JP3402922B2 - 電源装置 - Google Patents
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- JP3402922B2 JP3402922B2 JP10994696A JP10994696A JP3402922B2 JP 3402922 B2 JP3402922 B2 JP 3402922B2 JP 10994696 A JP10994696 A JP 10994696A JP 10994696 A JP10994696 A JP 10994696A JP 3402922 B2 JP3402922 B2 JP 3402922B2
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、インバータを用い
て負荷回路に高周波電力を供給する電源装置に関するも
のである。
て負荷回路に高周波電力を供給する電源装置に関するも
のである。
【０００２】
【従来の技術】従来より、インバータを用いた電源装置
が知られている。たとえば、図１７に示すものは、特開
平３−３６７５号公報に記載された電源装置であって、
バイポーラトランジスタよりなる２個のスイッチング素
子Ｑ1 ，Ｑ2 のコレクタ−エミッタが直列接続され、各
スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のコレクタ−エミッタにそ
れぞれ逆並列にダイオードＤ1 ，Ｄ2 が接続される。各
スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のベース−エミッタ間には
それぞれ図１８に示すような矩形波状の制御信号Ｓ1 ，
Ｓ2 が入力され、両スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 が同時
にオンにならないように交互にオンオフされる（制御信
号Ｓ1 ，Ｓ2 がＨレベルの期間にスイッチング素子
Ｑ1 ，Ｑ2 がオンになる）。２個のスイッチング素子Ｑ
1 ，Ｑ2 のコレクタ−エミッタの直列回路には、２個の
コンデンサＣ1 ，Ｃ2 の直列回路が並列に接続される。
両スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の接続点と両コンデンサ
Ｃ1 ，Ｃ 2 の接続点との間には負荷回路が接続される。
負荷回路は蛍光灯である放電灯ＦＬの両フィラメントの
一端間に予熱用のコンデンサＣ3 を接続し、一方のフィ
ラメントの他端にインダクタＬ3 の一端を接続して構成
され、放電灯ＦＬの他方のフィラメントの他端がコンデ
ンサＣ1 ，Ｃ2 の接続点に接続され、インダクタＬ 3 の
他端がスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の接続点に接続され
ている。
が知られている。たとえば、図１７に示すものは、特開
平３−３６７５号公報に記載された電源装置であって、
バイポーラトランジスタよりなる２個のスイッチング素
子Ｑ1 ，Ｑ2 のコレクタ−エミッタが直列接続され、各
スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のコレクタ−エミッタにそ
れぞれ逆並列にダイオードＤ1 ，Ｄ2 が接続される。各
スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のベース−エミッタ間には
それぞれ図１８に示すような矩形波状の制御信号Ｓ1 ，
Ｓ2 が入力され、両スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 が同時
にオンにならないように交互にオンオフされる（制御信
号Ｓ1 ，Ｓ2 がＨレベルの期間にスイッチング素子
Ｑ1 ，Ｑ2 がオンになる）。２個のスイッチング素子Ｑ
1 ，Ｑ2 のコレクタ−エミッタの直列回路には、２個の
コンデンサＣ1 ，Ｃ2 の直列回路が並列に接続される。
両スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の接続点と両コンデンサ
Ｃ1 ，Ｃ 2 の接続点との間には負荷回路が接続される。
負荷回路は蛍光灯である放電灯ＦＬの両フィラメントの
一端間に予熱用のコンデンサＣ3 を接続し、一方のフィ
ラメントの他端にインダクタＬ3 の一端を接続して構成
され、放電灯ＦＬの他方のフィラメントの他端がコンデ
ンサＣ1 ，Ｃ2 の接続点に接続され、インダクタＬ 3 の
他端がスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の接続点に接続され
ている。
【０００３】上述した構成を有するインバータ１には商
用電源のような交流電源Ｖｓを整流した脈流が電圧とし
て入力される。すなわち、上記インバータ１のダイオー
ドＤ 1 ，Ｄ2 の直列回路には整流用の２個のダイオード
Ｄ3 ，Ｄ4 の直列回路が並列に接続され、ダイオードＤ
1 ，Ｄ2 の直列回路とダイオードＤ3 ，Ｄ4 の直列回路
とは、ダイオードＤ1 とダイオードＤ3 とのカソードが
共通に接続されるとともに、ダイオードＤ2 とダイオー
ドＤ4 のアノードが共通に接続される。交流電源Ｖｓは
インダクタＬ1 ，Ｌ2 とコンデンサＣ4 とからなるフィ
ルタ回路３を通して、ダイオードＤ1 ，Ｄ2 の接続点と
ダイオードＤ3 ，Ｄ4 の接続点との間に入力される。つ
まり、ダイオードＤ1 〜Ｄ4 がダイオードブリッジを構
成して交流電源Ｖｓを全波整流することになる。ここに
フィルタ回路３は交流電源Ｖｓの周波数の電流を通過さ
せ、高周波電流を阻止するように構成される。
用電源のような交流電源Ｖｓを整流した脈流が電圧とし
て入力される。すなわち、上記インバータ１のダイオー
ドＤ 1 ，Ｄ2 の直列回路には整流用の２個のダイオード
Ｄ3 ，Ｄ4 の直列回路が並列に接続され、ダイオードＤ
1 ，Ｄ2 の直列回路とダイオードＤ3 ，Ｄ4 の直列回路
とは、ダイオードＤ1 とダイオードＤ3 とのカソードが
共通に接続されるとともに、ダイオードＤ2 とダイオー
ドＤ4 のアノードが共通に接続される。交流電源Ｖｓは
インダクタＬ1 ，Ｌ2 とコンデンサＣ4 とからなるフィ
ルタ回路３を通して、ダイオードＤ1 ，Ｄ2 の接続点と
ダイオードＤ3 ，Ｄ4 の接続点との間に入力される。つ
まり、ダイオードＤ1 〜Ｄ4 がダイオードブリッジを構
成して交流電源Ｖｓを全波整流することになる。ここに
フィルタ回路３は交流電源Ｖｓの周波数の電流を通過さ
せ、高周波電流を阻止するように構成される。
【０００４】以下に説明する動作によって明らかになる
が、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 、ダイオードＤ1 ，Ｄ
2 、コンデンサＣ1 ，Ｃ2 は、インバータ１を構成する
と同時に、ダイオードＤ3 ，Ｄ4 およびインダクタ
Ｌ1 ，Ｌ2 とともに、交流電源Ｖｓの電圧に対してコン
デンサＣ1 ，Ｃ2 の直列回路の両端電圧を電圧変換する
ためのチョッパ回路２も構成している。
が、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 、ダイオードＤ1 ，Ｄ
2 、コンデンサＣ1 ，Ｃ2 は、インバータ１を構成する
と同時に、ダイオードＤ3 ，Ｄ4 およびインダクタ
Ｌ1 ，Ｌ2 とともに、交流電源Ｖｓの電圧に対してコン
デンサＣ1 ，Ｃ2 の直列回路の両端電圧を電圧変換する
ためのチョッパ回路２も構成している。
【０００５】すなわち、交流電源Ｖｓが正の半サイクル
のときにスイッチング素子Ｑ1 がオンになると、インダ
クタＬ1 ，Ｌ2 −ダイオードＤ3 −スイッチング素子Ｑ
1 を通る経路でインダクタＬ1 ，Ｌ2 に電流が流れる。
また、コンデンサＣ1 からスイッチング素子Ｑ1 を介し
て負荷回路に電流を流す経路も形成される。ここに、ダ
イオードＤ3 の両端の電位に応じて上記２経路の一方に
電流が流れる。トランジスタＱ1 がオフになれば、イン
ダクタＬ3 の蓄積エネルギが放電灯ＦＬ（コンデンサＣ
3 ）−コンデンサＣ2 −ダイオードＤ2 の経路で放出さ
れるから、インダクタＬ1 ，Ｌ2 の蓄積エネルギはダイ
オードＤ3 −コンデンサＣ1 ，Ｃ2 −ダイオードＤ2 を
通して放出される。つまり、コンデンサＣ1 ，Ｃ2 の直
列回路には、交流電源Ｖｓの電圧にインダクタＬ1 ，Ｌ
2 の蓄積エネルギにより生じた逆起電圧を加算した電圧
が印加され、交流電源Ｖｓの電圧が昇圧される。
のときにスイッチング素子Ｑ1 がオンになると、インダ
クタＬ1 ，Ｌ2 −ダイオードＤ3 −スイッチング素子Ｑ
1 を通る経路でインダクタＬ1 ，Ｌ2 に電流が流れる。
また、コンデンサＣ1 からスイッチング素子Ｑ1 を介し
て負荷回路に電流を流す経路も形成される。ここに、ダ
イオードＤ3 の両端の電位に応じて上記２経路の一方に
電流が流れる。トランジスタＱ1 がオフになれば、イン
ダクタＬ3 の蓄積エネルギが放電灯ＦＬ（コンデンサＣ
3 ）−コンデンサＣ2 −ダイオードＤ2 の経路で放出さ
れるから、インダクタＬ1 ，Ｌ2 の蓄積エネルギはダイ
オードＤ3 −コンデンサＣ1 ，Ｃ2 −ダイオードＤ2 を
通して放出される。つまり、コンデンサＣ1 ，Ｃ2 の直
列回路には、交流電源Ｖｓの電圧にインダクタＬ1 ，Ｌ
2 の蓄積エネルギにより生じた逆起電圧を加算した電圧
が印加され、交流電源Ｖｓの電圧が昇圧される。
【０００６】ここで、スイッチング素子Ｑ2 がオンにな
っているから、インダクタＬ3 の蓄積エネルギの放出後
には、コンデンサＣ2 から放電灯ＦＬ（コンデンサ
Ｃ3 ）−インダクタＬ3 −スイッチング素子Ｑ2 の経路
で電流が流れ、同時に交流電源Ｖｓからインダクタ
Ｌ1 ，Ｌ2 −ダイオードＤ3 −コンデンサＣ1 −負荷回
路の経路を通して電流が流れる。その後、スイッチング
素子Ｑ2 がオフになれば、インダクタＬ3 の蓄積エネル
ギがダイオードＤ1 −コンデンサＣ1 −放電灯ＦＬ（コ
ンデンサＣ3 ）の経路で放出される。また、交流電源Ｖ
ｓからインダクタＬ1 ，Ｌ2 −ダイオードＤ3 −コンデ
ンサＣ1 −負荷回路という経路を通して電流が流れる。
っているから、インダクタＬ3 の蓄積エネルギの放出後
には、コンデンサＣ2 から放電灯ＦＬ（コンデンサ
Ｃ3 ）−インダクタＬ3 −スイッチング素子Ｑ2 の経路
で電流が流れ、同時に交流電源Ｖｓからインダクタ
Ｌ1 ，Ｌ2 −ダイオードＤ3 −コンデンサＣ1 −負荷回
路の経路を通して電流が流れる。その後、スイッチング
素子Ｑ2 がオフになれば、インダクタＬ3 の蓄積エネル
ギがダイオードＤ1 −コンデンサＣ1 −放電灯ＦＬ（コ
ンデンサＣ3 ）の経路で放出される。また、交流電源Ｖ
ｓからインダクタＬ1 ，Ｌ2 −ダイオードＤ3 −コンデ
ンサＣ1 −負荷回路という経路を通して電流が流れる。
【０００７】上述のように交流電源Ｖｓの正の半サイク
ルの期間にはインダクタＬ1 ，Ｌ2とスイッチング素子
Ｑ1 とコンデンサＣ1 ，Ｃ2 とにより昇圧型のチョッパ
回路が構成される。つまり、インバータ１はハーフブリ
ッジ型であってスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のオンオフ
により負荷回路に交番電流を流すことができ、スイッチ
ング素子Ｑ1 はチョッパ回路にも兼用されることにな
る。
ルの期間にはインダクタＬ1 ，Ｌ2とスイッチング素子
Ｑ1 とコンデンサＣ1 ，Ｃ2 とにより昇圧型のチョッパ
回路が構成される。つまり、インバータ１はハーフブリ
