JPH0213265A

JPH0213265A - 高周波電源装置

Info

Publication number: JPH0213265A
Application number: JP63160162A
Authority: JP
Inventors: Minoru Maehara; 稔前原
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1988-06-27
Filing date: 1988-06-27
Publication date: 1990-01-17

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】［産業上の利用分野］本発明は、商用の交流電圧を入力とし、高周波電力を出
力する高周波電源装置に関するものである。

［従来の技術］従来、例えば放電灯の点灯電源として、商用の交流電圧
を入力とし、これを全波整流した直流電力を高周波電力
に変換する高周波電源装置が広く用いられている。この
種の高周波電源装置にあっては、負荷に供給される高周
波出力が商用の交流電圧の瞬時値に応じて変動しないよ
うにするために、次のような各種の方式が提案されてい
る。

」１鮭上第６図は第１の従来例の回路図である。この従来例にあ
っては、商用電源Ｖｓの交流電圧をダイオードブリッジ
よりなる全波整流器ＤＢにて全波整流して得られた脈流
電圧を大容量のコンデンサｃｏにより平滑し、インバー
タＩＮＶの入力電圧としている。インバータＩＮＶは直
流電圧■ｃｏを高周波電圧に変換し、負荷Ｌ＆に供給す
る。

第７図は上記従来例の定常時における動作波形図である
。平滑用のコンデンサＣ８の電圧ＶＣＯは、破線で示す
脈流電圧のピーク値に充電される。このコンデンサＣ０
が充電される期間中に、商用電源Ｖｓから全波整流器Ｄ
Ｂを介してコンデンサＣ０に充電電流Ｉｉｎが流れる。

インバータＩＮＶはコンデンサＣ０の電圧■ｃ０を入力
電圧として動作するので、負荷Ｌａに流れる高周波電流
ＩＬａの包絡線は、電圧■ｃ０の振幅に応じて変化する
。

このように、従来の高周波電源装置にあっては、商用の
交流電圧を全波整流した脈流電圧が谷の期間においても
安定な高周波出力が得られるようにするために、高周波
変換用のインバータＩＮＶの入力電圧としては、脈流電
圧を電解コンデンサＣ０で平滑した直流電圧■ｃｏを用
いている。

【胆匠よ第８図は第２の従来例の回路図である。この回路にあっ
ては、全波整流器ＤＢと平滑コンデンサＣ０の間に、昇
圧形チラッパーを挿入したものである。昇圧形チョッパ
ーは、全波整流器ＤＢの直流出力端に、スイッチング用
のトランジスタＱｌ。

を介してチョークＬ０を接続し、１ヘランジスタＱ０の
両端に逆流阻止用のダイオードＤ。を介して平滑用のコ
ンデンサＣ６を接続してなるものであり、駆動回路Ａに
よりスイッチング用のトランジスタＱ０を高周波でスイ
ッチングすることにより、全波整流器ＤＢの直流出力端
に得られるピーク電圧よりも高い電圧がコンデンサＣ０
に得られる。また、全波整流器ＤＢの直流出力端に電圧
が存在する期間中は、昇圧形チョッパーが動作可能であ
るので、商用電源Ｖｓから入力′：４流Ｉｉｎが流れて
いる期間は長くなり、入力力率は改善される。なお、入
力電流Ｉｉｎは高周波で断続されるが、商用電源Ｖｓと
全波整流器ＤＢの交流入力端の間に、高周波除去フィル
タＦＴを介在させることにより、入力電流Ｉｉｎを正弦
波状とすることができ、電源ラインへの高周波ノイズの
混入は防止できるものである。

このように、上述の各従来例は、インバータ■ＮＶの入
力電圧を得るための回路部において、平坦な直流電圧を
作成し、その直流電圧をインバータＩＮＶの入力電圧と
することで、商用電源■３を全波整流した脈流電圧の谷
部でも安定な高周波出力電流を得られるようにしたもの
である。

