデンサＣ５
の両端電圧Ｖｃ５と平滑コンデンサＣ３の両端電圧Ｖｃ
３との差の電圧よりも低くなると、図７（ｄ）に示すよ
うにコンデンサＣ５→平滑コンデンサＣ３→ダイオード
Ｄ３→トランスＴ１の一次巻線→スイッチング素子Ｑ２
→コンデンサＣ５の経路で電流が流れて、平滑コンデン
サＣ３が充電される（モード４）。図７（ｄ）に示す経
路でコンデンサＣ５の充電電荷が放電して、コンデンサ
Ｃ５の両端電圧が低下し、整流器ＤＢの出力電圧｜Ｖｓ
｜よりも低くなると、図７（ｅ）に示すように、交流電
源ＡＣ→整流器ＤＢ→ダイオードＤ１→ダイオードＤ２
及びコンデンサＣ２の並列回路→平滑コンデンサＣ３→
ダイオードＤ３→トランスＴ１の一次巻線→スイッチン
グ素子Ｑ２→整流器ＤＢ→交流電源ＡＣの経路で電流が
流れ、平滑コンデンサＣ３が充電される（モード５）。

【００４１】次に、スイッチング素子Ｑ２がオフにな
り、スイッチング素子Ｑ１がオンになると、図７（ｆ）
に示すようにインバータ回路ＩＮＶに流れる共振電流に
よりトランスＴ１の一次巻線→スイッチング素子Ｑ１の
寄生ダイオード→平滑コンデンサＣ３→ダイオードＤ３
→トランスＴ１の一次巻線の経路で電流が流れ、引き続
き平滑コンデンサＣ３が充電される（モード６）。イン
バータ回路ＩＮＶに流れる共振電流が反転すると、図７
（ｇ）に示すようにトランスＴ１の一次巻線→コンデン
サＣ４→ダイオードＤ２及びコンデンサＣ２の並列回路
→スイッチング素子Ｑ１→トランスＴ１の一次巻線の経
路で電流が流れ（モード７）、その後は図７（ａ）に示
すモードに戻って、上述の動作を繰り返す。このよう
に、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がオン・オフすること
によって、トランスＴ１の一次巻線に流れる電流の方向
が反転し、負荷に交番した電流を流すことができる。な
お、平滑コンデンサＣ３の放電は、整流器ＤＢの出力電
圧が平滑コンデンサＣ３の両端電圧より低い場合に行わ
れ、平滑コンデンサＣ３の充電電荷はダイオードＤ４を
介して放電され、インバータ回路ＩＮＶに給電される。

【００４２】ここで、負荷である放電灯Ｌａが始動する
状態を考えると、放電灯Ｌａに始動電圧を印加する必要
があるため、インバータ回路ＩＮＶの共振電流は、定格
点灯時に比べて増大している。そのため、本回路のよう
に共振電流の一部が入力電流となってコンデンサＣ５を
充電する回路では、入力電流及び入力電力が増加する。
しかしながら、放電灯Ｌａは点灯していないから消費電
力は小さく、そのためコンデンサＣ５の両端電圧が定格
点灯時に比べて上昇する虞がある。

【００４３】一方、平滑コンデンサＣ３は、スイッチン
グ素子Ｑ２のオン時にコンデンサＣ５或いは交流電源Ａ
Ｃを電源として充電され、平滑コンデンサＣ３の両端電
圧はスイッチング素子Ｑ２のオン時の充電量によって決
まるので、スイッチング素子Ｑ２のオンデューティによ
って決定される。したがって、放電灯始動時におけるス
イッチング素子Ｑ２のオンデューティが定格点灯時のオ
ンデューティと同じであれば、平滑コンデンサＣ３の両
端電圧は放電灯始動時においてコンデンサＣ５の両端電
圧Ｖｃ５ほど急激には上昇しない。したがって、スイッ
チング素子Ｑ１，Ｑ２のオンデューティを例えば５０％
として動作させている場合、放電灯始動時には定格点灯
時に比べてコンデンサＣ５の両端電圧Ｖｃ５と平滑コン
デンサＣ３の両端電圧Ｖｃ３との電位差が大きくなり、
放電灯始動時にはコンデンサＣ５の両端電圧Ｖｃ５が高
くなるため、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２にかかる高電
圧ストレスが大きくなる虞がある。