ッジ型であってスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のオンオフ
により負荷回路に交番電流を流すことができ、スイッチ
ング素子Ｑ1 はチョッパ回路にも兼用されることにな
る。
【０００８】一方、交流電源Ｖｓの負の半サイクルの期
間にはスイッチング素子Ｑ2 がオンになると交流電源Ｖ
ｓからスイッチング素子Ｑ2 −ダイオードＤ4 −インダ
クタＬ1 ，Ｌ2 の経路を通して電流が流れ、同時に、コ
ンデンサＣ2 から負荷回路−スイッチング素子Ｑ2 の経
路で電流が流れる。スイッチング素子Ｑ2 がオフになる
と、インダクタＬ3 の蓄積エネルギがダイオードＤ1 −
コンデンサＣ1 −放電灯ＦＬ（コンデンサＣ3 ）の経路
を通して流れるから、交流電源ＶｓからダイオードＤ1
−コンデンサＣ1 ，Ｃ2 −ダイオードＤ4 −インダクタ
Ｌ1 ，Ｌ2 という経路でインダクタＬ1 ，Ｌ2 の蓄積エ
ネルギが放出される。つまり、コンデンサＣ1 ，Ｃ2 の
直列回路の両端電圧は交流電源Ｖｓの電圧よりも昇圧さ
れる。
間にはスイッチング素子Ｑ2 がオンになると交流電源Ｖ
ｓからスイッチング素子Ｑ2 −ダイオードＤ4 −インダ
クタＬ1 ，Ｌ2 の経路を通して電流が流れ、同時に、コ
ンデンサＣ2 から負荷回路−スイッチング素子Ｑ2 の経
路で電流が流れる。スイッチング素子Ｑ2 がオフになる
と、インダクタＬ3 の蓄積エネルギがダイオードＤ1 −
コンデンサＣ1 −放電灯ＦＬ（コンデンサＣ3 ）の経路
を通して流れるから、交流電源ＶｓからダイオードＤ1
−コンデンサＣ1 ，Ｃ2 −ダイオードＤ4 −インダクタ
Ｌ1 ，Ｌ2 という経路でインダクタＬ1 ，Ｌ2 の蓄積エ
ネルギが放出される。つまり、コンデンサＣ1 ，Ｃ2 の
直列回路の両端電圧は交流電源Ｖｓの電圧よりも昇圧さ
れる。
【０００９】このとき、スイッチング素子Ｑ1 はオンに
なっているから、インダクタＬ3 の蓄積エネルギの放出
後には、コンデンサＣ1 からスイッチング素子Ｑ1 を通
して負荷回路に電流が流れる経路が形成され、また、交
流電源Ｖｓから負荷回路−コンデンサＣ2 −ダイオード
Ｄ4 −インダクタＬ1 ，Ｌ2 の経路を通して電流が流れ
る。その後、スイッチング素子Ｑ1 がオフになれば、イ
ンダクタＬ3 の蓄積エネルギが放電灯ＦＬ（コンデンサ
Ｃ3 ）−コンデンサＣ2 −ダイオードＤ2 という経路で
放出され、同時に交流電源Ｖｓから負荷回路−コンデン
サＣ2 −ダイオードＤ4 −インダクタＬ1 ，Ｌ2 という
経路に電流が流れる。
なっているから、インダクタＬ3 の蓄積エネルギの放出
後には、コンデンサＣ1 からスイッチング素子Ｑ1 を通
して負荷回路に電流が流れる経路が形成され、また、交
流電源Ｖｓから負荷回路−コンデンサＣ2 −ダイオード
Ｄ4 −インダクタＬ1 ，Ｌ2 の経路を通して電流が流れ
る。その後、スイッチング素子Ｑ1 がオフになれば、イ
ンダクタＬ3 の蓄積エネルギが放電灯ＦＬ（コンデンサ
Ｃ3 ）−コンデンサＣ2 −ダイオードＤ2 という経路で
放出され、同時に交流電源Ｖｓから負荷回路−コンデン
サＣ2 −ダイオードＤ4 −インダクタＬ1 ，Ｌ2 という
経路に電流が流れる。
【００１０】このように、交流電源Ｖｓの負の半サイク
ルの期間には、スイッチング素子Ｑ 2 がチョッパ回路に
兼用されることになる。ここで、上記回路においてスイ
ッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 をオンオフさせるスイッチング
周波数ｆを変化させることにより負荷回路への供給電力
を制御する周波数制御方式について検討する。上記回路
では、スイッチング周波数ｆに対する入力電力Ｗｉｎ並
びに出力電力Ｗｏｕｔの関係は図１９のようになる。図
中ｆｃはインバータ１の負荷回路の固有共振周波数であ
る。スイッチング周波数ｆが固有共振周波数ｆｃよりも
高い領域では、入力電力Ｗｉｎおよび出力電力Ｗｏｕｔ
は、スイッチング周波数ｆの変化に対して単調減少にな
る。また、減少率は出力電力Ｗｏｕｔのほうが大きくな
る。すなわち、ｄＷｏｕｔ／ｄｆ＞ｄＷｉｎ／ｄｆであ
り、スイッチング周波数ｆの変化に対する制御範囲は出
力電力Ｗｏｕｔのほうが広くなる。なお、図１９におけ
るスイッチング周波数ｆ1 は、入力電力Ｗｉｎと出力電
力Ｗｏｕｔとが等しくなる（Ｗｉｎ＝Ｗｏｕｔ＝Ｗ1 ）
ときのスイッチング周波数ｆである。
ルの期間には、スイッチング素子Ｑ 2 がチョッパ回路に
兼用されることになる。ここで、上記回路においてスイ
ッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 をオンオフさせるスイッチング
周波数ｆを変化させることにより負荷回路への供給電力
を制御する周波数制御方式について検討する。上記回路
では、スイッチング周波数ｆに対する入力電力Ｗｉｎ並
びに出力電力Ｗｏｕｔの関係は図１９のようになる。図
中ｆｃはインバータ１の負荷回路の固有共振周波数であ
る。スイッチング周波数ｆが固有共振周波数ｆｃよりも
高い領域では、入力電力Ｗｉｎおよび出力電力Ｗｏｕｔ
は、スイッチング周波数ｆの変化に対して単調減少にな
る。また、減少率は出力電力Ｗｏｕｔのほうが大きくな
る。すなわち、ｄＷｏｕｔ／ｄｆ＞ｄＷｉｎ／ｄｆであ
り、スイッチング周波数ｆの変化に対する制御範囲は出
力電力Ｗｏｕｔのほうが広くなる。なお、図１９におけ
るスイッチング周波数ｆ1 は、入力電力Ｗｉｎと出力電
力Ｗｏｕｔとが等しくなる（Ｗｉｎ＝Ｗｏｕｔ＝Ｗ1 ）
ときのスイッチング周波数ｆである。
【００１１】一方、各スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のオ
フ期間を変えずにオン期間のみを制御することによって
負荷回路への供給電力を制御するデューティ制御方式で
は、デューティ比（＝｛オン期間／（オン期間＋オフ期
間）｝×１００）に対する入力電力Ｗｉｎおよび出力電
力Ｗｏｕｔの関係は図２０のようになる。この場合に
は、入力電力Ｗｉｎと出力電力Ｗｏｕｔとが等しくなる
ときのデューティ比Ｄ1を越えると、入力電力Ｗｉｎの
ほうが出力電力Ｗｏｕｔよりも大きくなる。デューティ
比Ｄが５０％の前後では、ｄＷｉｎ／ｄＤ＞ｄＷｏｕｔ
／ｄＤであり、デューティ比Ｄの変化に対する制御範囲
は入力電力Ｗｉｎのほうが大きくなる。
フ期間を変えずにオン期間のみを制御することによって
負荷回路への供給電力を制御するデューティ制御方式で
は、デューティ比（＝｛オン期間／（オン期間＋オフ期
間）｝×１００）に対する入力電力Ｗｉｎおよび出力電
力Ｗｏｕｔの関係は図２０のようになる。この場合に
は、入力電力Ｗｉｎと出力電力Ｗｏｕｔとが等しくなる
ときのデューティ比Ｄ1を越えると、入力電力Ｗｉｎの
ほうが出力電力Ｗｏｕｔよりも大きくなる。デューティ
比Ｄが５０％の前後では、ｄＷｉｎ／ｄＤ＞ｄＷｏｕｔ
／ｄＤであり、デューティ比Ｄの変化に対する制御範囲
は入力電力Ｗｉｎのほうが大きくなる。
【００１２】ところで、入力電力Ｗｉｎと出力電力Ｗｏ
ｕｔとに差が生じると入力電流波形に歪みが生じて力率
が低下し、また高調波成分が増加してノイズの発生につ
ながるという問題が生じる。また、入力電力Ｗｉｎが出
力電力Ｗｏｕｔよりも大きいときには上記問題に加え
て、余剰電力によってコンデンサＣ1 ，Ｃ2 の直列回路
の両端電圧が上昇することになり、コンデンサＣ1 ，Ｃ
2 やスイッチング素子Ｓ 1 ，Ｓ2 に高耐圧のものが要求
され、結果的にコスト高につながるという問題が生じ
る。
ｕｔとに差が生じると入力電流波形に歪みが生じて力率
が低下し、また高調波成分が増加してノイズの発生につ
ながるという問題が生じる。また、入力電力Ｗｉｎが出
力電力Ｗｏｕｔよりも大きいときには上記問題に加え
て、余剰電力によってコンデンサＣ1 ，Ｃ2 の直列回路
の両端電圧が上昇することになり、コンデンサＣ1 ，Ｃ
2 やスイッチング素子Ｓ 1 ，Ｓ2 に高耐圧のものが要求
され、結果的にコスト高につながるという問題が生じ
る。
【００１３】いま、図１７に示す電源装置において、ス
イッチング周波数ｆをｆ1 かつデューティ比ＤをＤ1 と
したときに負荷回路に設けた放電灯ＦＬが全点灯である
ものとし、スイッチング周波数ｆをｆ1 よりも高いｆ2
に移行させたとすると出力電力Ｗｏｕｔが低下するから
放電灯ＦＬからの光出力も低下して調光することが可能
になる。しかしながら、スイッチング周波数ｆのみを制
御したのでは、周波数がｆ2 のときにＷｉｎ＞Ｗｏｕｔ
になる。上述のように入力電力Ｗｉｎは出力電力Ｗｏｕ
ｔと等しくするのが望ましい。そこで、上記回路ではス
イッチング周波数ｆの変化に対して出力電力Ｗｏｕｔの
変化率が大きく、デューティ比Ｄの変化に対して入力電
力Ｗｉｎの変化率が大きいことを利用すれば、スイッチ
ング周波数ｆによる調光後に、光出力を変えないように
しながらもＷｉｎ＝Ｗｏｕｔの関係を得ることが可能で
ある。このような制御例を図に示すと図２１のようにな
る。
イッチング周波数ｆをｆ1 かつデューティ比ＤをＤ1 と
したときに負荷回路に設けた放電灯ＦＬが全点灯である
ものとし、スイッチング周波数ｆをｆ1 よりも高いｆ2
に移行させたとすると出力電力Ｗｏｕｔが低下するから
放電灯ＦＬからの光出力も低下して調光することが可能
になる。しかしながら、スイッチング周波数ｆのみを制
御したのでは、周波数がｆ2 のときにＷｉｎ＞Ｗｏｕｔ
になる。上述のように入力電力Ｗｉｎは出力電力Ｗｏｕ
ｔと等しくするのが望ましい。そこで、上記回路ではス
イッチング周波数ｆの変化に対して出力電力Ｗｏｕｔの
変化率が大きく、デューティ比Ｄの変化に対して入力電
力Ｗｉｎの変化率が大きいことを利用すれば、スイッチ
ング周波数ｆによる調光後に、光出力を変えないように
しながらもＷｉｎ＝Ｗｏｕｔの関係を得ることが可能で
ある。このような制御例を図に示すと図２１のようにな
る。
【００１４】すなわち、スイッチング周波数ｆを変化さ
せることによって、入力電力Ｗｉｎが図２１のイ点、出
力電力Ｗｏｕｔがロ点になっているものとする。このと
き、Ｗｉｎ＞Ｗｏｕｔである。ここで、まずデューティ
比Ｄをｄ1 からｄ3 に下げると、入力電力Ｗｉｎはイ点
からハ点に移行し、出力電力Ｗｏｕｔはロ点からニ点に
移行する。つまり、デューティ比Ｄを制御するから入力
電力Ｗｉｎが主に変化し、入力電力Ｗｉｎが出力電力Ｗ
ｏｕｔに近付くことになる。ただし、出力電力Ｗｏｕｔ
の変化は少ないものの最初に設定した光出力よりは減少
する。
せることによって、入力電力Ｗｉｎが図２１のイ点、出
力電力Ｗｏｕｔがロ点になっているものとする。このと
き、Ｗｉｎ＞Ｗｏｕｔである。ここで、まずデューティ
比Ｄをｄ1 からｄ3 に下げると、入力電力Ｗｉｎはイ点
からハ点に移行し、出力電力Ｗｏｕｔはロ点からニ点に
移行する。つまり、デューティ比Ｄを制御するから入力
電力Ｗｉｎが主に変化し、入力電力Ｗｉｎが出力電力Ｗ
ｏｕｔに近付くことになる。ただし、出力電力Ｗｏｕｔ
の変化は少ないものの最初に設定した光出力よりは減少
する。
【００１５】そこで、次にスイッチング周波数ｆをｆ1
からｆ3 に減少させることにより、入力電力Ｗｉｎをあ
まり変化させずに出力電力Ｗｏｕｔを増加させる。つま
り、入力電力Ｗｉｎはハ点からホ点に移行し、出力電力
Ｗｏｕｔはニ点からホ点に移行する。デューティ比Ｄお
よびスイッチング周波数ｆの制御量を適宜に設定すれ
ば、光出力（つまり、出力電力Ｗｏｕｔ）を最初の調光
量に保ちながらも入力電力Ｗｉｎを出力電力Ｗｏｕｔに
一致させることができるのである。上述の制御例はもち
ろん一例であり、出力電力Ｗｏｕｔを一定に保つか入力