え氷」１第９図は第３の従来例の回路図である。この従来例では
、インバータＩＮＶとして、プッシュプル形のインバー
タを用いる。全波１Ｍ流器ＤＢの正出力端子は、発振ト
ランスＴの１次巻線Ｎ　１．　Ｎ　ｔの各一端に接続さ
れている９発振トランスＴの１次巻線Ｎ　、Ｎ　２の各
他端は、夫々トランジスタＱ１゜。

Ｑ２゜のコレクタ・エミッタ間とチョークし、を介して
全波整流ＨＤＢの負出力端子に接続されている０発振ト
ランスＴの１次巻線Ｎ　＋　、　Ｎ　２には、共振用の
コンデンサＣ９゜が並列接続されている。トランジスタ
Ｑ　ｌｏとトランジスタＱ２゜の夫々のペースは、駆動
回路Ａに接続されている０発振トランスＴの２次巻線に
はコンデンサＣ２ａが接続されており、その両端には高
周波電圧が得られる。

全波整流器ＤＢの正出力端子と負出力端子との間には、
逆方向のダイオードＤ０を介してコンデンサＣ０が接続
されている。ダイオードＤ０とコンデンサＣ０との接続
点は、チョークし、。とダイオードＤ、。、　Ｄ　ｔ。

を介して、発振トランスＴの１次巻ａＮｌ、Ｎ、の中間
タップに接続されている。

つまり、この従来例にあっては、プッシュプル形のイン
バータＩＮＶにおける発振トランスＴの各１次巻線Ｎ　
１．　Ｎ　２に中間タップを設け、各１次巻線Ｎ、、Ｎ
２に発生する電圧の一部を、入力側のコンデンサＣ０に
帰還するものである。この方式の特徴は、コンデンサＣ
０に直列にダイオードＤ０を逆向きに接続しているため
、コンデンサＣ８の充電電流は必ず発振トランスＴの１
次巻線Ｎ、、Ｎ。

を通る点にあり、このため、入力電流波形Ｔｉｎはパル
ス状の波形ではな（、第１０図に示すように、比較的滑
らかな波形となる。

［発明が解決しようとする課ｆｆｌ］上述の従来例１にあっては、脈流電圧がコンデンサＣ０
の電圧ＶＣＯよりも高い期間にしか、入力？を流Ｉｉｎ
が流れないため、入力電ｆｆ１Ｉｉｎに長い体正則間が
生じ、入力電流Ｉｉｎの歪率が大きくなり、入力力率が
低くなるという問題がある。また、入力電流Ｉｉｎのピ
ーク値が大きく、パルス状の波形となり、高調波成分が
多く含まれるという問題がある。さらに、コンデンサＣ
０の容量が大きいため、電源投入時の突入電流が非常に
大きくなるという問題がある。

そこで、入力電流の歪率、高調波成分を低下させ、力率
を改善する従来例として、全波整流器ＤＢと平滑コンデ
ンサＣ０の間にチョッパー回路を入れた上述の従来例２
が提案されている。この従来例２にあっては、入力電流
の歪率が小さくなり、入力力率を高くできるが、チョッ
パー回路を付加したため、コストが高くなるという問題
がある。

また、入力部にチョッパー回路の周波数成分を除去する
ための高周波除去フィルタＦＴが必要である。さらに、
コンデンサＣ０の電圧が商用電源Ｖｓのピーク値よりも
高くなり、インバータＩＮＶに高耐圧の部品が必要にな
るという問題がある。

また、上述の従来例３にあっては、商用電源Ｖｓの電圧
がコンデンサＣ０の電圧■ｃ、よりも高い期間は、イン
バータＩＮＶへは商用電源ＶＢから直接に電流が流れ、
１次巻線Ｎ　＋　、　Ｎ　２の一部を介してコンデンサ
Ｃ０を充電する。逆に、商用電源Ｖｓの電圧がコンデン
サＣ０の電圧■ｃ０よりも低い期間は、インバータＩＮ
ＶへはコンデンサＣ０より電流が流れ、商用電源Ｖｓか
らは流れなくなる。

したがって、インバータＩＮＶの入力電圧は、コンデン
サＣ０の電圧Ｖｃ０で脈流電圧を谷埋めした波形となる
。この方式は、入力力率が高く、脈流電圧が低電圧の期
間にも安定な出力が得られるが、入力電流Ｉｉｎの波形
に休止期間ができるため、入力電流の歪率が大きいとい
う欠点を有する。

