JP3085702B2 - インバータ装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、交流電源を整流平滑した直流電圧を高周波
に変換して負荷に供給するインバータ装置に関するもの
である。

［従来の技術］ 従来例１ 第４図は従来のインバータ装置（特開昭60−134776
号）の回路図である。以下、その回路構成について説明
する。ダイオードD₄,D₅,D₆,D₇よりなる全波整流器DBの
交流入力端子は、インダクタL₁とコンデンサC₀よりなる
フィルター回路を介して交流電源V_Sに接続されている。
全波整流器DBの直流出力端子には、チョッパー用のイン
ダクタL₃と、逆流阻止用のダイオードD₁を介して平滑用
のコンデンサC₁が接続されている。コンデンサC₁には、
トランジスタQ₁,Q₂の直列回路が接続されている。各ト
ランジスタQ₁,Q₂には、それぞれダイオードD₁,D₂が逆並
列接続されている。トランジスタQ₁の両端には、直流カ
ット用のコンデンサC₃と限流及び共振用のインダクタL₂
を介して放電灯laが接続されている。放電灯laのフィラ
メントの非電源側端子間には、共振及び予熱電流通電用
のコンデンサC₂が並列接続されている。

以下、上記回路の動作について説明する。まず、トラ
ンジスタQ₁,Q₂、ダイオードD₁,D₂、インダクタL₂、コン
デンサC₂,C₃、放電灯laが直列インバータ回路を構成し
ている。トランジスタQ₁,Q₂は高速度で交互にオン・オ
フされる。平滑コンデンサC₁の直流電圧は、トランジス
タQ₁,Q₂で高周波的にスイッチングされ、放電灯laに高
周波電力が供給される。次に、トランジスタQ₂とダイオ
ードD₁及びインダクタL₃は、チョッパー回路を構成して
いる。トランジスタQ₂のオン時に、全波整流器DBの出力
をインダクタL₃を介してトランジスタQ₂でスイッチング
し、インダクタL₃にエネルギーを蓄積し、トランジスタ
Q₂のオフ時にダイオードD₁を介して平滑コンデンサC₁を
充電する。このチョッパー作用により入力力率が高く、
入力電流の高調波成分も少なくなる。さらに、コンデン
サC₀とインダクタL₁はフィルター回路を構成しており、
チョッパー回路のスイッチング電流に含まれる高周波成
分を除去している。

この回路はインバータ回路とチョッパー回路とでトラ
ンジスタQ₂とダイオードD₁を兼用している。したがっ
て、回路が簡単で小型化できるという利点があるが、兼
用したトランジスタQ₂にはインバータとチョッパーの両
方の電流が流れることになり、トランジスタQ₂のストレ
スは非常に大きくなるという欠点がある。さらに、この
回路のチョッパーは昇圧チョッパーであり、平滑コンデ
ンサC₁に高い直流電圧が充電される。このため、コンデ
ンサC₁及びインバータ回路の回路素子には高耐圧のもの
が必要であり、回路素子は高価になる。

従来例２ 第５図は他の従来例（特開平１−252162号）の回路図
である。この従来例では、トランジスタQ₁,Q₂、ダイオ
ードD₁,D₂、インダクタL₂、コンデンサC₂〜C₄、放電灯l
aがハーフブリッジ式インバータを構成している。C₁は
平滑コンデンサであり、この電圧をコンデンサC₃,C₄で
分圧し、その電圧をトランジスタQ₁,Q₂で高周波的にス
イッチングして、放電灯laに高周波電力を供給する。

一方、トランジスタQ₂、ダイオードD₃、インダクタ
L₃、コンデンサC₅、インピーダンス素子Ｚが第４図のチ
ョッパーに相当する働きをする。トランジスタQ₂がオン
すると、全波整流器DBからインダクタL₃、コンデンサ
C₅、インピーダンス素子Ｚ、トランジスタQ₂を介してイ
ンダクタL₃に電流を流す。トランジスタQ₂がオフする
と、インダクタL₃に誘起電圧が発生し、ダイオードD₃を
介して平滑コンデンサC₁を充電する。この回路も本質的
には昇圧チョッパーであるが、コンデンサC₅とインピー
ダンス素子Ｚを介して間接的にインダクタL₃とダイオー
ドD₃の接続点の電位をスイッチングするため昇圧作用が
小さくなる。

［発明が解決しようとする課題］ 上述の実施例1,2では、チョッパーとインバータとで
スイッチング素子を共用しているが、他の回路素子は別
個であり、回路構成の簡単化に対する効果は未だ不十分
である。また、チョッパー（DC−DC変換）とインバータ
（DC−AC変換）という２つの変換器を通るため、回路総
合効率（負荷の消費電力÷入力電力）が悪くなるという
問題があった。

本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、
その目的とするところは、インバータ装置の入力力率を
高く、入力電流高調波を低く保ちつつ、簡単な回路構成
で回路総合効率を向上させることにある。