電力Ｗｉｎを一定に保つかによって増減の方向は異な
り、また最初の調光量の変化時における入力電力Ｗｉｎ
と出力電力Ｗｏｕｔとの大小関係によっても増減の方向
は異なる。
からｆ3 に減少させることにより、入力電力Ｗｉｎをあ
まり変化させずに出力電力Ｗｏｕｔを増加させる。つま
り、入力電力Ｗｉｎはハ点からホ点に移行し、出力電力
Ｗｏｕｔはニ点からホ点に移行する。デューティ比Ｄお
よびスイッチング周波数ｆの制御量を適宜に設定すれ
ば、光出力（つまり、出力電力Ｗｏｕｔ）を最初の調光
量に保ちながらも入力電力Ｗｉｎを出力電力Ｗｏｕｔに
一致させることができるのである。上述の制御例はもち
ろん一例であり、出力電力Ｗｏｕｔを一定に保つか入力
電力Ｗｉｎを一定に保つかによって増減の方向は異な
り、また最初の調光量の変化時における入力電力Ｗｉｎ
と出力電力Ｗｏｕｔとの大小関係によっても増減の方向
は異なる。
【００１６】ところで、電源装置として、図２２に示す
特開平４−１４１９９２号公報に記載されたものも知ら
れている。この構成では、交流電源Ｖｓを全波整流する
ダイオードブリッジよりなる整流回路ＤＢの出力端間に
コンデンサＣ5 ，Ｃ6 の直列回路を接続し、また整流回
路ＤＢの正極にダイオードＤ5 を介して平滑コンデンサ
Ｃ0 の正極を接続するとともに、整流回路ＤＢの負極に
ダイオードＤ6 を介して平滑コンデンサＣ0 の負極を接
続してある。平滑コンデンサＣ0 の両端間にはＦＥＴよ
りなる２個のスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の直列回路が
接続され、各スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 にはそれぞれ
ダイオードＤ1 ，Ｄ2 が逆並列に接続される。さらに、
平滑コンデンサＣ0 の両端間には２個のコンデンサ
Ｃ1 ，Ｃ2 の直列回路が接続され、スイッチング素子Ｑ
1 ，Ｑ2 の接続点とコンデンサＣ1 ，Ｃ2 の接続点との
間には負荷回路が接続される。負荷回路の構成は図１７
に示したものと同様である。ここに、コンデンサＣ1 ，
Ｃ2 は小容量のものが用いられ、インバータ１へは主と
して平滑コンデンサＣ0 により電力が供給される。コン
デンサＣ5 ，Ｃ6 の接続点とスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ
2 の接続点との間には、インダクタＬ4 と並列共振回路
ＰＲとの直列回路が挿入される。並列共振回路ＰＲはイ
ンダクタＬｒとコンデンサＣｒとの並列回路よりなる。
特開平４−１４１９９２号公報に記載されたものも知ら
れている。この構成では、交流電源Ｖｓを全波整流する
ダイオードブリッジよりなる整流回路ＤＢの出力端間に
コンデンサＣ5 ，Ｃ6 の直列回路を接続し、また整流回
路ＤＢの正極にダイオードＤ5 を介して平滑コンデンサ
Ｃ0 の正極を接続するとともに、整流回路ＤＢの負極に
ダイオードＤ6 を介して平滑コンデンサＣ0 の負極を接
続してある。平滑コンデンサＣ0 の両端間にはＦＥＴよ
りなる２個のスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の直列回路が
接続され、各スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 にはそれぞれ
ダイオードＤ1 ，Ｄ2 が逆並列に接続される。さらに、
平滑コンデンサＣ0 の両端間には２個のコンデンサ
Ｃ1 ，Ｃ2 の直列回路が接続され、スイッチング素子Ｑ
1 ，Ｑ2 の接続点とコンデンサＣ1 ，Ｃ2 の接続点との
間には負荷回路が接続される。負荷回路の構成は図１７
に示したものと同様である。ここに、コンデンサＣ1 ，
Ｃ2 は小容量のものが用いられ、インバータ１へは主と
して平滑コンデンサＣ0 により電力が供給される。コン
デンサＣ5 ，Ｃ6 の接続点とスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ
2 の接続点との間には、インダクタＬ4 と並列共振回路
ＰＲとの直列回路が挿入される。並列共振回路ＰＲはイ
ンダクタＬｒとコンデンサＣｒとの並列回路よりなる。
【００１７】この構成もインバータ１を構成するスイッ
チング素子Ｑ1 ，Ｑ2 がチョッパ回路２のスイッチング
素子として兼用されるものであって、動作を簡単に説明
すると以下のようになる。つまり、スイッチング素子Ｑ
1 がオンになると、整流回路ＤＢからの電流が流れるダ
イオードＤ5 −スイッチング素子Ｑ1 −並列共振回路Ｐ
Ｒ−インダクタＬ4 −コンデンサＣ6 という経路と、平
滑コンデンサＣ0 からの電流が流れるスイッチング素子
Ｑ1 −負荷回路−コンデンサＣ2 という経路とが形成さ
れる。どちらの経路に電流が流れるかはダイオードＤ5
の両端の電位により決まる。その後、スイッチング素子
Ｑ1 がオフになると、インダクタＬ3 の蓄積エネルギが
放電灯ＦＬ（コンデンサＣ3 ）−コンデンサＣ2 −ダイ
オードＤ 2 という経路で放出され、同時にインダクタＬ
4 の蓄積エネルギがコンデンサＣ 6 −整流回路ＤＢ−ダ
イオードＤ5 −平滑コンデンサＣ0 −ダイオードＤ2 −
並列共振回路ＰＲの経路で放出される。つまり、平滑コ
ンデンサＣ0 には整流回路ＤＢの出力電圧にインダクタ
Ｌ4 の両端の逆起電圧を加算した電圧が印加され、平滑
コンデンサＣ0 の両端電圧が整流回路ＤＢの出力電圧に
対して昇圧されるのである。このように、スイッチング
素子Ｑ1 は昇圧型のチョッパ回路のスイッチング素子と
して兼用される。
チング素子Ｑ1 ，Ｑ2 がチョッパ回路２のスイッチング
素子として兼用されるものであって、動作を簡単に説明
すると以下のようになる。つまり、スイッチング素子Ｑ
1 がオンになると、整流回路ＤＢからの電流が流れるダ
イオードＤ5 −スイッチング素子Ｑ1 −並列共振回路Ｐ
Ｒ−インダクタＬ4 −コンデンサＣ6 という経路と、平
滑コンデンサＣ0 からの電流が流れるスイッチング素子
Ｑ1 −負荷回路−コンデンサＣ2 という経路とが形成さ
れる。どちらの経路に電流が流れるかはダイオードＤ5
の両端の電位により決まる。その後、スイッチング素子
Ｑ1 がオフになると、インダクタＬ3 の蓄積エネルギが
放電灯ＦＬ（コンデンサＣ3 ）−コンデンサＣ2 −ダイ
オードＤ 2 という経路で放出され、同時にインダクタＬ
4 の蓄積エネルギがコンデンサＣ 6 −整流回路ＤＢ−ダ
イオードＤ5 −平滑コンデンサＣ0 −ダイオードＤ2 −
並列共振回路ＰＲの経路で放出される。つまり、平滑コ
ンデンサＣ0 には整流回路ＤＢの出力電圧にインダクタ
Ｌ4 の両端の逆起電圧を加算した電圧が印加され、平滑
コンデンサＣ0 の両端電圧が整流回路ＤＢの出力電圧に
対して昇圧されるのである。このように、スイッチング
素子Ｑ1 は昇圧型のチョッパ回路のスイッチング素子と
して兼用される。
【００１８】一方、スイッチング素子Ｑ2 がオンになれ
ば、整流回路ＤＢからの電流が流れるコンデンサＣ5 −
インダクタＬ4 −並列共振回路ＰＲ−スイッチング素子
Ｑ2−ダイオードＤ6 という経路と、平滑コンデンサＣ
0 からの電流が流れるコンデンサＣ1 −負荷回路−スイ
ッチング素子Ｑ2 という経路とが形成される。その後、
スイッチング押しＱ2 がオフになれば、インダクタＬ3
の蓄積エネルギがダイオードＤ1 −コンデンサＣ1 −放
電灯ＦＬ（コンデンサＣ3 ）を通して放出され、インダ
クタＬ4 の蓄積エネルギは並列共振回路ＰＲ−ダイオー
ドＤ2 −平滑コンデンサＣ0 −ダイオードＤ6 −整流回
路ＤＢ−コンデンサＣ5 の経路を通して放出される。つ
まり、このときにも平滑コンデンサＣ0 の両端電圧には
インダクタＬ4 の両端の逆起電圧が加算され、整流回路
ＤＢの出力電圧に対して平滑コンデンサＣ0 の両端電圧
が昇圧されることになる。
ば、整流回路ＤＢからの電流が流れるコンデンサＣ5 −
インダクタＬ4 −並列共振回路ＰＲ−スイッチング素子
Ｑ2−ダイオードＤ6 という経路と、平滑コンデンサＣ
0 からの電流が流れるコンデンサＣ1 −負荷回路−スイ
ッチング素子Ｑ2 という経路とが形成される。その後、
スイッチング押しＱ2 がオフになれば、インダクタＬ3
の蓄積エネルギがダイオードＤ1 −コンデンサＣ1 −放
電灯ＦＬ（コンデンサＣ3 ）を通して放出され、インダ
クタＬ4 の蓄積エネルギは並列共振回路ＰＲ−ダイオー
ドＤ2 −平滑コンデンサＣ0 −ダイオードＤ6 −整流回
路ＤＢ−コンデンサＣ5 の経路を通して放出される。つ
まり、このときにも平滑コンデンサＣ0 の両端電圧には
インダクタＬ4 の両端の逆起電圧が加算され、整流回路
ＤＢの出力電圧に対して平滑コンデンサＣ0 の両端電圧
が昇圧されることになる。
【００１９】ところで、図２２に示した回路構成では、
軽負荷時に出力電力を低減するようにスイッチング素子
Ｑ1 ，Ｑ2 をオンオフさせるスイッチング周波数を上昇
させると、インダクタＬ4 のインピーダンスが増加する
から入力電力が急速に減少する。つまり、スイッチング
周波数を変化させたときの入力電力の減少率は出力電力
の減少率よりも大きいから、軽負荷時に平滑コンデンサ
Ｃ0 の両端電圧が上昇することがないものである。
軽負荷時に出力電力を低減するようにスイッチング素子
Ｑ1 ，Ｑ2 をオンオフさせるスイッチング周波数を上昇
させると、インダクタＬ4 のインピーダンスが増加する
から入力電力が急速に減少する。つまり、スイッチング
周波数を変化させたときの入力電力の減少率は出力電力
の減少率よりも大きいから、軽負荷時に平滑コンデンサ
Ｃ0 の両端電圧が上昇することがないものである。
【００２０】
【発明が解決しようとする課題】上述した前者の従来例
では、入力電力Ｗｉｎと出力電力Ｗｏｕｔとを一致させ
ることが可能ではあるが、制御信号Ｓ1 ，Ｓ2 のデュー
ティ比Ｄおよびスイッチング周波数ｆを複雑に変化させ
なければならないから、制御信号Ｓ1 ，Ｓ2 を発生させ
る制御回路の構成が複雑になるという問題を有してい
る。
では、入力電力Ｗｉｎと出力電力Ｗｏｕｔとを一致させ
ることが可能ではあるが、制御信号Ｓ1 ，Ｓ2 のデュー
ティ比Ｄおよびスイッチング周波数ｆを複雑に変化させ
なければならないから、制御信号Ｓ1 ，Ｓ2 を発生させ
る制御回路の構成が複雑になるという問題を有してい
る。
【００２１】一方、後者の従来例では、並列共振回路Ｐ
ＲとインダクタＬ4 との直列回路による共振条件を安易
に設定すると、出力電力を小さくするようにスイッチン
グ周波数を高くしたときに、入力電力よりも出力電力が
小さくなるから、たとえば放電灯ＦＬの光出力を広範囲
にわたって調光しようとすれば、光出力の下限付近にお
いて平滑コンデンサＣ0 の両端電圧が大幅に低下して放
電灯ＦＬを点灯維持することができなくなる場合があ
る。
ＲとインダクタＬ4 との直列回路による共振条件を安易
に設定すると、出力電力を小さくするようにスイッチン
グ周波数を高くしたときに、入力電力よりも出力電力が
小さくなるから、たとえば放電灯ＦＬの光出力を広範囲
にわたって調光しようとすれば、光出力の下限付近にお
いて平滑コンデンサＣ0 の両端電圧が大幅に低下して放
電灯ＦＬを点灯維持することができなくなる場合があ
る。
【００２２】本発明は上記事由に鑑みて為されたもので
あり、その目的は、複雑な制御を行なうことなく点灯維
持電圧を確保して広範囲にわたる調光を可能にし、しか
も直流電圧が過電圧になるのを防止した電源装置を提供
することにある。
あり、その目的は、複雑な制御を行なうことなく点灯維
持電圧を確保して広範囲にわたる調光を可能にし、しか