本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、そ
の目的とするところは、商用の交流電圧を入力とし、高
入力力率で入力電流歪率が小さく、しかも脈流電圧が低
い期間でも安定な出力が得られる高周波電源装置を提供
することにある。

［課題を解決するための手段］本発明に係る高周波電源装置にあっては、上記の課題を
解決するために、第１図に示すように、商用電源Ｖｓの
交流電圧を全波整流する全波整流器ＤＢ、と、全波整流
器ＤＢ、により得られる脈流電圧を、スイッチング素子
（トランジスタＱ、、Ｑ２）を高速でオンオフすること
により高周波の交流電圧に変換する第１のインバータＴ
　ＮＶＩと、第１のインバータＩ　ＮＶＩのインダクタ
ンス成分（チョークＬ、）を少なくとも介して上記脈流
電圧が高電圧となる期間に充電されるコンデンサＣ０と
、該コンデンサＣ８の充電電圧を入力とし、第１のイン
バータｒＮＶ、の出力に同期した出力を発生する第２の
インバータＴＮＶ、と、第１及び第２のインバータＩ　
ＮＶ、、Ｉ　ＮＶ２の合成出力を供給される負荷（放電
灯Ｌａ）とからなり、第１のインバータＩ　ＮＶＩにお
ける一方のスイッチング素子（トランジスタＱ、）を、
第２のインバータＩ　ＮＶ２のスイッチング素子（トラ
ンジスタＱ、）として共用化し、両インバータＩ　ＮＶ
、、Ｉ　ＮＶ２のスイッチング素子（トランジスタＱ、
、Ｑ２．Ｑ、）を同期してオンオフさせる駆動回路Ａ１
．Ａｚｅ設けて成ることを特徴とするものである。

［作用］本発明において、第１のインバータＩ　ＮＶ、の入力電
圧は脈流電圧であるので、その電圧の大きさによって第
１のインバータＩ　ＮＶ、に入力されるエネルギーの大
きさが変化する。脈流電圧が高い期間は、第１のインバ
ータＩ　ＮＶ、に入力されるエネルギーは、負荷へ高周
波電圧として供給されるとともに、一部はコンデンサｃ
０を充電するのに使われる。脈流電圧が低い期間は、第
１のインバータＴ　ＮＶ、に入力されるエネルギーは全
て高周波電圧として負荷へ供給される。このため、第１
のインバータＩＮＶ、から負荷へ供給される高周波電圧
は、脈流電圧の高いときは大きく、低いときには小さく
なる。したがって、このままでは脈流電圧が低いときの
出力は小さくなるので、上記コンデンサＣ０の電圧を入
力とする第２のインバータＩＮＶ、で、第１のインバー
タＩ　ＮＶ、の出力と同期させた高周波電圧を発生させ
、第１及び第２のインバータＩＮＶ、、Ｉ　ＮＶ、の出
力を合成し、負荷へ供給する。

以上のように動作することによって、負荷へ供給される
高周波電圧は、脈流電圧の低い期間でも小さくならず、
負荷効率は高くなる。また、商用電源Ｖｓからの入力電
流Ｉｉｎは常に第１のインバータＩＮＶ、へ流れ込み、
入力電流Ｉｉｎの休止期間は生じない、さらに、第１の
インバータＩＮＶの入力電流Ｉｉｎの大きさは、はぼ電
源電圧の大きさに比例するので、入力力率を１に近くす
ることができ、入力電流歪率も小さくすることができる
ものである。

さらに、本発明にあっては、第１のインバータＩ　ＮＶ
、における一方のスイッチング素子を、第２のインバー
タＩＮＶ、のスイッチング素子として共用化し、両イン
バータＩ　ＮＶｌ、Ｉ　ＮＶ２のスイッチング素子を同
期してオンオフさせる駆動回路Ａ　５．　Ａ　２を設け
たから、部品点数が少なくて済み、コストの低減が可能
となるものである。