【００４４】そこで、制御回路１が、放電灯始動時に、
図４（ｂ）に示すように平滑コンデンサＣ３を充電する
側のスイッチング素子Ｑ２のオンデューティを定格点灯
時（図４（ａ）参照）に比べて大きくしているので、コ
ンデンサＣ５を電源としコンデンサＣ５からダイオード
Ｄ３を介して平滑コンデンサＣ３に充電電流が流れる期
間が長くなり、コンデンサＣ５の充電電荷が減少すると
ともに、平滑コンデンサＣ３の充電電荷が増加して、図
３（ｃ）に示すようにコンデンサＣ５の両端電圧Ｖｃ５
と平滑コンデンサＣ３の両端電圧Ｖｃ３との電位差を小
さくすることができ、放電灯始動時にコンデンサＣ５の
両端電圧Ｖｃ５が減少するため、スイッチング素子Ｑ
１，Ｑ２に印加される電圧が低下し、スイッチング素子
Ｑ１，Ｑ２にかかる高電圧ストレスを低減することがで
きる。

【００４５】また、本回路では、図７（ｃ）に示す経路
で入力電流が引き込まれて、コンデンサＣ４が充電され
るのであるが、コンデンサＣ４の両端電圧が増加するこ
とによって、コンデンサＣ４とダイオードＤ３との接続
点の電位が低下し、コンデンサＣ５の両端電圧Ｖｃ５と
平滑コンデンサＣ３の両端電圧Ｖｃ３との差電圧よりも
低くなると、図７（ｄ）に示すようにコンデンサＣ５か
らコンデンサＣ３→ダイオードＤ３→トランスＴ１の一
次巻線→スイッチング素子Ｑ２→コンデンサＣ５の経路
でコンデンサＣ３に充電電流が流れ始める。

【００４６】そのため、実施形態１の電源装置と比較す
ると、実施形態１ではスイッチング素子Ｑ２のオン時に
平滑コンデンサＣ３に充電電流が流れ続けるのに対し
て、本実施形態ではスイッチング素子Ｑ２のオン時に平
滑コンデンサＣ３に充電電流が流れる期間が短くなって
いる。したがって、平滑コンデンサＣ３への充電量を実
施形態１の電源装置と略同じにするために、本実施形態
では共振電流を実施形態１の電源装置に比べて若干増加
させるように回路設計を行っており、そのため軽負荷時
においては実施形態１の電源装置に比べてコンデンサＣ
５の両端電圧が昇圧しやすくなっている。而して、軽負
荷時にコンデンサＣ５の両端電圧が昇圧するのを防止す
るため、本実施形態の電源装置では、実施形態１の電源
装置に比べて、軽負荷時におけるスイッチング素子Ｑ２
のオンデューティを更に大きくしている。

【００４７】上述のように、本実施形態では、共振電流
の一部が入力電流となって流れ込むことにより、入力歪
みが改善されるインバータ回路ＩＮＶと降圧チョッパ回
路とでインダクタを共用し、インバータ回路ＩＮＶの給
電経路に挿入されたインピーダンス要素（すなわちダイ
オードＤ２及びコンデンサＣ２の並列回路）と平滑コン
デンサＣ３とが同一のスイッチング素子Ｑ２側に接続さ
れたような回路において、平滑コンデンサＣ３を充電す
る側のスイッチング素子Ｑ２のオンデューティを放電灯
始動時には定格点灯時に比べて大きくすることにより、
スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路に印加される電
圧を低減して、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２にかかるス
トレスを低減している。したがって、スイッチング素子
Ｑ１，Ｑ２などの回路素子に耐圧の低い素子を用いるこ
とができ、コストダウンを図ることができる。尚、放電
灯始動時だけではなく、負荷の異常時や軽負荷時にも制
御回路１が同様の制御を行うことによって、スイッチン
グ素子Ｑ１，Ｑ２にかかる高電圧ストレスを低減できる
のは勿論のことである。