も直流電圧が過電圧になるのを防止した電源装置を提供
することにある。
【００２３】
【課題を解決するための手段】請求項１の発明は、交流
電源を整流する整流回路と、平滑コンデンサと、スイッ
チング素子のオン時に整流回路の出力エネルギを負荷回
路を通らない経路で充電する充電回路を備え充電回路に
充電したエネルギをスイッチング素子のオフ時に平滑コ
ンデンサに放出する動作を繰り返す充電手段と、整流回
路と平滑コンデンサとの間に挿入され整流回路から高周
波的に電流を流す高調波歪改善手段と、充電手段のスイ
ッチング素子を兼ねるスイッチング素子を少なくとも１
つ備え平滑コンデンサを電源として負荷回路に高周波電
力を供給するインバータと、整流回路の出力端間であっ
て負荷回路および平滑コンデンサとの間に介装されたダ
イオードとを備え、スイッチング素子をスイッチングす
る周波数の制御範囲において整流回路から充電手段に流
れ込む電流とインバータから負荷回路に供給する電流と
の上記周波数に対する変化率をほぼ等しくしたことを特
徴とする。
電源を整流する整流回路と、平滑コンデンサと、スイッ
チング素子のオン時に整流回路の出力エネルギを負荷回
路を通らない経路で充電する充電回路を備え充電回路に
充電したエネルギをスイッチング素子のオフ時に平滑コ
ンデンサに放出する動作を繰り返す充電手段と、整流回
路と平滑コンデンサとの間に挿入され整流回路から高周
波的に電流を流す高調波歪改善手段と、充電手段のスイ
ッチング素子を兼ねるスイッチング素子を少なくとも１
つ備え平滑コンデンサを電源として負荷回路に高周波電
力を供給するインバータと、整流回路の出力端間であっ
て負荷回路および平滑コンデンサとの間に介装されたダ
イオードとを備え、スイッチング素子をスイッチングす
る周波数の制御範囲において整流回路から充電手段に流
れ込む電流とインバータから負荷回路に供給する電流と
の上記周波数に対する変化率をほぼ等しくしたことを特
徴とする。
【００２４】この構成によれば、インバータと充電手段
とで兼用されたスイッチング素子を備え、スイッチング
素子のスイッチングの周波数を制御するのであって、周
波数の制御によって負荷回路への供給電力を制御するこ
とができる。しかも、スイッチング素子をスイッチング
する周波数の制御範囲において整流回路から充電手段に
流れ込む電流とインバータから負荷回路に供給する電流
との上記周波数に対する変化率をほぼ等しくしているか
ら、負荷回路に供給する電流が減少すれば平滑コンデン
サへの充電電流も減少するのであって、周波数の制御に
よる負荷回路への供給電力の変化に伴って平滑コンデン
サへの供給電流を減少させることができる。つまり、負
荷回路への供給電流が減少しても平滑コンデンサの電圧
変動を抑制することができ、しかも、周波数の制御のみ
の簡単な制御で過電圧を防止することができる。
とで兼用されたスイッチング素子を備え、スイッチング
素子のスイッチングの周波数を制御するのであって、周
波数の制御によって負荷回路への供給電力を制御するこ
とができる。しかも、スイッチング素子をスイッチング
する周波数の制御範囲において整流回路から充電手段に
流れ込む電流とインバータから負荷回路に供給する電流
との上記周波数に対する変化率をほぼ等しくしているか
ら、負荷回路に供給する電流が減少すれば平滑コンデン
サへの充電電流も減少するのであって、周波数の制御に
よる負荷回路への供給電力の変化に伴って平滑コンデン
サへの供給電流を減少させることができる。つまり、負
荷回路への供給電流が減少しても平滑コンデンサの電圧
変動を抑制することができ、しかも、周波数の制御のみ
の簡単な制御で過電圧を防止することができる。
【００２５】請求項２の発明は、請求項１の発明におい
て、充電手段への供給電力とインバータから負荷回路へ
の供給電力との上記周波数に対する変化率をほぼ等しく
したことを特徴とする。この構成では、スイッチング素
子をスイッチングする周波数を変化させて負荷回路への
供給電力が減少したときに、充電手段に供給される電力
も減少するから、供給電力に消費されない余剰分が生じ
ないのであり、結果的に平滑コンデンサの電圧上昇によ
る過電圧を防止することができる。つまり、請求項１の
発明の作用に加えて平滑コンデンサの両端電圧の変化を
一層抑制することができる。
て、充電手段への供給電力とインバータから負荷回路へ
の供給電力との上記周波数に対する変化率をほぼ等しく
したことを特徴とする。この構成では、スイッチング素
子をスイッチングする周波数を変化させて負荷回路への
供給電力が減少したときに、充電手段に供給される電力
も減少するから、供給電力に消費されない余剰分が生じ
ないのであり、結果的に平滑コンデンサの電圧上昇によ
る過電圧を防止することができる。つまり、請求項１の
発明の作用に加えて平滑コンデンサの両端電圧の変化を
一層抑制することができる。
【００２６】請求項３の発明は、請求項１の発明におい
て、充電手段とインバータとにそれぞれ共振回路を設
け、両共振回路の振動周波数を異なる値に設定すること
により、整流回路から充電手段に流れ込む電流とインバ
ータから負荷回路に供給する電流との上記周波数に対す
る変化率をほぼ等しくしたことを特徴とする。請求項４
の発明は、請求項２の発明において、充電手段とインバ
ータとにそれぞれ共振回路を設け、両共振回路の振動周
波数を異なる値に設定することにより、充電手段への供
給電力とインバータから負荷回路への供給電力との上記
周波数に対する変化率をほぼ等しくしたことを特徴とす
る請求項２記載の電源装置。
て、充電手段とインバータとにそれぞれ共振回路を設
け、両共振回路の振動周波数を異なる値に設定すること
により、整流回路から充電手段に流れ込む電流とインバ
ータから負荷回路に供給する電流との上記周波数に対す
る変化率をほぼ等しくしたことを特徴とする。請求項４
の発明は、請求項２の発明において、充電手段とインバ
ータとにそれぞれ共振回路を設け、両共振回路の振動周
波数を異なる値に設定することにより、充電手段への供
給電力とインバータから負荷回路への供給電力との上記
周波数に対する変化率をほぼ等しくしたことを特徴とす
る請求項２記載の電源装置。
【００２７】請求項５の発明は、請求項１の発明におい
て、負荷回路が放電灯を含み、充電手段による平滑コン
デンサへの印加電圧は放電灯の点灯維持電圧以上であっ
て、かつ定格点灯時の平滑コンデンサの両端電圧の１．
２５倍以下になるように設定されていることを特徴とす
る。請求項６の発明は、請求項１の発明において、充電
手段とインバータとはスイッチング素子を除く少なくと
も一部が兼用されていることを特徴とする。
て、負荷回路が放電灯を含み、充電手段による平滑コン
デンサへの印加電圧は放電灯の点灯維持電圧以上であっ
て、かつ定格点灯時の平滑コンデンサの両端電圧の１．
２５倍以下になるように設定されていることを特徴とす
る。請求項６の発明は、請求項１の発明において、充電
手段とインバータとはスイッチング素子を除く少なくと
も一部が兼用されていることを特徴とする。
【００２８】請求項７の発明は、請求項１の発明におい
て、インバータが１個のスイッチング素子を備え、この
スイッチング素子が充電手段に兼用されていることを特
徴とする。請求項８の発明は、請求項１の発明におい
て、充電手段と高調波歪改善手段とは少なくとも一部が
兼用されていることを特徴とする。
て、インバータが１個のスイッチング素子を備え、この
スイッチング素子が充電手段に兼用されていることを特
徴とする。請求項８の発明は、請求項１の発明におい
て、充電手段と高調波歪改善手段とは少なくとも一部が
兼用されていることを特徴とする。
【００２９】請求項９の発明は、請求項１の発明におい
て、インバータと高調波歪改善手段とは少なくとも一部
が兼用されていることを特徴とする。
て、インバータと高調波歪改善手段とは少なくとも一部
が兼用されていることを特徴とする。
【００３０】
（動作原理）以下に説明する各実施形態の基本的な動作
原理を説明する。説明を簡略にするために、図１１のよ
うな回路について検討する。この回路は交流電源Ｖｓを
整流回路ＤＢにより全波整流し、整流回路ＤＢの出力端
間にダイオードＤ11を介してインバータを接続するとと
もに、インバータの電源となる平滑コンデンサＣ0 を接
続してある。インバータは平滑コンデンサＣ0 の両端間
に接続された一対のスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の直列
回路を備え、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の接続点とダ
イオードＤ11のカソードとの間に負荷回路が接続された
構成を有する。負荷回路はフィラメントを有する放電灯
ＦＬ、インダクタＬ3 、カプリング用のコンデンサＣ10
の直列回路であり、放電灯ＦＬのフィラメントの非電源
側端間には予熱用のコンデンサＣ3 が接続されている。
さらに、ダイオードＤ11のアノードとスイッチング素子
Ｑ1 ，Ｑ2 の接続点の間には充電回路ＣＨが接続されて
いる。充電回路ＣＨはスイッチング素子Ｑ2 を用いて機
能するものであって、スイッチング素子Ｑ2 のオンオフ
に伴って整流回路ＤＢの出力エネルギを充電し充電した
エネルギを平滑コンデンサＣ0 に放出する機能を有して
いる。また、スイッチング素子Ｑ2 のオンオフに伴って
交流電源Ｖｓよりも高い周波数で整流回路ＤＢから充電
回路ＣＨに電流が流れ込むから、整流回路ＤＢの出力電
圧が平滑コンデンサＣ0 の両端電圧よりも低い期間でも
整流回路ＤＢに入力電流を流すことが可能であって、こ
の機能によって高調波歪改善手段としても機能する。
原理を説明する。説明を簡略にするために、図１１のよ
うな回路について検討する。この回路は交流電源Ｖｓを
整流回路ＤＢにより全波整流し、整流回路ＤＢの出力端
間にダイオードＤ11を介してインバータを接続するとと
もに、インバータの電源となる平滑コンデンサＣ0 を接
続してある。インバータは平滑コンデンサＣ0 の両端間
に接続された一対のスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の直列
回路を備え、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の接続点とダ
イオードＤ11のカソードとの間に負荷回路が接続された
構成を有する。負荷回路はフィラメントを有する放電灯
ＦＬ、インダクタＬ3 、カプリング用のコンデンサＣ10
の直列回路であり、放電灯ＦＬのフィラメントの非電源
側端間には予熱用のコンデンサＣ3 が接続されている。
さらに、ダイオードＤ11のアノードとスイッチング素子
Ｑ1 ，Ｑ2 の接続点の間には充電回路ＣＨが接続されて
いる。充電回路ＣＨはスイッチング素子Ｑ2 を用いて機
能するものであって、スイッチング素子Ｑ2 のオンオフ
に伴って整流回路ＤＢの出力エネルギを充電し充電した
エネルギを平滑コンデンサＣ0 に放出する機能を有して
いる。また、スイッチング素子Ｑ2 のオンオフに伴って
交流電源Ｖｓよりも高い周波数で整流回路ＤＢから充電
回路ＣＨに電流が流れ込むから、整流回路ＤＢの出力電
圧が平滑コンデンサＣ0 の両端電圧よりも低い期間でも
整流回路ＤＢに入力電流を流すことが可能であって、こ
の機能によって高調波歪改善手段としても機能する。
【００３１】上記回路においてスイッチング素子Ｑ1 ，
Ｑ2 は同時にオンにならないように高周波で交互にオン
オフされる。したがって、スイッチング素子Ｑ2 がオン
になれば、平滑コンデンサＣ0 から負荷回路とスイッチ
ング素子Ｑ2 とを通る経路で電流が流れ、スイッチング
素子Ｑ1 がオンになればコンデンサＣ10からインダクタ