［実施例１］第１図は本発明の第１実施例の回路図である。

この実施例は本発明を直列共振型インバータに適用した
回路例であり、負荷としては放電灯Ｌａを用いている。

インバータＩ　ＮＶ、の入力端子には、トランジスタＱ
、、Ｑ２の直列回路が接続されている。各トランジスタ
Ｑ、、Ｑ２には、ダイオードＤＤ２がそれぞれ逆並列接
続されている。トランジスタＱ１の両端には、カップリ
ング用のコンデンサＣＩとチョークＬ１を介して放電灯
Ｌａが接続され、放電灯Ｌａの非電源側端子には予熱電
流通電及び共振用のコンデンサＣ２が並列接続されてい
る。負荷回路の固有振動周波数は、放電灯Ｌａと共振用
のコンデンサＣ２とチョークＬ、よりなる直列共振回路
により決定される。カップリング用のコンデンサＣ１は
大容量のコンデンサが使用され、共振には寄与しない。

チョークＬ、には２次巻線Ｌ１２が設けられている。イ
ンバータＩＮＶ、が発振動作を行うと、チョークし、に
は高周波を流が流れるので、その２次巻線Ｌ１２には高
周波電圧が得られる。この高周波電圧は全波整流器Ｄ　
Ｂ　２にて全波整流され、コンデンサＣ０を充電する。

コンデンサＣ０に充電された電圧は、インバータＩ　Ｎ
　Ｖ　２の駆動電源電圧となる。インバータＩ　ＮＶ２
の構成はインバータ■ＮＶ、と同様であり、トランジス
タＱ、、Ｑ２に代えてトランジスタＱ、、Ｑ、、ダイオ
ードＤ　３．　Ｄ　２に代えてダイオードＤ　ｓ　、　
Ｄ　４、コン′デンサＣ３に代えてコンデンサＣ３、チ
ョークＬ、に代えてチョークＬ２を用いたものである。

ただし、トランジスタＱ。

はトランジスタＱ、にて共用化できるので、トランジス
タＱ１のコレクタをコンデンサＣ０の正価に接続して、
トランジスタＱ３を省略している。

インバータＩＮＶ１．ＩＮ■２のトランジスタＱ。

Ｑ２は駆動回路Ａ１により交互にオン、オフされ、イン
バータＩＮＶ、のトランジスタＱ、は駆動回路Ａ２によ
りオン、オフされる。駆動回路Ａ、は駆動回路Ａ、と同
期を取るために、駆動回路ＡＩがら同期信号を供給され
ている。

本実施例にあっては、入力電流Ｉｉｎが流れている期間
が長くなり、入力電流歪率が低減され、入力力率が高く
なる。つまり、第６図に示す従来例１のように、全波整
流器ＤＢの出力端に平滑コンデンサＣ０を接続すると、
必ず電源電圧の方がコンデンサＣ０の電圧■。。よりも
低い期間が生じ、その期間は入力電流が流れないので、
入力電流歪率が高くなり、入力力率は低下するが、本実
施例では、第１のインバータＩ　ＮＶ、の入力を全波整
流後の脈流電圧としているので、入力電流Ｉｉｎの休止
期間が生じない。

ところで、インバータｉ　ＮＶ、から負荷側へ流れる電
流ＩＬａの波形は、第２図に示すように、包ｊ、２１線
が脈流状の高周波電流となり、出力の大きさが商用サイ
クルの２倍の周波数で変動し、電源電圧がＯとなる時点
では出力も０となる。第２図は負荷が線形素子であると
きの波形であるが、負荷が放電灯Ｌａである場合には、
脈流低電圧時に放電灯Ｌａが消えて、ちらつきの原因と
なる。また、電源電圧が上昇した時に再点灯に余分な工
木ルギーが使われ、ランプ効率も悪くなる。そこで１本
実施例では、上記欠点を改善するために、脈流電圧で駆
動される第１のインバータＩ　ＮＶ、のＩＪかに、第２
のインバータＩ　ＮＶ２を用いて高周波電力を発生させ
、百出力を足し合わせて放電灯Ｌａに供給している。そ
して、第２のインバータＩＮＶ２の電源は、第１のイン
バータＩ　ＮＶ、の発振出力により供給し、インバータ
ＩＮＶ、における一方のトランジスタＱ１をインバータ
■ＮＶ２と共用化したものである。