【００４８】（実施形態４）図８に本実施形態の電源装
置の回路図を示す。本実施形態は実施形態３の電源装置
の変形例であって、実施形態３では、スイッチング素子
Ｑ１の両端間にトランスＴ１の一次巻線とダイオードＤ
３とを介して平滑コンデンサＣ３を接続すると共に、ス
イッチング素子Ｑ２の両端間にトランスＴ１の一次巻線
とダイオードＤ３とを介してダイオードＤ４を逆方向に
接続しているのに対して、本実施形態では、ダイオード
Ｄ３の極性を逆向きとし、低電位側のスイッチング素子
Ｑ２の両端間にトランスＴ１の一次巻線とダイオードＤ
３とを介して平滑コンデンサＣ３を接続すると共に、高
電位側のスイッチング素子Ｑ１の両端間にトランスＴ１
の一次巻線とダイオードＤ３とを介してダイオードＤ４
を逆方向に接続している。

【００４９】また実施形態３では、整流器ＤＢの高電位
側の直流出力端子にダイオードＤ１のアノードを接続す
ると共に、ダイオードＤ１のカソードにコンデンサＣ４
の一端を接続しているのに対して、本実施形態では、整
流器ＤＢの低電位側の直流出力端子にダイオードＤ１の
カソードを接続すると共に、ダイオードＤ１のアノード
にコンデンサＣ４の一端を接続し、コンデンサＣ２及び
ダイオードＤ２の並列回路をコンデンサＣ４とスイッチ
ング素子Ｑ１との間に挿入する代わりに、コンデンサＣ
４とスイッチング素子Ｑ２との間に挿入してある。ここ
に、ダイオードＤ２はスイッチング素子Ｑ２にアノード
が接続されている。また回路動作は、実施形態３ではス
イッチング素子Ｑ２を介して平滑コンデンサＣ３を充電
しているのに対して、本実施形態ではスイッチング素子
Ｑ１を介して平滑コンデンサＣ３を充電している。尚、
その他の構成は実施形態３と同様であるので、その説明
は省略する。

【００５０】ここで、制御回路１は、平滑コンデンサＣ
３を充電する側のスイッチング素子Ｑ１のオンデューテ
ィを放電灯始動時において定格点灯時よりも大きくして
いるので、コンデンサＣ５を電源として平滑コンデンサ
Ｃ３に充電電流の流れる期間が長くなり、コンデンサＣ
５の充電電荷が減少すると共に、平滑コンデンサＣ３の
充電電荷が増加する。したがって、コンデンサＣ５の両
端電圧Ｖｃ５と平滑コンデンサＣ３の両端電圧Ｖｃ３と
の差が小さくなり、放電灯始動時にコンデンサＣ５の両
端電圧Ｖｃ５が減少するため、スイッチング素子Ｑ１，
Ｑ２にかかる高電圧ストレスを低減することができる。
したがって、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２などの回路素
子に耐圧の低い素子を用いることができ、コストダウン
を図ることができる。尚、放電灯始動時だけではなく、
負荷の異常時や軽負荷時にも制御回路１が同様の制御を
行うことによって、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２にかか
る高電圧ストレスを低減できるのは勿論のことである。

【００５１】ところで、上述した図１、図５、図６及び
図８の電源装置では、平滑コンデンサＣ３を充電する側
のスイッチング素子のオンデューティを放電灯始動時に
は定格点灯時に比べて大きくしているが、制御回路１
が、放電灯予熱時に、平滑コンデンサＣ３を充電する側
のスイッチング素子のオンデューティを定格点灯時より
も小さくすることによって、放電灯の両端間に印加され
る電圧の低周波リップルを低減し、且つ、放電灯始動時
に平滑コンデンサＣ３を充電する側のスイッチング素子
のオンデューティを定格点灯時よりも大きくすることに
よって、出力電圧の低周波リップルを大きくしても良
い。

