JP3163657B2 - インバータ装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、交流電源を整流平滑し
た直流電圧を高周波に変換して負荷に供給するインバー
タ装置に関するものである。
た直流電圧を高周波に変換して負荷に供給するインバー
タ装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図１１は従来のインバータ装置（特願平
２−３２７３２２号）の回路図である。以下、その回路
構成について説明する。全波整流器ＤＢの交流入力端子
には、インダクタＬ３とコンデンサＣ５よりなるフィル
ター回路を介して交流電源Ｖｓが接続されている。全波
整流器ＤＢの直流出力端子には、インダクタＬ２，Ｌ１
とダイオードＤ１を介して平滑コンデンサＣ１が接続さ
れている。平滑コンデンサＣ１には、トランジスタＱ
１，Ｑ２の直列回路が接続されている。各トランジスタ
Ｑ１，Ｑ２には、それぞれダイオードＤ１，Ｄ２が逆並
列接続されている。トランジスタＱ２の両端には、イン
ダクタＬ１とコンデンサＣ３を介して放電灯Ｌａのフィ
ラメントの電源側端子が接続されている。放電灯Ｌａの
フィラメントの非電源側端子間には、コンデンサＣ２が
並列接続されている。全波整流器ＤＢの直流出力端子に
は、インダクタＬ２，インダクタＬ１及びトランジスタ
Ｑ２の直列回路が接続されている。
２−３２７３２２号）の回路図である。以下、その回路
構成について説明する。全波整流器ＤＢの交流入力端子
には、インダクタＬ３とコンデンサＣ５よりなるフィル
ター回路を介して交流電源Ｖｓが接続されている。全波
整流器ＤＢの直流出力端子には、インダクタＬ２，Ｌ１
とダイオードＤ１を介して平滑コンデンサＣ１が接続さ
れている。平滑コンデンサＣ１には、トランジスタＱ
１，Ｑ２の直列回路が接続されている。各トランジスタ
Ｑ１，Ｑ２には、それぞれダイオードＤ１，Ｄ２が逆並
列接続されている。トランジスタＱ２の両端には、イン
ダクタＬ１とコンデンサＣ３を介して放電灯Ｌａのフィ
ラメントの電源側端子が接続されている。放電灯Ｌａの
フィラメントの非電源側端子間には、コンデンサＣ２が
並列接続されている。全波整流器ＤＢの直流出力端子に
は、インダクタＬ２，インダクタＬ１及びトランジスタ
Ｑ２の直列回路が接続されている。
【０００３】以下、上記回路の動作について説明する。
まず、インバータの動作について説明する。インバータ
は、トランジスタＱ１，Ｑ２とダイオードＤ１，Ｄ２、
インダクタＬ１、コンデンサＣ２，Ｃ３及び放電灯Ｌａ
で構成されている。トランジスタＱ１，Ｑ２が高速度で
交互にオン・オフし、平滑コンデンサＣ１の直流電圧を
高周波に変換して、放電灯Ｌａを高周波点灯させる。コ
ンデンサＣ２は放電灯Ｌａのフィラメントの予熱電流通
電経路を構成しており、また、インダクタＬ１との共振
用コンデンサも兼ねている。コンデンサＣ３は直流成分
カット用の結合コンデンサである。
まず、インバータの動作について説明する。インバータ
は、トランジスタＱ１，Ｑ２とダイオードＤ１，Ｄ２、
インダクタＬ１、コンデンサＣ２，Ｃ３及び放電灯Ｌａ
で構成されている。トランジスタＱ１，Ｑ２が高速度で
交互にオン・オフし、平滑コンデンサＣ１の直流電圧を
高周波に変換して、放電灯Ｌａを高周波点灯させる。コ
ンデンサＣ２は放電灯Ｌａのフィラメントの予熱電流通
電経路を構成しており、また、インダクタＬ１との共振
用コンデンサも兼ねている。コンデンサＣ３は直流成分
カット用の結合コンデンサである。
【０００４】本回路の特徴は、インバータの振動要素で
あるインダクタＬ１とスイッチング用のトランジスタＱ
２の直列回路を、インダクタＬ２を介して全波整流器Ｄ
Ｂの直流出力端子に接続したことである。このため、ト
ランジスタＱ２がオンすると、整流器ＤＢ、インダクタ
Ｌ２，Ｌ１、トランジスタＱ２の経路で入力電流が流れ
る。この動作は交流電源Ｖｓの商用周期の全区間にわた
って繰り返されるので、入力電流が常に流れることにな
る。したがって、入力力率が高くなる。また、適当なフ
ィルター回路を入力側に付加し、高周波成分を除去した
入力電流波形は、高調波成分の少ない正弦波に近い波形
とすることができる。また、本回路において、インバー
タの振動要素であるインダクタＬ１は、入力力率改善回
路とインバータの両方から共用されている。したがっ