［課題を解決するための手段］ 本発明にあっては、上記の課題を解決するために、第
１図に示すように、交流電源Vsを整流する整流器DBと、
整流器DBの出力を平滑する平滑コンデンサC₁を有し、平
滑コンデンサC₁の電圧を高周波に変換して負荷に供給す
るインバータ装置において、整流器DBの出力からインバ
ータの振動要素である第１のインダクタL₂とスイッチン
グ素子Q₂を介して交流電源Vsから入力電流を通電する電
流経路を設け、整流器DBの出力に一端を接続された第２
のインダクタL₃を前記電流経路に直列に接続したことを
特徴とするものである。

［作用］ 第１図により本発明の作用を説明する。本発明の特徴
は、交流電源Vsから整流器DB、インバータの振動要素で
ある第１のインダクタL₂、スイッチング素子Q₂を通る電
流経路を設け、該電流経路に第２のインダクタL₃を直列
に挿入したことである。スイッチング素子Q₂が高速でオ
ン・オフすると、整流器DB、インダクタL₃、インバータ
のインダクタL₂、スイッチング素子Q₂の経路で電流が流
れ、交流電源Vsの商用周期の全区間にわたって、入力電
流が流れるので、入力力率が高くなる。また、第１図に
示すようなコンデンサC₀,インダクタL₁よりなるフィル
ター回路を付加すれば、入力高調波も低く抑えられる。
一方、コンデンサC₁を直流電源としてインバータにより
負荷には高周波電力が供給される。スイッチング素子Q₂
がオンのとき、インバータの振動要素であるインダクタ
L₂には、インバータの電流が流れると共に、整流器DBか
らインダクタL₃を通る電流経路でも電流が流れる。この
ため、振動要素であるインダクタL₂はインバータと入力
力率改善回路とで共用されることになり、従来例に比べ
て更に回路の共用化が進んでいる。したがって、回路構
成も簡単になる。

このように、本発明では、整流器DBからインバータの
振動要素であるインダクタL₂に直接的に電流を流す経路
を設けた。したがって、DC−DC変換、DC−AC変換という
２つの変換過程を通らずに、交流電源Vsからインバータ
に一部の電流が流れるので、回路総合効率が高くなる。
しかも、この電流は入力電流であるので、入力力率を高
く、入力電流高調波を少なくすることができる。

［実施例］ 第１図は本発明の一実施例の回路図である。本実施例
は、インバータとして直列インバータを用いており、負
荷を放電灯laとしている。インバータは、トランジスタ
Q₁,Q₂とダイオードD₁,D₂、インダクタL₂、コンデンサ
C₂,C₃及び放電灯laで構成されている。トランジスタQ₁,
Q₂が高速でオン・オフし、コンデンサC₁の直流電圧を高
周波に変換して、放電灯laを高周波点灯させる。コンデ
ンサC₂は放電灯laのフィラメントの予熱電流通電経路を
構成しており、また、インダクタL₂との共振用コンデン
サも兼ねている。

本回路の特徴は、インバータの振動要素であるインダ
クタL₂とスイッチング用のトランジスタQ₂の直列回路
を、全波整流器DBの直流出力端にインダクタL₃を介して
接続したことである。

トランジスタQ₂がオンすると、全波整流器DBから、イ
ンダクタL₃,L₂、トランジスタQ₂を通る経路で入力電流
が流れる。このときのインダクタL₃の電流は、その増加
する傾きが入力電圧Vinの瞬時値に比例している。一
方、コンデンサC₃を電源として、放電灯la、インダクタ
L₂、トランジスタQ₂の経路でも電流が流れ、放電灯laに
矢印Ilaの向きに負荷電流を流す。

次に、トランジスタQ₂がオフすると、インダクタL₃の
電流は、インダクタL₂、ダイオードD₁、平滑コンデンサ
C₁の経路で流れて、平滑コンデンサC₁を充電する。一
方、コンデンサC₃、放電灯la、インダクタL₂、ダイオー
ドD₁、平滑コンデンサC₁の経路でも電流が流れ、振動回
路のエネルギーを平滑コンデンサC₁へ帰還させている。
このとき、矢印Ilaの向きの負荷電流は減少して行く。

トランジスタQ₂がオフして、しばらくは上述の経路で
電流が流れ、インダクタL₂の電流が反転すると、トラン
ジスタQ₁がオンする。このとき、インダクタL₃の電流は
放電灯la、コンデンサC₃の経路でも流れるようになり、
直接的に放電灯laに電流を流すようになる。一方、平滑
コンデンサC₁からトランジスタQ₁、インダクタL₂、放電
灯la、コンデンサC₃の経路でも電流が流れ、図中、矢印
Ilaとは逆向きに負荷電流が流れる。