【００５２】例えば図１或いは図６に示す回路におい
て、放電灯予熱時に、平滑コンデンサＣ３を充電する側
のスイッチング素子Ｑ２のオンデューティが、定格点灯
時に比べて大きくなるように制御した場合、コンデンサ
Ｃ５を電源として平滑コンデンサＣ３に充電電流の流れ
る期間が長くなるので、コンデンサＣ５の両端電圧Ｖｃ
５の電圧波形は、図９（ｂ）に示すように、交流電源Ａ
Ｃの電源電圧のピーク付近（コンデンサＣ５の両端電圧
Ｖｃ５に相当）と、電源電圧のゼロクロス付近（平滑コ
ンデンサＣ３の両端電圧Ｖｃ３に相当）とで、平滑電圧
のピーク値の差が小さい電圧波形（以下、完全平滑電圧
波形という）になる。したがって、インバータ回路ＩＮ
Ｖの出力電圧波形は、図９（ｄ）に示すように、交流電
源ＡＣの電源電圧のゼロクロス付近でピークを有するよ
うな電圧波形となるため、低周波リップルが大きくな
り、所定の先行予熱電流が確保されるとフィラメントが
十分予熱されていないにも関わらずコールドスタートし
やすくなる遅れがあった。

【００５３】そこで、図１或いは図６に示す回路では、
制御回路１が、放電灯予熱時に平滑コンデンサＣ３を充
電する側のスイッチング素子Ｑ２のオンデューティを、
他方のスイッチング素子Ｑ１のオンデューティよりも小
さくなるように制御することによって、コンデンサＣ５
を電源として平滑コンデンサＣ３に充電電流が流れる期
間を短くし、図９（ａ）に示すように、コンデンサＣ５
の両端電圧Ｖｃ５の電圧波形を、交流電源ＡＣの電源電
圧のピーク付近（コンデンサＣ５の両端電圧Ｖｃ５に相
当）とゼロクロス付近（平滑コンデンサＣ３の両端電圧
Ｖｃ３に相当）とでピーク値の差が大きいような谷埋め
電圧波形としている。而して、インバータ回路ＩＮＶの
出力電圧波形は、図９（ｃ）に示すように、交流電源Ａ
Ｃの電源電圧のピーク付近とゼロクロス付近とでそれぞ
れピーク値を有するような電圧波形になるが、各々のピ
ーク値は略等しく、比較的低周波リップルの小さい波形
になる。したがって、インバータ回路ＩＮＶの出力電圧
は、十分な先行予熱電流が確保されたとしても、放電灯
Ｌａを始動させるには不十分な電圧値にピーク値が抑制
されたような電圧波形となっているので、デューティ制
御に加えて周波数変調制御を行うことなく、スイッチン
グ素子Ｑ１，Ｑ２のオンデューティを制御するだけで
（或いは周波数制御のみを行うだけで）、予熱中にコー
ルドスタートが発生するのを防止することができる。

【００５４】そして、制御回路１は、放電灯始動時に、
平滑コンデンサＣ３を充電する側のスイッチング素子Ｑ
２のオンデューティを定格点灯時よりも大きくなるよう
に制御することによって、コンデンサＣ５を電源として
平滑コンデンサＣ３に充電電流の流れる期間が長くな
り、コンデンサＣ５の充電電荷が増加すると共に平滑コ
ンデンサＣ３の充電電荷が減少するから、コンデンサＣ
５の両端電圧Ｖｃ５の電圧波形を、図９（ｂ）に示すよ
うに、交流電源ＡＣの電源電圧のピーク付近とゼロクロ
ス付近とにおけるピーク値の差が小さい波形とし、低周
波リップルの小さいような完全平滑電圧波形に近づける
ことができる。

【００５５】したがって、インバータ回路ＩＮＶの出力
電圧波形は、図９（ｄ）に示すように、交流電源ＡＣの
電源電圧のゼロクロス付近でピークを有するような電圧
波形となるため、予熱時に比べて放電灯Ｌａに印加され
る電圧が高くなり、放電灯の始動性が向上する。また、
放電灯始動時にはコンデンサＣ５の両端電圧Ｖｃ５が低
下するので、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に印加される
電圧を低減でき、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２にかかる
高電圧ストレスを低減できる。