Ｌ3 −放電灯ＦＬ−スイッチング素子Ｑ1 という経路で
電流が流れる。つまり、負荷回路にはスイッチング素子
Ｑ1 ，Ｑ2 のオンオフに伴って交番した電流が流れるの
である。
Ｑ2 は同時にオンにならないように高周波で交互にオン
オフされる。したがって、スイッチング素子Ｑ2 がオン
になれば、平滑コンデンサＣ0 から負荷回路とスイッチ
ング素子Ｑ2 とを通る経路で電流が流れ、スイッチング
素子Ｑ1 がオンになればコンデンサＣ10からインダクタ
Ｌ3 −放電灯ＦＬ−スイッチング素子Ｑ1 という経路で
電流が流れる。つまり、負荷回路にはスイッチング素子
Ｑ1 ，Ｑ2 のオンオフに伴って交番した電流が流れるの
である。
【００３２】また、スイッチング素子Ｑ2 のオン時に
は、整流回路ＤＢから充電回路ＣＨとスイッチング素子
Ｑ2 とを通る経路で電流が流れて充電回路ＣＨに整流回
路ＤＢのエネルギが蓄積され、スイッチング素子Ｑ2 の
オフ時には充電回路ＣＨから充電エネルギが放出されて
平滑コンデンサＣ0 が充電される。ここで、充電回路Ｃ
Ｈのエネルギの放出経路は、図１１の例では負荷回路を
通る経路になるが、以下の実施形態では、スイッチング
素子Ｑ1 にダイオードＤ1 を逆並列（平滑コンデンサＣ
0 の正極側をカソードにする）に接続してエネルギの放
出経路を形成している。
は、整流回路ＤＢから充電回路ＣＨとスイッチング素子
Ｑ2 とを通る経路で電流が流れて充電回路ＣＨに整流回
路ＤＢのエネルギが蓄積され、スイッチング素子Ｑ2 の
オフ時には充電回路ＣＨから充電エネルギが放出されて
平滑コンデンサＣ0 が充電される。ここで、充電回路Ｃ
Ｈのエネルギの放出経路は、図１１の例では負荷回路を
通る経路になるが、以下の実施形態では、スイッチング
素子Ｑ1 にダイオードＤ1 を逆並列（平滑コンデンサＣ
0 の正極側をカソードにする）に接続してエネルギの放
出経路を形成している。
【００３３】ここにおいて、充電回路ＣＨは平滑コンデ
ンサＣ0 への充電電流を蓄積し、かつ上述のように高調
波歪改善手段として兼用するのであるから、電流エネル
ギの蓄積手段であり、かつ整流回路ＤＢの出力電圧を昇
圧して平滑コンデンサＣ0 に充電することで電流の休止
期間を減少させることのできる手段としてインダクタを
用いるか、あるいはインダクタとコンデンサとを直列接
続した直列共振回路を用いることが考えられる。
ンサＣ0 への充電電流を蓄積し、かつ上述のように高調
波歪改善手段として兼用するのであるから、電流エネル
ギの蓄積手段であり、かつ整流回路ＤＢの出力電圧を昇
圧して平滑コンデンサＣ0 に充電することで電流の休止
期間を減少させることのできる手段としてインダクタを
用いるか、あるいはインダクタとコンデンサとを直列接
続した直列共振回路を用いることが考えられる。
【００３４】まず、インダクタを用いる場合について考
察すると、インダクタの値によってスイッチング素子Ｑ
2 のオンオフに伴って図１２（ａ）〜（ｃ）のような関
係が得られることになる。図１２に示す例はスイッチン
グ素子Ｑ2 のスイッチングの周期ＴH を一定としてあ
り、図１２（ａ）はインダクタンスがもっとも小さい場
合、図１２（ｃ）はもっとも大きい場合を示す。図示の
ようにスイッチング素子Ｑ2 のオン期間ｔonにインダク
タに電流が流れ込んでエネルギが蓄積され、スイッチン
グ素子Ｑ2 のオフ期間にインダクタからエネルギが放出
される。
察すると、インダクタの値によってスイッチング素子Ｑ
2 のオンオフに伴って図１２（ａ）〜（ｃ）のような関
係が得られることになる。図１２に示す例はスイッチン
グ素子Ｑ2 のスイッチングの周期ＴH を一定としてあ
り、図１２（ａ）はインダクタンスがもっとも小さい場
合、図１２（ｃ）はもっとも大きい場合を示す。図示の
ようにスイッチング素子Ｑ2 のオン期間ｔonにインダク
タに電流が流れ込んでエネルギが蓄積され、スイッチン
グ素子Ｑ2 のオフ期間にインダクタからエネルギが放出
される。
【００３５】充電回路ＣＨに流れ込む入力電流とスイッ
チング素子Ｑ2 のオンオフの周波数との関係はインダク
タの大きさに応じて図１３のように変化する（が最
小、が最大）。この図より明らかなように、充電回路
ＣＨがインダクタであればインダクタンスを調節するこ
とによって周波数に対する入力電流の変化率を調節する
ことができるのである。要するに、インダクタの値は入
力電圧、出力電圧、動作周波数、出力電力などによって
決められるものであるが、図１２に示したようなどの動
作を選択するかによってインダクタの値を自由に設定す
ることができるのである。
チング素子Ｑ2 のオンオフの周波数との関係はインダク
タの大きさに応じて図１３のように変化する（が最
小、が最大）。この図より明らかなように、充電回路
ＣＨがインダクタであればインダクタンスを調節するこ
とによって周波数に対する入力電流の変化率を調節する
ことができるのである。要するに、インダクタの値は入
力電圧、出力電圧、動作周波数、出力電力などによって
決められるものであるが、図１２に示したようなどの動
作を選択するかによってインダクタの値を自由に設定す
ることができるのである。
【００３６】さらに詳しく考察する。図１３によれば、
充電回路ＣＨへの入力電流の周波数に対する変化率（ｄ
Ｌ／ｄｆ）は、インダクタの値が小さいほど大きくなる
ことがわかる。一方、負荷回路に供給される電流の周波
数に対する変化は図１４に示す関係になる。ここで、動
作範囲（放電灯ＦＬの全点灯から許容された最小の調光
状態の間）での周波数変化に対する負荷電流の変化率
（ｄＩ／ｄｆ）は、負荷回路の共振系や放電灯ＦＬの特
性などによって決定される。
充電回路ＣＨへの入力電流の周波数に対する変化率（ｄ
Ｌ／ｄｆ）は、インダクタの値が小さいほど大きくなる
ことがわかる。一方、負荷回路に供給される電流の周波
数に対する変化は図１４に示す関係になる。ここで、動
作範囲（放電灯ＦＬの全点灯から許容された最小の調光
状態の間）での周波数変化に対する負荷電流の変化率
（ｄＩ／ｄｆ）は、負荷回路の共振系や放電灯ＦＬの特
性などによって決定される。
【００３７】上述のように、ｄＬ／ｄｆとｄＩ／ｄｆと
は容易に調節することができるのであり、両者をほぼ等
しくすれば動作範囲において入力電力と出力電力との変
化をほぼ等しくすることができる。つまり、周波数制御
のみでデューティ制御を行なうことなく入力電力と出力
電力との変化をほぼ等しくすることができるのであっ
て、複雑な制御を行なうことことなく平滑コンデンサＣ
0 の過電圧を防止することができる。
は容易に調節することができるのであり、両者をほぼ等
しくすれば動作範囲において入力電力と出力電力との変
化をほぼ等しくすることができる。つまり、周波数制御
のみでデューティ制御を行なうことなく入力電力と出力
電力との変化をほぼ等しくすることができるのであっ
て、複雑な制御を行なうことことなく平滑コンデンサＣ
0 の過電圧を防止することができる。
【００３８】一方、充電回路ＣＨに共振回路を用いた場
合には、充電回路ＣＨへの入力電流の周波数に対する変
化は図１５のようになる。図１５におけるは共振周波
数がもっとも高い場合、図１５のはもっとも低い場合
を示す。共振周波数を動作範囲の周波数よりも低く設定
しておけば、共振周波数が動作範囲に近いほど動作範囲
では、周波数に対する入力電流の変化率（ｄＩ／ｄｆ）
が大きくなることが図１５によりわかる。
合には、充電回路ＣＨへの入力電流の周波数に対する変
化は図１５のようになる。図１５におけるは共振周波
数がもっとも高い場合、図１５のはもっとも低い場合
を示す。共振周波数を動作範囲の周波数よりも低く設定
しておけば、共振周波数が動作範囲に近いほど動作範囲
では、周波数に対する入力電流の変化率（ｄＩ／ｄｆ）
が大きくなることが図１５によりわかる。
【００３９】負荷電流は図１４に示した通りであるか
ら、充電回路ＣＨへの入力電流の周波数に対する変化率
と負荷電流の周波数に対する変化率とがほぼ等しくなる
ように充電回路ＣＨの共振周波数や負荷回路の共振系を
設定すれば、動作埴におて入力電力の変化率と出力電力
の変化率とをほぼ等しくすることができる。つまり、周
波数制御を行なうだけでデューティ制御を行なうことな
く平滑コンデンサＣ0 の過電圧を防止することができ
る。充電回路ＣＨは図１６のような各種構成を採用しう
るものである。また、上述の説明では主として電流の周
波数変化に着目しているが、電力の周波数変化も同様で
ある。
ら、充電回路ＣＨへの入力電流の周波数に対する変化率
と負荷電流の周波数に対する変化率とがほぼ等しくなる
ように充電回路ＣＨの共振周波数や負荷回路の共振系を
設定すれば、動作埴におて入力電力の変化率と出力電力
の変化率とをほぼ等しくすることができる。つまり、周
波数制御を行なうだけでデューティ制御を行なうことな
く平滑コンデンサＣ0 の過電圧を防止することができ
る。充電回路ＣＨは図１６のような各種構成を採用しう
るものである。また、上述の説明では主として電流の周
波数変化に着目しているが、電力の周波数変化も同様で
ある。
【００４０】（基本構成） 本例
においては、図１に示すように、商用電源のような
交流電源Ｖｓをダイオードブリッジよりなる整流回路Ｄ
Ｂにより全波整流し、整流回路ＤＢの出力端間にインダ
クタＬ１１とスイッチング素子Ｑ２ との直列回路を接
続してある。スイッチング素子Ｑ２ はスイッチング素
子Ｑ１ と直列接続され、両スイッチング素子Ｑ１ ，
Ｑ２ の直列回路には平滑コンデンサＣ０ が並列接続
される。両スイッチング素子Ｑ１ ，Ｑ２ はＭＯＳＦ
ＥＴよりなり、ドレイン−ソース間に寄生ダイオードＤ
１ ，Ｄ２ が存在している。スイッチング素子Ｑ１
の両端間には負荷回路が接続される。負荷回路は蛍光灯
よりなる放電灯ＦＬの両フィラメントの一端間に予熱用
のコンデンサＣ３ を接続し、一方のフィラメントの他
端にインダクタＬ３ とカプリング用のコンデンサＣ
１０との直列回路を接続したものであり、コンデンサＣ
１０の一端を両スイッチング素子Ｑ１ ，Ｑ２の接続点
に接続し、放電灯ＦＬの他方のフィラメントの他端をス
イッチング素子Ｑ１ のドレインに接続している。両ス
イッチング素子Ｑ１ ，Ｑ２ はゲートに入力される制
御信号によって同時にオンにならないように交互にオン
オフされる。
交流電源Ｖｓをダイオードブリッジよりなる整流回路Ｄ
Ｂにより全波整流し、整流回路ＤＢの出力端間にインダ
クタＬ１１とスイッチング素子Ｑ２ との直列回路を接
続してある。スイッチング素子Ｑ２ はスイッチング素
子Ｑ１ と直列接続され、両スイッチング素子Ｑ１ ，
Ｑ２ の直列回路には平滑コンデンサＣ０ が並列接続
される。両スイッチング素子Ｑ１ ，Ｑ２ はＭＯＳＦ
ＥＴよりなり、ドレイン−ソース間に寄生ダイオードＤ
１ ，Ｄ２ が存在している。スイッチング素子Ｑ１
の両端間には負荷回路が接続される。負荷回路は蛍光灯
よりなる放電灯ＦＬの両フィラメントの一端間に予熱用
のコンデンサＣ３ を接続し、一方のフィラメントの他
端にインダクタＬ３ とカプリング用のコンデンサＣ
１０との直列回路を接続したものであり、コンデンサＣ
１０の一端を両スイッチング素子Ｑ１ ，Ｑ２の接続点
に接続し、放電灯ＦＬの他方のフィラメントの他端をス
イッチング素子Ｑ１ のドレインに接続している。両ス
イッチング素子Ｑ１ ，Ｑ２ はゲートに入力される制
御信号によって同時にオンにならないように交互にオン
オフされる。
【００４１】動作を簡単に説明する。ただし、以下の説
明は起動後の動作であって平滑コンデンサＣ0 はすでに
充電されているものとする。スイッチング素子Ｑ2 がオ
ンになると整流回路ＤＢからインダクタＬ11およびスイ