第１のインバータＩＮＶ、は脈流入力の直列共振型イン
バータであり、トランジスタＱ、、Ｑ２が交互にオンオ
フすることにより、チョークＬ、とコンデンサＣ２の直
列共振回路に高周波電圧を発生させ、放電灯Ｌａに高周
波電力を供給するものである。インバータＩＮＶ、の入
力は脈流電圧であるので、電源電圧の絶対値が大きいと
きに、インバータＩＮＶ、の出力は大きく、電源電圧の
絶対値が小さいときには、インバータＩ　ＮＶ、の出力
も小さい、第１のインバータＩＮＶ、のチョークＬ、に
は２次巻線Ｌ　ｌ　２を設けて、全波整流器ＤＢ２を介
してコンデンサＣ０に接続しているので、チョークＬ１
に流れ込んだ誘導エネルギーの一部が２次巻線Ｌ１２を
通してコンデンサｃ０の充電に使われる。したがって、
インバータエＮＶ、がら負荷側へ供給される高周波電流
は第３図（ａ）に示すように、電源電圧の高い期間では
脈流の包路線より小さくなる。

一方、インバータＩ　ＮＶ２はコンデンサｃ０の電圧を
入力とする直列共振型インバータである。インバータＩ
ＮＶ、は放電灯Ｌａと共振コンデンサｃ２及びトランジ
スタＱ１をインバータＩＮＶ、と共用している０本実施
例では、チョークＬ、、Ｌ２までは共用化していない、
その理由はインバータＩＮＶ１とＩＮＶ２の入力電圧の
大きさに違いがあり、その違いがチョークＬ　＋　、　
Ｌ　ｔに現れるようにするためである。

このインバータＩ　ＮＶ、が放電灯Ｌａへ供給する高周
波電流は第３図（ｂ）に示すようになる。脈流電圧が高
い期間ｔ１〜ｔ２は、コンデンサｃ０がチョークＬ１の
２次巻線Ｌ１２からの出力で充電されるので、インバー
タＩＮＶ、の出力のピーク値は大きくなって行く、また
、脈流電圧が低い期間ｔ２〜１、ではコンデンサＣ０は
充電されず、インバータＩＮＶ、によって高周波電力に
変換されるだけなので、コンデンサＣ０の電圧は徐々に
下がり、インバータＩＮＶ２の出力のピーク値も徐々に
下がる。放電灯Ｌｍには、インバータＩＮＶ、とＩＮＶ
２の合成出力が重畳されて供給され、その波形は第３図
（ｃ）に示すようになり、脈流低電圧時においても出力
がゼロにならないので、放電灯Ｌａのちらつきが低減さ
れ、ランプ効率が上昇するものである。

［実施例２］第４図は本発明の第２実施例の回路図である。

本実施例にあっては、上述の実施例１において、回路電
流の廻り込み防止用のダイオードＤ　ｓ　、　Ｄ　Ｉを
トランジスタＱ１に付加したものである。以下、その動
作について説明する。

まず、駆動回路Ａ　＋　、　Ａ　２により、インバータ
エＮＶ、のトランジスタＱ２とインバータＩ　ＮＶ、の
トランジスタＱ４が同時にオンする。トランジスタＱ２
がオンすると、商用電源Ｖ９から全波整流器ＤＢ、を介
してコンデンサｃ１、チョークＬ１、放電灯Ｌａ及びコ
ンデンサｃ２に電流が流れる。また、トランジスタＱ、
がオンすると、コンデンサＣ０がらコンデンサＣ）、チ
ョークＬ７、放電灯Ｌａ及びコンデンサＣ２に電流が流
れる。

次に、トランジスタＱ　２　、　Ｑ　４は同時にオフし
、このときインバータＩ　ＮＶ、のチョークＬ、を流れ
る電流は、放電灯Ｌａ及びコンデンサｃ２、ダイオード
Ｄ１、コンデンサＣ７を通して流れるループ電流となり
、インバータＩ　ＮＶ２のチョークＬ２を流れる電流は
、放電灯Ｌａ及びコンデンサｃ２、ダイオードＤ１、コ
ンデンサＣ２を通して流れるループ電流となる。