【００５６】なお、図５或いは図８に示す回路では、制
御回路１が、平滑コンデンサＣ３を充電する側のスイッ
チング素子Ｑ１のオンデューティを放電灯予熱時には定
格点灯時よりも小さくなるように制御し、放電灯始動時
には定格点灯時よりも大きくなるように制御することに
よって、上述と同様の効果を得ることができる。

【００５７】

【発明の効果】上述のように、請求項１の発明は、交流
電源の電源電圧を整流する整流器と、整流器の出力電圧
を平滑する平滑コンデンサと、直列接続された複数のス
イッチング要素を有し整流器の出力端に接続され直流電
圧を高周波電圧に変換して少なくともＬＣ共振回路を含
む負荷回路に供給するインバータ回路と、負荷回路の一
部を整流器の出力端に接続するためのインピーダンス要
素とを備え、平滑コンデンサはスイッチング要素を介し
て充電され、平滑コンデンサとインピーダンス要素とが
同一のスイッチング要素に接続されて成る電源装置にお
いて、平滑コンデンサを充電する側のスイッチング要素
のオンデューティを変化させるデューティ可変手段を設
けたことを特徴とし、負荷回路の一部がインピーダンス
要素を介して整流器の直流出力端に接続されているの
で、負荷回路に流れる共振電流の一部が入力電流となっ
て流れ込むことにより、入力電流波形歪みを改善するこ
とができ、且つ、インバータ回路を構成するスイッチン
グ要素が、整流器の出力電圧を平滑するチョッパ回路の
スイッチング要素を兼用しているので、部品数を少なく
してコストダウンを図ることができ、しかも軽負荷時に
は負荷回路の消費電力が低下するから、スイッチング要
素に印加される電圧が増加するが、デューティ可変手段
を用いて平滑コンデンサを充電する側のスイッチング要
素のオンデューティを変化させることにより、平滑コン
デンサに充電電流が流れる期間を変化させることがで
き、平滑コンデンサの両端電圧を変化させて、スイッチ
ング要素に印加される電圧を抑制できるという効果があ
る。

【００５８】請求項２の発明は、交流電源の電源電圧を
整流する整流器と、整流器の出力電圧を高周波電圧に変
換するインバータ回路と、整流器の出力端に接続され負
荷回路に連続的な電流が供給できる程度の平滑作用を有
する補助電源回路とを備え、上記インバータ回路は、整
流器の直流出力端間にダイオード及びコンデンサの並列
回路からなるインピーダンス要素を介して接続された第
１及び第２のスイッチング要素の直列回路と、整流器及
びインピーダンス要素の接続点と第１及び第２のスイッ
チング要素の接続点との間に接続される直流カット用コ
ンデンサ及びトランスの一次巻線の直列回路と、トラン
スの二次巻線の両端間に接続される共振用インダクタ及
び放電灯の直列回路と、放電灯と並列に接続された共振
用コンデンサとを有し、上記補助電源回路は、第１及び
第２のスイッチング要素の直列回路の両端間に接続され
る逆方向の放電用ダイオードと平滑コンデンサとチョッ
パ用インダクタの直列回路と、第１及び第２のスイッチ
ング要素の接続点に一端が接続された平滑コンデンサに
充電電流を流すための充電用ダイオードと、第１及び第
２のスイッチング要素の直列回路の両端間に接続された
小容量のコンデンサとを有し、上記インピーダンス要素
と上記平滑コンデンサとが同一のスイッチング要素に接
続されて成る電源装置において、平滑コンデンサを充電
する側のスイッチング要素のオンデューティを変化させ
るデューティ可変手段を設けたことを特徴とし、負荷回
路の一部がインピーダンス要素を介して整流器の直流出
力端に接続されているので、負荷回路に流れる共振電流
の一部が入力電流となって流れ込むことにより、入力電
流波形歪みを改善することができ、且つ、インバータ回
路と補助電源回路とで第１又は第２のスイッチング要素
を兼用しているので、部品数を少なくしてコストダウン
を図ることができ、しかも軽負荷時には負荷回路の消費
電力が低下するから、スイッチング要素に印加される電
圧が増加するが、デューティ可変手段を用いて平滑コン
デンサを充電する側のスイッチング要素のオンデューテ
ィを変化させることにより、第１及び第２のスイッチン
グ要素の直列回路に並列接続されたコンデンサから平滑
コンデンサに充電電流が流れる期間を変化させることが
でき、このコンデンサの両端電圧を変化させることによ
り、第１及び第２のスイッチング要素の直列回路の両端
間に印加される電圧を抑制できるという効果がある。