ッチング素子Ｑ2 を通して電流が流れる。また、同時に
平滑コンデンサＣ0 から負荷回路−スイッチング素子Ｑ
2 の経路にも電流が流れる。次に、スイッチング素子Ｑ
2 がオフになるとインダクタＬ11の蓄積エネルギはスイ
ッチング素子Ｑ1 の寄生ダイオードＤ1 を通して平滑コ
ンデンサＣ0 に充電される。つまり、インダクタＬ11と
スイッチング素子Ｑ2 とスイッチング素子Ｑ1 の寄生ダ
イオードＤ1 とにより昇圧型のチョッパ回路が構成され
る。
明は起動後の動作であって平滑コンデンサＣ0 はすでに
充電されているものとする。スイッチング素子Ｑ2 がオ
ンになると整流回路ＤＢからインダクタＬ11およびスイ
ッチング素子Ｑ2 を通して電流が流れる。また、同時に
平滑コンデンサＣ0 から負荷回路−スイッチング素子Ｑ
2 の経路にも電流が流れる。次に、スイッチング素子Ｑ
2 がオフになるとインダクタＬ11の蓄積エネルギはスイ
ッチング素子Ｑ1 の寄生ダイオードＤ1 を通して平滑コ
ンデンサＣ0 に充電される。つまり、インダクタＬ11と
スイッチング素子Ｑ2 とスイッチング素子Ｑ1 の寄生ダ
イオードＤ1 とにより昇圧型のチョッパ回路が構成され
る。
【００４２】スイッチング素子Ｑ1 がオンになると、コ
ンデンサＣ10からインダクタＬ3 −放電灯ＦＬ（コンデ
ンサＣ3 ）−スイッチング素子Ｑ1 の経路で電流が流
れ、放電灯ＦＬにはスイッチング素子Ｑ2 のオン時とは
逆向きの電流が流れる。つまり、スイッチング素子
Ｑ1 ，Ｑ2 のオンオフにより放電灯ＦＬに交番電流を流
すことができるのであって、インバータが構成されるこ
とになる。その後、スイッチング素子Ｑ1 がオフになる
と、インダクタＬ3 の蓄積エネルギは放電灯ＦＬ（コン
デンサＣ3 ）−平滑コンデンサＣ0 −整流回路ＤＢ−イ
ンダクタＬ11−コンデンサＣ10の経路で放出される。
ンデンサＣ10からインダクタＬ3 −放電灯ＦＬ（コンデ
ンサＣ3 ）−スイッチング素子Ｑ1 の経路で電流が流
れ、放電灯ＦＬにはスイッチング素子Ｑ2 のオン時とは
逆向きの電流が流れる。つまり、スイッチング素子
Ｑ1 ，Ｑ2 のオンオフにより放電灯ＦＬに交番電流を流
すことができるのであって、インバータが構成されるこ
とになる。その後、スイッチング素子Ｑ1 がオフになる
と、インダクタＬ3 の蓄積エネルギは放電灯ＦＬ（コン
デンサＣ3 ）−平滑コンデンサＣ0 −整流回路ＤＢ−イ
ンダクタＬ11−コンデンサＣ10の経路で放出される。
【００４３】ところで、図１に示した回路において、ス
イッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 をオンオフさせる周波数（ス
イッチング周波数）を高くすると、インダクタＬ3 のイ
ンピーダンスが大きくなって放電灯ＦＬのランプ電流が
減少する。また、インダクタＬ11に蓄積されるエネルギ
（電流エネルギ）も周波数が高くなると減少する。した
がって、放電灯ＦＬのランプ電流およびインダクタＬ11
の充電電流の周波数に対する変化は図２のようになる。
ここに、図２の実線はランプ電流、破線は充電電流を示
し、ｆａは放電灯ＦＬを全点灯にする周波数、ｆｂは放
電灯ＦＬの光出力を調光したときの下限の周波数を示
す。
イッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 をオンオフさせる周波数（ス
イッチング周波数）を高くすると、インダクタＬ3 のイ
ンピーダンスが大きくなって放電灯ＦＬのランプ電流が
減少する。また、インダクタＬ11に蓄積されるエネルギ
（電流エネルギ）も周波数が高くなると減少する。した
がって、放電灯ＦＬのランプ電流およびインダクタＬ11
の充電電流の周波数に対する変化は図２のようになる。
ここに、図２の実線はランプ電流、破線は充電電流を示
し、ｆａは放電灯ＦＬを全点灯にする周波数、ｆｂは放
電灯ＦＬの光出力を調光したときの下限の周波数を示
す。
【００４４】上述の回路構成では、図２に示すように、
放電灯ＦＬの調光範囲における周波数の変化域におい
て、ランプ電流と充電電流との変化率をほぼ一定にする
ことができるから、調光量に応じて入力電流（インダク
タＬ11の蓄積エネルギ）を減少させることができ、結果
的に、軽負荷時における平滑コンデンサＣ0 の電圧上昇
を防止することができる。つまり、スイッチング素子Ｑ
1 ，Ｑ2 を制御する制御信号Ｓ1 ，Ｓ2 の周波数のみを
変化させデューティ比を制御する必要がなく簡単な制御
ながらも平滑コンデンサＣ0 の過電圧を防止することが
できる。しかも、ランプ電流と充電電流とはスイッチン
グ周波数の変化に対する減少率はほぼ一定であるから、
光出力を小さくしても平滑コンデンサＣ0 の両端電圧が
極端に低下することがなく、広範囲にわたる調光が可能
になる。図１に示す構成では、インダクタＬ3 ，Ｌ11を
適宜に選択すれば、図３に示すように、調光範囲の周波
数の変化域において放電灯ＦＬのランプ電力（＝ランプ
電流×ランプ電圧）と交流電源Ｖｓからの入力電力（平
滑コンデンサＣ0 に蓄積されるエネルギ）とをほぼ一致
させることが可能であり、この場合には光出力を小さく
すれば入力電力も減少する。この構成によって平滑コン
デンサＣ0 の両端電圧の変動を抑制することができ、ス
イッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 を制御する制御信号Ｓ1 ，Ｓ
2 のデューティ比を制御することなく平滑コンデンサＣ
0 の両端電圧をほぼ一定に保つことができる。ここで、
平滑コンデンサＣ0 への印加電圧は放電灯ＦＬの点灯維
持電圧以上であって、かつ定格点灯時の平滑コンデンサ
Ｃ0の両端電圧の１．２５倍以下になるように設定され
ている。
放電灯ＦＬの調光範囲における周波数の変化域におい
て、ランプ電流と充電電流との変化率をほぼ一定にする
ことができるから、調光量に応じて入力電流（インダク
タＬ11の蓄積エネルギ）を減少させることができ、結果
的に、軽負荷時における平滑コンデンサＣ0 の電圧上昇
を防止することができる。つまり、スイッチング素子Ｑ
1 ，Ｑ2 を制御する制御信号Ｓ1 ，Ｓ2 の周波数のみを
変化させデューティ比を制御する必要がなく簡単な制御
ながらも平滑コンデンサＣ0 の過電圧を防止することが
できる。しかも、ランプ電流と充電電流とはスイッチン
グ周波数の変化に対する減少率はほぼ一定であるから、
光出力を小さくしても平滑コンデンサＣ0 の両端電圧が
極端に低下することがなく、広範囲にわたる調光が可能
になる。図１に示す構成では、インダクタＬ3 ，Ｌ11を
適宜に選択すれば、図３に示すように、調光範囲の周波
数の変化域において放電灯ＦＬのランプ電力（＝ランプ
電流×ランプ電圧）と交流電源Ｖｓからの入力電力（平
滑コンデンサＣ0 に蓄積されるエネルギ）とをほぼ一致
させることが可能であり、この場合には光出力を小さく
すれば入力電力も減少する。この構成によって平滑コン
デンサＣ0 の両端電圧の変動を抑制することができ、ス
イッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 を制御する制御信号Ｓ1 ，Ｓ
2 のデューティ比を制御することなく平滑コンデンサＣ
0 の両端電圧をほぼ一定に保つことができる。ここで、
平滑コンデンサＣ0 への印加電圧は放電灯ＦＬの点灯維
持電圧以上であって、かつ定格点灯時の平滑コンデンサ
Ｃ0の両端電圧の１．２５倍以下になるように設定され
ている。
【００４５】（実施形態１）
本実施形態は、図４に示すように、基本構成における整
流回路ＤＢの正極の出力端と平滑コンデンサＣ０ の正
極に接続されている放電灯ＦＬの一端との間に整流回路
ＤＢにアノードを接続する形でダイオードＤ１１を挿入
している。また、インダクタＬ１１とスイッチング素子
Ｑ２ のドレインとの間にコンデンサＣ１１を挿入して
ある。インダクタＬ１１とコンデンサＣ１１とは直列共
振回路を形成し、スイッチング素子Ｑ２ のオン時に
は、整流回路ＤＢ−インダクタＬ１１−コンデンサＣ
１１−スイッチング素子Ｑ２ の経路を通して電流が流
れた後に、インダクタＬ１１とコンデンサＣ１１との共
振回路による共振電流が、コンデンサＣ１１−インダク
タＬ１１−ダイオードＤ１１−平滑コンデンサＣ０ −
スイッチング素子Ｑ２ の寄生ダイオードＤ２ という
経路で流れて平滑コンデンサＣ０ を充電し、またコン
デンサＣ１１−インダクタＬ１１−ダイオードＤ１１−
スイッチング素子Ｑ１ という経路でも共振電流が流れ
る。
流回路ＤＢの正極の出力端と平滑コンデンサＣ０ の正
極に接続されている放電灯ＦＬの一端との間に整流回路
ＤＢにアノードを接続する形でダイオードＤ１１を挿入
している。また、インダクタＬ１１とスイッチング素子
Ｑ２ のドレインとの間にコンデンサＣ１１を挿入して
ある。インダクタＬ１１とコンデンサＣ１１とは直列共
振回路を形成し、スイッチング素子Ｑ２ のオン時に
は、整流回路ＤＢ−インダクタＬ１１−コンデンサＣ
１１−スイッチング素子Ｑ２ の経路を通して電流が流
れた後に、インダクタＬ１１とコンデンサＣ１１との共
振回路による共振電流が、コンデンサＣ１１−インダク
タＬ１１−ダイオードＤ１１−平滑コンデンサＣ０ −
スイッチング素子Ｑ２ の寄生ダイオードＤ２ という
経路で流れて平滑コンデンサＣ０ を充電し、またコン
デンサＣ１１−インダクタＬ１１−ダイオードＤ１１−
スイッチング素子Ｑ１ という経路でも共振電流が流れ
る。
【００４６】つまり、整流回路ＤＢの出力電圧が平滑コ
ンデンサＣ０ の両端電圧よりも高い期間にはダイオー
ドＤ１１がオンになるから、整流回路ＤＢからダイオー
ドＤ１１を通して平滑コンデンサＣ０ が充電され、ま
たスイッチング素子Ｑ２ がオンになったときに、整流
回路ＤＢからダイオードＤ１１−放電灯ＦＬ−インダク
タＬ０ −コンデンサＣ１０−スイッチング素子Ｑ２
という経路で放電灯ＦＬに電流が流れる。スイッチング
素子Ｑ２ がオフになれば、インダクタＬ３の蓄積エネ
ルギはコンデンサＣ１０−スイッチング素子Ｑ１ の寄
生ダイオードＤ１ −放電灯ＦＬを通して放出される。
また、スイッチング素子Ｑ２ がオンである期間には、
整流回路ＤＢからインダクタＬ１１−コンデンサＣ１１
−スイッチング素子Ｑ２ の経路でも電流が流れ、上述
のようにインダクタＬ１１−コンデンサＣ１１の共振電
流が生じる。
ンデンサＣ０ の両端電圧よりも高い期間にはダイオー
ドＤ１１がオンになるから、整流回路ＤＢからダイオー
ドＤ１１を通して平滑コンデンサＣ０ が充電され、ま
たスイッチング素子Ｑ２ がオンになったときに、整流
回路ＤＢからダイオードＤ１１−放電灯ＦＬ−インダク
タＬ０ −コンデンサＣ１０−スイッチング素子Ｑ２
という経路で放電灯ＦＬに電流が流れる。スイッチング
素子Ｑ２ がオフになれば、インダクタＬ３の蓄積エネ
ルギはコンデンサＣ１０−スイッチング素子Ｑ１ の寄
生ダイオードＤ１ −放電灯ＦＬを通して放出される。
また、スイッチング素子Ｑ２ がオンである期間には、
整流回路ＤＢからインダクタＬ１１−コンデンサＣ１１
−スイッチング素子Ｑ２ の経路でも電流が流れ、上述
のようにインダクタＬ１１−コンデンサＣ１１の共振電
流が生じる。
【００４７】次に、スイッチング素子Ｑ1 がオンになれ
ば、コンデンサＣ10−インダクタＬ 3 −放電灯ＦＬ−ス
イッチング素子Ｑ1 の経路で電流が流れ、スイッチング
素子Ｑ1 がオフになれば、インダクタＬ3 の蓄積エネル
ギが放電灯ＦＬ−平滑コンデンサＣ0 −スイッチング素
子Ｑ2 の寄生ダイオードＤ2 −コンデンサＣ10を通して
放出される。
ば、コンデンサＣ10−インダクタＬ 3 −放電灯ＦＬ−ス