そして、トランジスタＱ２．Ｑ、がオフした状態でトラ
ンジスタＱ　＋　ｈ’オンする。このとき、インバータ
ＩＮＶ、では、コンデンサＣ８の電荷が電源となり、コ
ンデンサｃ１、ダイオードＤ３、トランジスタＱ］、放
電灯Ｌａ及びコンデンサＣ７、チョークＬ、を介してＭ
ａが流れる。一方、インバータＩＮ２ではコンデンサＣ
７が電源となり、コンデンサＣ３、ダイオードＤ６、ト
ランジスタＱ１、放電灯Ｌａ及びコンデンサＣ２、チョ
ークＬ２を介して電流が流れる。ダイオードＤ、、Ｄ、
はインバータｒＮＶ、のコンデンサＣＩ及びチョークＬ
１と、インバータＩ　ＮＶ２のコンデンサＣ１及びチョ
ークし２との相互の廻り込み電流を防ぐために設けられ
ている。

次に、トランジスタＱ１がオフすると、インバータＩ　
ＮＶ、のチョークＬ１を流れる電流は、コンデンサＣ１
、コンデンサＣ４、ダイオードＤ２、放電灯Ｌａ及びコ
ンデンサＣ７を通して流れる帰還電流となり、インバー
タＩ　ＮＶ２のチョークＬ２を流れる電流は、コンデン
サＣ１、コンデンサｃ０、ダイオードＤ１、放電灯Ｌａ
及びコンデンサｃ２を通して流れる帰還電流となる。

以上のように、本実施例にあっては、インバータＩ　Ｎ
Ｖ、ｊ　ＮＶ、の回路電流の廻り込みが無く、安定な動
作を実現することができる。

［実施例３］第５図は本発明の第３実施例の回路図である。

本実施例にあっては、インバータＩ　Ｎ　Ｖ　＋　、　
Ｉ　Ｎ　Ｖ　２として、プッシュプル形のインバータを
用いている。全波整流ＨＤＢ、の正出力端子は、チョー
クＬ　１１１を介して発振トランスＴａの１次巻線Ｔ、
の中間タップに接続されている０発振トランスＴａの１
次巻線Ｔ、の両端は、夫々トランジスタＱ１゜、Ｑ２゜
のコレクタ・エミッタ間を介して全波整流器ＤＢの負出
力端子に接続されている０発振トランスＴａの１次巻ｉ
［Ｔ、には、共振用のコンデンサＣ１゜が並列接続され
ている。トランジスタＱ　＋　ｏとトランジスタＱ　２
０の夫々のベースは、駆動回路Ａに接続されている０発
振トランジスタの２次巻線Ｔ２にはコンデンサＣ２゜と
放電灯Ｌａが接続されており、その両端には高周波電圧
が得られる。また、発振トランスＴａの３次巻線Ｔ、に
は全波整流器Ｄ　Ｂ　２を介してコンデンサＣ０が接続
されている。コンデンサＣ０の正出力端子は、チョーク
ＬＯ２を介して発振トランスＴｂの１次巻線Ｔ、の中間
タップに接続されている１発振トランスＴｂの１次巻線
Ｔ。

の両端は、夫々トランジスタＱ２．．Ｑ、。のコレクタ
・エミッタ間を介してコンデンサＣ０の負出力端子に接
続されている０発振トランスＴｂの１次巻線丁４には、
共振用のコンデンサＣ３゜が並列接続されている。トラ
ンジスタＱ２゜とトランジスタＱ、。の夫々のベースは
、駆動回路Ａに接続されている。発振トランスＴｂの２
次巻線Ｔ、にはコンデンサＣ２゜と放電灯Ｌａが接続さ
れており、その両端には高周波電圧が得られる。このよ
うに、本実施例にあっては、インバータＩＮＶ、のトラ
ンジスタＱ２゜をインバータＩ　ＮＶ２と共用化してお
り、回路電流の廻り込みを防止するために、ダイオード
Ｄ７．Ｄ、を１−ランジスタＱ２゜に付加している。