【００５９】請求項３の発明は、交流電源の電源電圧を
整流する整流器と、整流器の出力電圧を高周波電圧に変
換するインバータ回路と、整流器の出力端に接続され負
荷回路に連続的な電流が供給できる程度の平滑作用を有
する補助電源回路とを備え、上記インバータ回路は、整
流器の直流出力端間にダイオード及びコンデンサの並列
回路からなるインピーダンス要素を介して接続された第
１及び第２のスイッチング要素の直列回路と、整流器及
びインピーダンス要素の接続点と第１及び第２のスイッ
チング要素の接続点との間に接続される直流カット用コ
ンデンサ及びトランスの一次巻線の直列回路と、トラン
スの二次巻線の両端間に接続される共振用インダクタ及
び放電灯の直列回路と、放電灯と並列に接続された共振
用コンデンサとを有し、上記補助電源回路は、第１及び
第２のスイッチング要素の直列回路の両端間に接続され
る逆方向の放電用ダイオード及び平滑コンデンサの直列
回路と、直流カット用コンデンサ及びトランスの一次巻
線の接続点に一端が接続された平滑コンデンサに充電電
流を流すための充電用ダイオードと、第１及び第２のス
イッチング要素の直列回路の両端間に接続された小容量
のコンデンサとを有し、上記インピーダンス要素と上記
平滑コンデンサとが同一のスイッチング要素に接続され
て成る電源装置において、平滑コンデンサを充電する側
のスイッチング要素のオンデューティを変化させるデュ
ーティ可変手段を設けたことを特徴とし、負荷回路の一
部がインピーダンス要素を介して整流器の直流出力端に
接続されているので、負荷回路に流れる共振電流の一部
が入力電流となって流れ込むことにより、入力電流波形
歪みを改善することができ、且つ、インバータ回路と補
助電源回路とで第１又は第２のスイッチング要素を兼用
するとともに、充電用ダイオードの一端を直流カット用
コンデンサ及びトランスの一次巻線の接続点に接続する
ことによって、トランスの励磁インダクタンスやトラン
スの二次側に接続された共振用インダクタでチョッパ用
インダクタを兼用しているので、部品数を少なくしてコ
ストダウンを図ることができ、しかも軽負荷時には負荷
回路の消費電力が低下するから、スイッチング要素に印
加される電圧が増加するが、デューティ可変手段を用い
て平滑コンデンサを充電する側のスイッチング要素のオ
ンデューティを変化させることにより、第１及び第２の
スイッチング要素の直列回路に並列接続されたコンデン
サから平滑コンデンサに充電電流が流れる期間を変化さ
せることができ、このコンデンサの両端電圧を変化させ
ることにより、第１及び第２のスイッチング要素の直列
回路の両端間に印加される電圧を抑制できるという効果
がある。

【００６０】請求項４の発明は、請求項１乃至３の発明
において、上記デューティ可変手段は、平滑コンデンサ
を充電する側のスイッチング要素のオンデューティを軽
負荷時に定格負荷時よりも大きくすることを特徴とし、
軽負荷時は負荷回路の消費電力が小さいため、インバー
タ回路のスイッチング素子に印加される電圧が定格負荷
時に比べて上昇するが、平滑コンデンサを充電する側の
スイッチング素子のオンデューティを軽負荷時は定格負
荷時に比べて大きくしているので、平滑コンデンサに充
電電流が流れる期間が長くなり、平滑コンデンサの充電
電荷が増加するから、スイッチング素子の直列回路に印
加される電圧を低下させ、スイッチング素子に耐圧の低
い素子を用いることができるという効果がある。