イッチング素子Ｑ1 の経路で電流が流れ、スイッチング
素子Ｑ1 がオフになれば、インダクタＬ3 の蓄積エネル
ギが放電灯ＦＬ−平滑コンデンサＣ0 −スイッチング素
子Ｑ2 の寄生ダイオードＤ2 −コンデンサＣ10を通して
放出される。
【００４８】整流回路ＤＢの出力電圧が平滑コンデンサ
Ｃ0 の両端電圧よりも低い期間にはダイオードＤ11がオ
フであり、スイッチング素子Ｑ2 のオン期間に、整流回
路ＤＢからはインダクタＬ11−コンデンサＣ11−スイッ
チング素子Ｑ2 にのみ電流が流れ、平滑コンデンサＣ0
から放電灯ＦＬ−インダクタＬ3 −コンデンサＣ10−ス
イッチング素子Ｑ2 という経路で放電灯ＦＬに電流が流
れる。以後の動作は整流回路ＤＢの出力電圧が平滑コン
デンサＣ0 の両端電圧よりも高い期間と同様になる。
Ｃ0 の両端電圧よりも低い期間にはダイオードＤ11がオ
フであり、スイッチング素子Ｑ2 のオン期間に、整流回
路ＤＢからはインダクタＬ11−コンデンサＣ11−スイッ
チング素子Ｑ2 にのみ電流が流れ、平滑コンデンサＣ0
から放電灯ＦＬ−インダクタＬ3 −コンデンサＣ10−ス
イッチング素子Ｑ2 という経路で放電灯ＦＬに電流が流
れる。以後の動作は整流回路ＤＢの出力電圧が平滑コン
デンサＣ0 の両端電圧よりも高い期間と同様になる。
【００４９】このようにして、スイッチング素子Ｑ1 ，
Ｑ2 のオンオフにより放電灯ＦＬには交番した電流を流
すことができ、しかも整流回路ＤＢの出力電圧の低い期
間（つまり、交流電源Ｖｓのゼロクロス近傍の期間）に
おいても、インダクタＬ11とコンデンサＣ11とを通して
電流が流れる期間が生じるから、入力電流に休止期間が
生じないのである。
Ｑ2 のオンオフにより放電灯ＦＬには交番した電流を流
すことができ、しかも整流回路ＤＢの出力電圧の低い期
間（つまり、交流電源Ｖｓのゼロクロス近傍の期間）に
おいても、インダクタＬ11とコンデンサＣ11とを通して
電流が流れる期間が生じるから、入力電流に休止期間が
生じないのである。
【００５０】以上の説明から明らかなように、交流電源
Ｖｓからの入力電流の大きさはインダクタＬ１１とコン
デンサＣ１１とによる直列共振回路のインピーダンスに
より決まる。放電灯ＦＬを点灯させる周波数範囲は、イ
ンダクタＬ１１とコンデンサＣ１１との直列共振回路の
共振周波数よりも高い周波数領域に設定されており、交
流電源Ｖｓからの入力電流は図５に破線で示すような関
係になる。つまり、ランプ電流は図５に実線で示すよう
に周波数が高くなると減少するのであり、放電灯ＦＬの
調光範囲では入力電流も周波数の上昇とともに減少する
から、入力電流とランプ電流との減少率をほぼ一致させ
ることができ、基本構成と同様にランプ電流の減少に伴
って入力電流を減少させることで平滑コンデンサＣ０
の両端電圧の変動を抑制することができる。また、ラン
プ電力と入力電力とについてもほぼ一致させれば、平滑
コンデンサＣ０ の両端電圧をほぼ一定に保つことがで
きる。
Ｖｓからの入力電流の大きさはインダクタＬ１１とコン
デンサＣ１１とによる直列共振回路のインピーダンスに
より決まる。放電灯ＦＬを点灯させる周波数範囲は、イ
ンダクタＬ１１とコンデンサＣ１１との直列共振回路の
共振周波数よりも高い周波数領域に設定されており、交
流電源Ｖｓからの入力電流は図５に破線で示すような関
係になる。つまり、ランプ電流は図５に実線で示すよう
に周波数が高くなると減少するのであり、放電灯ＦＬの
調光範囲では入力電流も周波数の上昇とともに減少する
から、入力電流とランプ電流との減少率をほぼ一致させ
ることができ、基本構成と同様にランプ電流の減少に伴
って入力電流を減少させることで平滑コンデンサＣ０
の両端電圧の変動を抑制することができる。また、ラン
プ電力と入力電力とについてもほぼ一致させれば、平滑
コンデンサＣ０ の両端電圧をほぼ一定に保つことがで
きる。
【００５１】（実施形態２）
本実施形態では、図６に示すように、図４に示した実施
形態１の構成のダイオードＤ１１にコンデンサＣ１２を
並列接続したものである。この構成では、コンデンサＣ
１１，Ｃ１２とインダクタＬ１１とダイオードＤ１１と
により形成される共振回路には、スイッチング素子Ｑ
１ ，Ｑ２ のオンオフに伴って振動電流が流れる。整
流回路ＤＢの出力電圧と平滑コンデンサＣ０ の両端電
圧との差はコンデンサＣ１２に印加されるが、上述した
振動電流が流れるから、コンデンサＣ１２の両端電圧
が、整流回路ＤＢと平滑コンデンサＣ０ との電圧差よ
りも大きくなったときには、インダクタＬ１１の電流の
連続性によって交流電源Ｖｓから整流回路ＤＢを通して
インダクタＬ１１に電流が引き込まれる。
形態１の構成のダイオードＤ１１にコンデンサＣ１２を
並列接続したものである。この構成では、コンデンサＣ
１１，Ｃ１２とインダクタＬ１１とダイオードＤ１１と
により形成される共振回路には、スイッチング素子Ｑ
１ ，Ｑ２ のオンオフに伴って振動電流が流れる。整
流回路ＤＢの出力電圧と平滑コンデンサＣ０ の両端電
圧との差はコンデンサＣ１２に印加されるが、上述した
振動電流が流れるから、コンデンサＣ１２の両端電圧
が、整流回路ＤＢと平滑コンデンサＣ０ との電圧差よ
りも大きくなったときには、インダクタＬ１１の電流の
連続性によって交流電源Ｖｓから整流回路ＤＢを通して
インダクタＬ１１に電流が引き込まれる。
【００５２】この構成でも実施形態１と同様に、スイッ
チング周波数に対するランプ電流と入力電流との傾きを
ほぼ一致させるようにコンデンサＣ１１，Ｃ１２とイン
ダクタＬ１１との共振系を設定すれば、平滑コンデンサ
Ｃ０ の両端電圧の変動を抑制することができ、またラ
ンプ電力と入力電力とをほぼ一致させれば、平滑コンデ
ンサＣ０ の両端電圧をほぼ一定に保つことができる。
チング周波数に対するランプ電流と入力電流との傾きを
ほぼ一致させるようにコンデンサＣ１１，Ｃ１２とイン
ダクタＬ１１との共振系を設定すれば、平滑コンデンサ
Ｃ０ の両端電圧の変動を抑制することができ、またラ
ンプ電力と入力電力とをほぼ一致させれば、平滑コンデ
ンサＣ０ の両端電圧をほぼ一定に保つことができる。
【００５３】（実施形態３）
本実施形態は、図７に示すように、実施形態２の構成に
おいて、インダクタＬ１１とコンデンサＣ１１との直列
共振回路を、整流回路ＤＢとスイッチング素子Ｑ１ ，
Ｑ２ の接続点との間に接続するのではなく、整流回路
ＤＢと放電灯ＦＬの一端との間に接続している。つま
り、放電灯ＦＬとインダクタＬ３ との接続点にインダ
クタＬ１１の一端を接続し、このインダクタＬ１１に直
列接続さえたコンデンサＣ１１の一端を整流回路ＤＢの
正極の出力端に接続している。
おいて、インダクタＬ１１とコンデンサＣ１１との直列
共振回路を、整流回路ＤＢとスイッチング素子Ｑ１ ，
Ｑ２ の接続点との間に接続するのではなく、整流回路
ＤＢと放電灯ＦＬの一端との間に接続している。つま
り、放電灯ＦＬとインダクタＬ３ との接続点にインダ
クタＬ１１の一端を接続し、このインダクタＬ１１に直
列接続さえたコンデンサＣ１１の一端を整流回路ＤＢの
正極の出力端に接続している。
【００５４】この構成では、コンデンサＣ１０はカプリ
ングコンデンサであるから他のコンデンサＣ１１，Ｃ
１２よりも十分に大きく共振回路としては寄与しないの
であって、インダクタＬ３ ，Ｌ１１とコンデンサＣ
１１，Ｃ１２とにより共振回路が構成される。他の構成
および動作は実施形態２と同様である。（実施形態４） 本実施形態は、図８に示すように、一方のスイッチング
素子Ｑ１ をインダクタＬ１２とダイオードＤ１ ′
（スイッチング素子Ｑ１ の寄生ダイオードＤ１に相当
する）との並列回路に置き換え、スイッチング素子Ｑ
２ のドレイン−ソース間にコンデンサＣ１３を並列接
続した構成を有する。つまり、インダクタＬ１２とコン
デンサＣ１３との直列共振回路によりスイッチング素子
Ｑ１ と同様の機能を持たせようとするものである。
ングコンデンサであるから他のコンデンサＣ１１，Ｃ
１２よりも十分に大きく共振回路としては寄与しないの
であって、インダクタＬ３ ，Ｌ１１とコンデンサＣ
１１，Ｃ１２とにより共振回路が構成される。他の構成
および動作は実施形態２と同様である。（実施形態４） 本実施形態は、図８に示すように、一方のスイッチング
素子Ｑ１ をインダクタＬ１２とダイオードＤ１ ′
（スイッチング素子Ｑ１ の寄生ダイオードＤ１に相当
する）との並列回路に置き換え、スイッチング素子Ｑ
２ のドレイン−ソース間にコンデンサＣ１３を並列接
続した構成を有する。つまり、インダクタＬ１２とコン
デンサＣ１３との直列共振回路によりスイッチング素子
Ｑ１ と同様の機能を持たせようとするものである。
【００５５】簡単に動作を説明する。整流回路ＤＢの出
力電圧が平滑コンデンサＣ０ の両端電圧よりも低くダ
イオードＤ１１がオフである期間には、スイッチング素
子Ｑ２ がオンになると、コンデンサＣ１１−インダク
タＬ１１−スイッチング素子Ｑ１２の経路で電流が流れ
る。このときコンデンサＣ１３の両端は短絡され放電灯
ＦＬとインダクタＬ３ とコンデンサＣ１０との直列回
路およびインダクタＬ１２には平滑コンデンサＣ０ か
ら電流が流れる。スイッチング素子Ｑ２ がオフになれ
ば、インダクタＬ１１，Ｌ１２の蓄積エネルギがダイオ
ードＤ１ ′を通して放出された後、平滑コンデンサＣ
０ からインダクタＬ１２を通してコンデンサＣ１３に
充電電流が流れるとともに、コンデンサＣ１０からイン
ダクタＬ３ −放電灯ＦＬ−インダクタＬ１２という経
路で電流が流れる。つまり、放電灯ＦＬには交番した電
流が流れる。このように図８の構成でもインバータとし
て動作するから、実施形態１と同様にして平滑コンデン
サＣ０ の両端電圧の変動および上昇を抑制することが
できる。
力電圧が平滑コンデンサＣ０ の両端電圧よりも低くダ
イオードＤ１１がオフである期間には、スイッチング素
子Ｑ２ がオンになると、コンデンサＣ１１−インダク
タＬ１１−スイッチング素子Ｑ１２の経路で電流が流れ
る。このときコンデンサＣ１３の両端は短絡され放電灯
ＦＬとインダクタＬ３ とコンデンサＣ１０との直列回
路およびインダクタＬ１２には平滑コンデンサＣ０ か
ら電流が流れる。スイッチング素子Ｑ２ がオフになれ
ば、インダクタＬ１１，Ｌ１２の蓄積エネルギがダイオ
ードＤ１ ′を通して放出された後、平滑コンデンサＣ
０ からインダクタＬ１２を通してコンデンサＣ１３に
充電電流が流れるとともに、コンデンサＣ１０からイン
ダクタＬ３ −放電灯ＦＬ−インダクタＬ１２という経
路で電流が流れる。つまり、放電灯ＦＬには交番した電
流が流れる。このように図８の構成でもインバータとし
て動作するから、実施形態１と同様にして平滑コンデン
サＣ０ の両端電圧の変動および上昇を抑制することが
できる。
【００５６】（実施形態５）
本実施形態は、図９に示すように、図４に示した実施形
態１の構成において、整流回路ＤＢとダイオードＤ１１
との間にインダクタＬ１３を挿入したものであり、イン
ダクタＬ１１，Ｌ１３とコンデンサＣ１１とによって共
振回路が形成される点を除いて実施形態１と同様に動作
する。
態１の構成において、整流回路ＤＢとダイオードＤ１１
との間にインダクタＬ１３を挿入したものであり、イン
ダクタＬ１１，Ｌ１３とコンデンサＣ１１とによって共
振回路が形成される点を除いて実施形態１と同様に動作
する。
【００５７】（参考例） 本例で
は、図１０に示すように、図１に示した構成にお
いて、インダクタＬ３とコンデンサＣ１０との間にトラ
ンスＴ１ を介在させ、かつ整流回路ＤＢに一端が接続
されているインダクタＬ１１の他端を、トランスＴ１
の一方の巻線とインダクタＬ３ との接続点に接続して