以下１本実施例の動作について説明する。インバータｆ
ＮＶ、では、トランジスタＱ　ｌｏ　、　Ｑ　ｚ。が交
互にオンオフし、発振トランスＴａの１次巻線Ｔに流れ
る電流の向きを高速に切り替え、２次巻線Ｔ２に高周波
電力を発生させる０発振トランスＴａの３次巻線Ｔ、に
発生する高周波電力は全波整流ＨＤ　Ｂ　２にて整流さ
れ、コンデンサＣ０に充電される。インバータＩＮＶ、
では、トランジスタＱ　２０Ｑ、。を交互にオンオフし
、発振トランスＴｂの１次巻線Ｔ、に流れる電流の向き
を高速に切り習え、２次巻線Ｔｓに高周波電力を発生さ
せる。インバータＩ　ＮＶ、とＴＮＶ２は、トランジス
タＱ２゜を共用しているため、トランジスタＱ１゜とＱ
、。は同期してオンオフさせるものである。

［発明の効果］本発明は上述のように、商用の交流電圧を入力とし、高
周波電力を出力する高周波電源装置において、商用の交
流電圧を全波整流した脈流電圧を第１のインバータの入
力電圧としながら、入力力率を改善し、入力１を流歪率
を低減することができるという効果があり、しがも、平
滑用の大写Ｉのコンデンサが無いので、電源投入時の突
入電流が無く、また、昇圧形チョッパーを用いる必要が
ないので、第１のインバータの部品耐圧も小さく済むと
いう利点がある。また、脈流電圧が高電圧となる期間に
第１のインバータの出力にて充電されるコンデンサにて
第２のインバータを第１のインバータと同期して動ｆ’
Ｈさせ、両インバータの合成出力を負荷に供給するよう
にしたから、脈流電圧が低電圧である期間においても安
定な出力が得られるという効果がある。さらに、第１の
インバータにおける一方のスイッチング素子を、第２の
インバータのスイッチング素子として共用化し、両イン
バータのスイッチング素子を同期してオンオフさせる駆
動回路を設けたから、部品点数は少なくて済み、コスト
の低減が可能になるという効果がある。

なお、第１のインバータの入力電圧に応じて第２のイン
バータの動作期間を制御することで、出力をより安定化
することもできる。また、インバータを２つ用いている
ので、インバータが１つの渇きに比べて広範囲の出力制
御を行うことも可能になる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１実施例の回路図、第２図及び第３
図は同上の動作波形図、第４図は本発明の第２実施例の
回路図、第５図は本発明の第３実施例の回路図、第６図
は従来例のブロック回路図、第７図は同上の動作波形図
、第８図は他の従来例の回路図、第９図はさらに他の従
来例の回路図、第１０図は同上の動作波形図である。Ｖｓは商用電源、ＤＢ、、ＤＢ２は全波整流器、■ＮＶ
、は第１のインバータ、ＩＮＶ２は第２のインバータ、
Ｃ０はコンデンサ、Ｌａは放電灯、Ｑ１〜Ｑ、はトラン
ジスタ、Ａ　＋　、　Ａ　２は駆動回路である。

Claims

【特許請求の範囲】

（１）商用電源の交流電圧を全波整流する全波整流器と
、全波整流器により得られる脈流電圧を、スイッチング
素子を高速でオンオフすることにより高周波の交流電圧
に変換する第１のインバータと、第１のインバータのイ
ンダクタンス成分を少なくとも介して上記脈流電圧が高
電圧となる期間に充電されるコンデンサと、該コンデン
サの充電電圧を入力とし、第１のインバータの出力に同
期した出力を発生する第２のインバータと、第１及び第
２のインバータの合成出力を供給される負荷とからなり
、第１のインバータにおける一方のスイッチング素子を
、第２のインバータのスイッチング素子として共用化し
、両インバータのスイッチング素子を同期してオンオフ
させる駆動回路を設けて成ることを特徴とする高周波電
源装置。