【００６１】請求項５の発明では、請求項１乃至３の発
明において、上記負荷回路は放電灯を含み、上記デュー
ティ可変手段は、平滑コンデンサを充電する側のスイッ
チング要素のオンデューティを放電灯始動時に定格点灯
時よりも大きくすることを特徴とし、放電灯始動時は負
荷である放電灯の消費電力が小さいため、インバータ回
路のスイッチング素子に印加される電圧が定格点灯時に
比べて上昇するが、平滑コンデンサを充電する側のスイ
ッチング素子のオンデューティを放電灯始動時は定格点
灯時に比べて大きくしているので、平滑コンデンサに充
電電流が流れる期間が長くなり、平滑コンデンサの充電
電荷が増加するから、スイッチング素子に印加される電
圧を低下させ、スイッチング素子に耐圧の低い素子を用
いることができるという効果がある。

【００６２】請求項６の発明では、請求項１乃至３の発
明において、上記負荷回路は予熱用の電極を有する放電
灯を含み、上記デューティ可変手段は、平滑コンデンサ
を充電する側のスイッチング要素のオンデューティを放
電灯予熱時に定格点灯時よりも小さくすることを特徴と
し、平滑コンデンサを充電する側のスイッチング素子の
オンデューティを放電灯予熱時は定格点灯時に比べて小
さくしているので、平滑コンデンサに充電電流が流れる
期間が短くなり、平滑コンデンサの充電電荷が減少する
から、インバータ回路に供給される電圧波形は交流電源
電圧のピーク付近における電圧とゼロクロス付近におけ
る電圧との電位差が大きいような電圧波形となるが、イ
ンバータ回路の出力電圧波形は交流電源電圧のピーク付
近とゼロクロス付近とでピーク値が略等しくなるような
電圧波形となるので、放電灯を始動させるのに十分な高
い電圧が発生しにくく、デューティ制御や周波数変調制
御を組み合わせるような複雑な制御を行うことなく、予
熱が不十分な状態で放電灯が点灯するのを防止できると
いう効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】実施形態１の電源装置を示す回路図である。

【図２】（ａ）〜（ｆ）は同上の動作を説明する回路図
である。

【図３】（ａ）〜（ｃ）は同上の動作を説明する波形図
である。

【図４】（ａ）（ｂ）は同上の動作を説明する波形図で
ある。

【図５】実施形態２の電源装置を示す回路図である。

【図６】実施形態３の電源装置を示す回路図である。

【図７】（ａ）〜（ｇ）は同上の動作を説明する回路図
である。

【図８】実施形態４の電源装置を示す回路図である。

【図９】（ａ）〜（ｄ）は同上の電源装置の動作を説明
する波形図である。

【図１０】従来の電源装置の回路図である。

【符号の説明】

１ 制御回路 Ｃ３ 平滑コンデンサ Ｄ３，Ｄ４ ダイオード ＩＮＶ インバータ回路 Ｌ２ インダクタ Ｌａ 放電灯 Ｑ１，Ｑ２ スイッチング素子 Ｔ１ トランス

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁷ 識別記号 ＦＩ テーマコート゛(参考） Ｈ０５Ｂ 41/24 Ｈ０５Ｂ 41/24 Ｑ Ｆターム(参考） 3K072 AA02 BA03 BA05 BB01 BC01 BC03 BC07 DB03 DD04 GA02 GB12 GB13 GC04 HA10 HB03 5H006 AA02 BB00 CA02 CA07 CB01 5H007 AA02 BB03 CA02 CB12 CB22 CD03 EA02