いる。トランスＴ１ の各巻線の一端は平滑コンデンサ
Ｃ０ の正極に共通に接続されている。この構成の動作
は図１に示した構成と同様である。すなわち、図１に示
した構成と同様に、インダクタＬ１１の調整によりラン
プ電流と入力電流との変化率をほぼ一致させ、また入力
電力とランプ電力との変化もほぼ一致させることがで
き、結果的に平滑コンデンサＣ０ の電圧変動および電
圧上昇を抑制することができる。
いて、インダクタＬ３とコンデンサＣ１０との間にトラ
ンスＴ１ を介在させ、かつ整流回路ＤＢに一端が接続
されているインダクタＬ１１の他端を、トランスＴ１
の一方の巻線とインダクタＬ３ との接続点に接続して
いる。トランスＴ１ の各巻線の一端は平滑コンデンサ
Ｃ０ の正極に共通に接続されている。この構成の動作
は図１に示した構成と同様である。すなわち、図１に示
した構成と同様に、インダクタＬ１１の調整によりラン
プ電流と入力電流との変化率をほぼ一致させ、また入力
電力とランプ電力との変化もほぼ一致させることがで
き、結果的に平滑コンデンサＣ０ の電圧変動および電
圧上昇を抑制することができる。
【００５８】
【発明の効果】本発明は上述のように、交流電源を整流
する整流回路と、平滑コンデンサと、スイッチング素子
のオン時に整流回路の出力エネルギを負荷回路を通らな
い経路で充電する充電回路を備え充電回路に充電したエ
ネルギをスイッチング素子のオフ時に平滑コンデンサに
放出する動作を繰り返す充電手段と、整流回路と平滑コ
ンデンサとの間に挿入され整流回路から高周波的に電流
を流す高調波歪改善手段と、充電手段のスイッチング素
子を兼ねるスイッチング素子を少なくとも１つ備え平滑
コンデンサを電源として負荷回路に高周波電力を供給す
るインバータと、整流回路の出力端間であって負荷回路
および平滑コンデンサとの間に介装されたダイオードと
を備え、スイッチング素子をスイッチングする周波数の
制御範囲において整流回路から充電手段に流れ込む電流
とインバータから負荷回路に供給する電流との上記周波
数に対する変化率をほぼ等しくしたものであり、インバ
ータと充電手段とで兼用されたスイッチング素子を備
え、スイッチング素子のスイッチングの周波数を制御す
るので、周波数の制御によって負荷回路への供給電力を
制御することができる。しかも、スイッチング素子をス
イッチングする周波数の制御範囲において整流回路から
充電手段に流れ込む電流とインバータから負荷回路に供
給する電流との上記周波数に対する変化率をほぼ等しく
しているから、負荷回路に供給する電流が減少すれば平
滑コンデンサへの充電電流も減少するのであって、周波
数の制御による負荷回路への供給電力の変化に伴って平
滑コンデンサへの供給電流を減少させることができる。
つまり、負荷回路への供給電流が減少しても平滑コンデ
ンサの電圧変動を抑制することができ、しかも、周波数
の制御のみの簡単な制御で過電圧を防止することができ
るという効果を奏する。さらに、整流回路の出力電圧が
平滑コンデンサの両端電圧よりも高い期間にはダイオー
ドがオンになるから、整流回路からダイオードを通して
平滑コンデンサが充電され、また充電回路とインバータ
とで兼用されているスイッチング素子がオンになったと
きに整流回路からダイオードを介して負荷回路にも電源
が供給される。
する整流回路と、平滑コンデンサと、スイッチング素子
のオン時に整流回路の出力エネルギを負荷回路を通らな
い経路で充電する充電回路を備え充電回路に充電したエ
ネルギをスイッチング素子のオフ時に平滑コンデンサに
放出する動作を繰り返す充電手段と、整流回路と平滑コ
ンデンサとの間に挿入され整流回路から高周波的に電流
を流す高調波歪改善手段と、充電手段のスイッチング素
子を兼ねるスイッチング素子を少なくとも１つ備え平滑
コンデンサを電源として負荷回路に高周波電力を供給す
るインバータと、整流回路の出力端間であって負荷回路
および平滑コンデンサとの間に介装されたダイオードと
を備え、スイッチング素子をスイッチングする周波数の
制御範囲において整流回路から充電手段に流れ込む電流
とインバータから負荷回路に供給する電流との上記周波
数に対する変化率をほぼ等しくしたものであり、インバ
ータと充電手段とで兼用されたスイッチング素子を備
え、スイッチング素子のスイッチングの周波数を制御す
るので、周波数の制御によって負荷回路への供給電力を
制御することができる。しかも、スイッチング素子をス
イッチングする周波数の制御範囲において整流回路から
充電手段に流れ込む電流とインバータから負荷回路に供
給する電流との上記周波数に対する変化率をほぼ等しく
しているから、負荷回路に供給する電流が減少すれば平
滑コンデンサへの充電電流も減少するのであって、周波
数の制御による負荷回路への供給電力の変化に伴って平
滑コンデンサへの供給電流を減少させることができる。
つまり、負荷回路への供給電流が減少しても平滑コンデ
ンサの電圧変動を抑制することができ、しかも、周波数
の制御のみの簡単な制御で過電圧を防止することができ
るという効果を奏する。さらに、整流回路の出力電圧が
平滑コンデンサの両端電圧よりも高い期間にはダイオー
ドがオンになるから、整流回路からダイオードを通して
平滑コンデンサが充電され、また充電回路とインバータ
とで兼用されているスイッチング素子がオンになったと
きに整流回路からダイオードを介して負荷回路にも電源
が供給される。
【図１】基本構成を示す回路図である。
【図２】同上の動作説明図である。
【図３】同上の動作説明図である。
【図４】実施形態１を示す回路図である。
【図５】実施形態１の動作説明図である。
【図６】実施形態２を示す回路図である。
【図７】実施形態３を示す回路図である。
【図８】実施形態４を示す回路図である。
【図９】実施形態５を示す回路図である。
【図１０】参考例を示す回路図である。
【図１１】原理説明用の基本構成の回路図である。
【図１２】基本構成の動作説明図である。
【図１３】基本構成の動作説明図である。
【図１４】基本構成の動作説明図である。
【図１５】基本構成の動作説明図である。
【図１６】基本構成における充電回路の回路例を示す図
である。
である。
【図１７】従来例を示す回路図である。
【図１８】従来例の動作説明図である。
【図１９】従来例の動作説明図である。
【図２０】従来例の動作説明図である。
【図２１】従来例の動作説明図である。
【図２２】他の従来例を示す回路図である。
１ インバータ
Ｃ０ 平滑コンデンサ
Ｃ１０ コンデンサ
ＣＨ 充電回路
Ｄ１ ダイオード
Ｄ２ ダイオード
ＤＢ 整流回路
ＦＬ 放電灯
Ｌ３ インダクタ
Ｌ１１ インダクタ
Ｑ１ スイッチング素子
Ｑ２ スイッチング素子
Ｖｓ 交流電源
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(56)参考文献 特開 平７−255180（ＪＰ，Ａ)
特開 平４−222469（ＪＰ，Ａ)
特開 平４−141992（ＪＰ，Ａ)
特開 平３−3675（ＪＰ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H02M 7/48
H02M 7/5387
H05B 41/24
Claims (9)
- 【請求項１】 交流電源を整流する整流回路と、平滑コ
ンデンサと、スイッチング素子のオン時に整流回路の出
力エネルギを負荷回路を通らない経路で充電する充電回
路を備え充電回路に充電したエネルギをスイッチング素
子のオフ時に平滑コンデンサに放出する動作を繰り返す
充電手段と、整流回路と平滑コンデンサとの間に挿入さ
れ整流回路から高周波的に電流を流す高調波歪改善手段
と、充電手段のスイッチング素子を兼ねるスイッチング
素子を少なくとも１つ備え平滑コンデンサを電源として
負荷回路に高周波電力を供給するインバータと、整流回
路の出力端間であって負荷回路および平滑コンデンサと
の間に介装されたダイオードとを備え、スイッチング素
子をスイッチングする周波数の制御範囲において整流回
路から充電手段に流れ込む電流とインバータから負荷回
路に供給する電流との上記周波数に対する変化率をほぼ
等しくしたことを特徴とする電源装置。 - 【請求項２】 上記充電手段への供給電力と上記インバ
ータから上記負荷回路への供給電力との上記周波数に対
する変化率をほぼ等しくしたことを特徴とする請求項１
記載の電源装置。 - 【請求項３】 上記充電手段と上記インバータとにそれ
ぞれ共振回路を設け、両共振回路の振動周波数を異なる
値に設定することにより、上記整流回路から上記充電手
段に流れ込む電流と上記インバータから上記負荷回路に
供給する電流との上記周波数に対する変化率をほぼ等し
くしたことを特徴とする請求項１記載の電源装置。 - 【請求項４】 上記充電手段と上記インバータとにそれ
ぞれ共振回路を設け、両共振回路の振動周波数を異なる
値に設定することにより、上記充電手段への供給電力と
上記インバータから上記負荷回路への供給電力との上記
周波数に対する変化率をほぼ等しくしたことを特徴とす
る請求項２記載の電源装置。 - 【請求項５】 上記負荷回路は放電灯を含み、上記充電
手段による平滑コンデンサへの印加電圧は放電灯の点灯
維持電圧以上であって、かつ定格点灯時の平滑コンデン
サの両端電圧の１．２５倍以下になるように設定されて
いることを特徴とする請求項１記載の電源装置。 - 【請求項６】 上記充電手段と上記インバータとはスイ
ッチング素子を除く少なくとも一部が兼用されているこ
とを特徴とする請求項１記載の電源装置。 - 【請求項７】 上記インバータは１個のスイッチング素
子を備え、このスイッチング素子が充電手段に兼用され
ていることを特徴とする請求項１記載の電源装置。 - 【請求項８】 上記充電手段と上記高調波歪改善手段と
は少なくとも一部が兼用されていることを特徴とする請
求項１記載の電源装置。 - 【請求項９】 上記インバータと上記高調波歪改善手段
とは少なくとも一部が兼用されていることを特徴とする
請求項１記載の電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10994696A JP3402922B2 (ja) | 1996-04-30 | 1996-04-30 | 電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10994696A JP3402922B2 (ja) | 1996-04-30 | 1996-04-30 | 電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09298884A JPH09298884A (ja) | 1997-11-18 |
| JP3402922B2 true JP3402922B2 (ja) | 2003-05-06 |
Family
ID=14523133
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10994696A Expired - Fee Related JP3402922B2 (ja) | 1996-04-30 | 1996-04-30 | 電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3402922B2 (ja) |
-
1996
- 1996-04-30 JP JP10994696A patent/JP3402922B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH09298884A (ja) | 1997-11-18 |
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