トランジスタQ₁がオフすると、インダクタL₃のエネル
ギーにより、インダクタL₃から放電灯la、コンデンサC₃
の経路で電流が流れ、また、インダクタL₂、放電灯la、
コンデンサC₃、ダイオードD₂の経路でそれぞれ電流が流
れる。このとき、矢印Ilaの逆向きの負荷電流は減少し
て行く。次に、トランジスタQ₂が再度オンして、上述の
過程を繰り返す。

以上の過程は交流電源Vsの商用周期の全区間にわたっ
て繰り返されるので、入力電流が常に流れることにな
る。したがって、入力力率が高くなる。また、コンデン
サC₀とインダクタL₁よりなるフィルター回路を、全波整
流器DBの交流入力端子と交流電源Vsの間に挿入したの
で、高周波成分を除去した入力電流波形は、入力電流高
調波成分の少ない正弦波に近い波形とすることができ
る。

本実施例では、インバータの振動要素であるインダク
タL₂は、チョッパー回路とインバータ回路の両方で共用
されている。したがって、回路構成が非常に簡単とな
る。また、インダクタL₂にはDC−DC変換、DC−AC変換と
いう２つの変換過程を通らず、整流器DBからの電流の一
部が直接的に流れるので、回路総合効率が高くなるもの
である。また、インダクタL₃は平滑コンデンサC₁を充電
するチョッパー用チョークとしても働くが、負荷にも電
流を流し、インバータ振動回路の一部としても作用す
る。

本回路の動作波形を第２図に示す。図中、Vinは入力
電圧、I_L3はインダクタL₃に流れる電流、Iinはフィルタ
ー回路を通過した後の入力電流、Ilaは放電灯laに流れ
る電流である。この入力波形から明らかなように、本回
路は入力力率が高く、入力電流の高調波成分は低くなっ
ている。また、本回路の負荷電流Ilaは、入力電圧Vinが
大きいほど、振幅が小さくなっている。この原因は、主
にインダクタL₃に入力電圧Vinに比例した大きさの電流I
inが流れ込むが、このインダクタL₃が部分的に負荷電流
Ilaの増加を妨げる作用をしているからである。

本回路においても、インバータの振動要素を介して整
流器出力をスイッチングするようにしたので、回路素子
の共用化ができ、構成が簡単になり、従来例に比べて非
常に小型のインバータ装置ができる。また、部分的に整
流器からインバータへ直接的に電流が流れる。この場
合、複数の変換過程を通らないので、その分、回路効率
が良くなる。さらに、本回路では、負荷電流Ilaの振幅
が入力電圧Vinの大きさに反比例して変化し、電源変動
に対して負荷電流Ilaの実効値の変化が小さくなる。し
たがって、電源変動補償機能を有している。また、コン
デンサC₁の容量をかなり小さくしても、負荷電流Ilaの
波形の包絡線に殆ど変化が無い。したがって、従来例で
は、コンデンサC₁として大容量の電解コンデンサが必要
であったが、本回路では小容量のものでよい。

第３図は本実施例の一変形例の回路図であり、インバ
ータとして一石式インバータを用いている。トランジス
タQ₁とダイオードD₁、インダクタL₂,L₄、コンデンサC₂,
C₄及び放電灯laは、一石式インバータを形成している。
このインバータでは、コンデンサC₂,C₄とインダクタL₄
及びL₂の共振作用により放電灯laに高周波電力が供給さ
れる。

［発明の効果］ 本発明のインバータ装置では、整流器からインバータ
の振動要素である第１のインダクタ、スイッチング素
子、第２のインダクタを介して入力電流が常に流れるよ
うにしたので、入力力率が高く、入力電流高調波が低く
抑えられるという効果がある。さらに、インバータの一
部に整流器から直接的に電流が流れるので、電力変換過
程が少なくなることにより、回路総合効率も高くなると
いう効果がある。また、交流電源から整流器を介して入
力電流を流す入力力率改善回路のインダクタの一部をイ
ンバータの振動要素である第１のインダクタで兼用した
ので、回路構成を簡単化でき、インバータ装置を小型化
できるという利点もある。

【図面の簡単な説明】 第１図は本発明の一実施例の回路図、第２図は同上の動
作波形図、第３図は同上の一変形例の回路図、第４図は
従来例の回路図、第５図は他の従来例の回路図である。 Vsは交流電源、DBは整流器、C₁は平滑コンデンサ、L₂,L
₃はインダクタ、Q₂はスイッチング素子である。

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】交流電源を整流する整流器と、整流器の出
   力を平滑する平滑コンデンサを有し、平滑コンデンサの
   電圧を高周波に変換して負荷に供給するインバータ装置
   において、整流器の出力からインバータの振動要素であ
   る第１のインダクタとスイッチング素子を介して交流電
   源から入力電流を通電する電流経路を設け、整流器の出
   力に一端を接続された第２のインダクタを前記電流経路
   に直列に接続したことを特徴とするインバータ装置。