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】交流電源の電源電圧を整流する整流器と、
   整流器の出力電圧を平滑する平滑コンデンサと、直列接
   続された複数のスイッチング要素を有し整流器の出力端
   に接続され直流電圧を高周波電圧に変換して少なくとも
   ＬＣ共振回路を含む負荷回路に供給するインバータ回路
   と、負荷回路の一部を整流器の出力端に接続するための
   インピーダンス要素とを備え、平滑コンデンサはスイッ
   チング要素を介して充電され、平滑コンデンサとインピ
   ーダンス要素とが同一のスイッチング要素に接続されて
   成る電源装置において、平滑コンデンサを充電する側の
   スイッチング要素のオンデューティを変化させるデュー
   ティ可変手段を設けたことを特徴とする電源装置。
2. 【請求項２】交流電源の電源電圧を整流する整流器と、
   整流器の出力電圧を高周波電圧に変換するインバータ回
   路と、整流器の出力端に接続され負荷回路に連続的な電
   流が供給できる程度の平滑作用を有する補助電源回路と
   を備え、上記インバータ回路は、整流器の直流出力端間
   にダイオード及びコンデンサの並列回路からなるインピ
   ーダンス要素を介して接続された第１及び第２のスイッ
   チング要素の直列回路と、整流器及びインピーダンス要
   素の接続点と第１及び第２のスイッチング要素の接続点
   との間に接続される直流カット用コンデンサ及びトラン
   スの一次巻線の直列回路と、トランスの二次巻線の両端
   間に接続される共振用インダクタ及び放電灯の直列回路
   と、放電灯と並列に接続された共振用コンデンサとを有
   し、上記補助電源回路は、第１及び第２のスイッチング
   要素の直列回路の両端間に接続される逆方向の放電用ダ
   イオードと平滑コンデンサとチョッパ用インダクタの直
   列回路と、第１及び第２のスイッチング要素の接続点に
   一端が接続された平滑コンデンサに充電電流を流すため
   の充電用ダイオードと、第１及び第２のスイッチング要
   素の直列回路の両端間に接続された小容量のコンデンサ
   とを有し、上記インピーダンス要素と上記平滑コンデン
   サとが同一のスイッチング要素に接続されて成る電源装
   置において、平滑コンデンサを充電する側のスイッチン
   グ要素のオンデューティを変化させるデューティ可変手
   段を設けたことを特徴とする電源装置。
3. 【請求項３】交流電源の電源電圧を整流する整流器と、
   整流器の出力電圧を高周波電圧に変換するインバータ回
   路と、整流器の出力端に接続され負荷回路に連続的な電
   流が供給できる程度の平滑作用を有する補助電源回路と
   を備え、上記インバータ回路は、整流器の直流出力端間
   にダイオード及びコンデンサの並列回路からなるインピ
   ーダンス要素を介して接続された第１及び第２のスイッ
   チング要素の直列回路と、整流器及びインピーダンス要
   素の接続点と第１及び第２のスイッチング要素の接続点
   との間に接続される直流カット用コンデンサ及びトラン
   スの一次巻線の直列回路と、トランスの二次巻線の両端
   間に接続される共振用インダクタ及び放電灯の直列回路
   と、放電灯と並列に接続された共振用コンデンサとを有
   し、上記補助電源回路は、第１及び第２のスイッチング
   要素の直列回路の両端間に接続される逆方向の放電用ダ
   イオード及び平滑コンデンサの直列回路と、直流カット
   用コンデンサ及びトランスの一次巻線の接続点に一端が
   接続された平滑コンデンサに充電電流を流すための充電
   用ダイオードと、第１及び第２のスイッチング要素の直
   列回路の両端間に接続された小容量のコンデンサとを有
   し、上記インピーダンス要素と上記平滑コンデンサとが
   同一のスイッチング要素に接続されて成る電源装置にお
   いて、平滑コンデンサを充電する側のスイッチング要素
   のオンデューティを変化させるデューティ可変手段を設
   けたことを特徴とする電源装置。
4. 【請求項４】上記デューティ可変手段は、平滑コンデン
   サを充電する側のスイッチング要素のオンデューティを
   軽負荷時に定格負荷時よりも大きくすることを特徴とす
   る請求項１乃至３記載の電源装置。
5. 【請求項５】上記負荷回路は放電灯を含み、上記デュー
   ティ可変手段は、平滑コンデンサを充電する側のスイッ
   チング要素のオンデューティを放電灯始動時に定格点灯
   時よりも大きくすることを特徴とする請求項１乃至３記
   載の電源装置。
6. 【請求項６】上記負荷回路は予熱用の電極を有する放電
   灯を含み、上記デューティ可変手段は、平滑コンデンサ
   を充電する側のスイッチング要素のオンデューティを放
   電灯予熱時に定格点灯時よりも小さくすることを特徴と
   する請求項１乃至３記載の電源装置。