て、インダクタＬ１にはＤＣ−ＤＣ変換、ＤＣ−ＡＣ変
換という２つの変換過程を通らず、整流器ＤＢからの電
流の一部が直接的に流れるので、回路の総合効率が高く
なり、比較的小型で小容量のインバータ装置には適した
回路方式であった。
あるインダクタＬ１とスイッチング用のトランジスタＱ
２の直列回路を、インダクタＬ２を介して全波整流器Ｄ
Ｂの直流出力端子に接続したことである。このため、ト
ランジスタＱ２がオンすると、整流器ＤＢ、インダクタ
Ｌ２，Ｌ１、トランジスタＱ２の経路で入力電流が流れ
る。この動作は交流電源Ｖｓの商用周期の全区間にわた
って繰り返されるので、入力電流が常に流れることにな
る。したがって、入力力率が高くなる。また、適当なフ
ィルター回路を入力側に付加し、高周波成分を除去した
入力電流波形は、高調波成分の少ない正弦波に近い波形
とすることができる。また、本回路において、インバー
タの振動要素であるインダクタＬ１は、入力力率改善回
路とインバータの両方から共用されている。したがっ
て、インダクタＬ１にはＤＣ−ＤＣ変換、ＤＣ−ＡＣ変
換という２つの変換過程を通らず、整流器ＤＢからの電
流の一部が直接的に流れるので、回路の総合効率が高く
なり、比較的小型で小容量のインバータ装置には適した
回路方式であった。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】ところが、上述の従来
例においては、或る条件の下で、入力電流に不連続点が
生じることが分かった。図１２は交流電源Ｖｓと整流器
ＤＢの間に適当なフィルター回路を挿入した場合につい
て、各部の波形を示している。この波形図に示すよう
に、入力電流Ｉｉｎは、入力電圧Ｖｉｎが０Ｖのときに
０とならず、この点で不連続となる。このように、入力
電流Ｉｉｎが不連続になると、入力電流の高調波成分が
大きくなるという問題がある。
例においては、或る条件の下で、入力電流に不連続点が
生じることが分かった。図１２は交流電源Ｖｓと整流器
ＤＢの間に適当なフィルター回路を挿入した場合につい
て、各部の波形を示している。この波形図に示すよう
に、入力電流Ｉｉｎは、入力電圧Ｖｉｎが０Ｖのときに
０とならず、この点で不連続となる。このように、入力
電流Ｉｉｎが不連続になると、入力電流の高調波成分が
大きくなるという問題がある。
【０００６】本発明はこのような点に鑑みてなされたも
のであり、その目的とするところは、インバータの振動
要素及びスイッチング素子を介して交流電源から入力電
流を通電して入力力率を改善する回路を設けたインバー
タ装置において、制御される条件に関係なく、入力電流
の不連続を無くすと共に、入力電流の高調波成分を低減
させることにある。
のであり、その目的とするところは、インバータの振動
要素及びスイッチング素子を介して交流電源から入力電
流を通電して入力力率を改善する回路を設けたインバー
タ装置において、制御される条件に関係なく、入力電流
の不連続を無くすと共に、入力電流の高調波成分を低減
させることにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明にあっては、上記
の課題を解決するために、図１に示すように、交流電源
Ｖｓを全波整流する全波整流器ＤＢと、全波整流器ＤＢ
の直流出力端子にダイオードＤ３を介して接続される平
滑コンデンサＣ１と、平滑コンデンサＣ１の両端に直列
的に接続されて交互にオン・オフされる第１及び第２の
トランジスタＱ１，Ｑ２と、第１及び第２のトランジス
タＱ１，Ｑ２の逆並列ダイオードＤ１，Ｄ２と、全波整
流器ＤＢの直流出力端子とダイオードＤ３の接続点に一
端を接続されたインダクタＬ２と、第１及び第２のトラ
ンジスタＱ１，Ｑ２の接続点と前記インダクタＬ２の他
端との間に接続された第１のインバータ要素（インダク
タＬ１）と、全波整流器ＤＢの直流出力端子と平滑コン
デンサＣ１の接続点と前記インダクタＬ２の他端との間
に接続された第２のインバータ要素（負荷Ｆとコンデン
サＣ２，Ｃ３）とを備えるインバータ装置において、前
記インバータ要素に含まれるインダクタＬ１に前記全波
整流器ＤＢの整流出力電圧に重畳する方向に発生する電
圧を抑制する手段を設けたことを特徴とするものであ
る。
の課題を解決するために、図１に示すように、交流電源
Ｖｓを全波整流する全波整流器ＤＢと、全波整流器ＤＢ
の直流出力端子にダイオードＤ３を介して接続される平
滑コンデンサＣ１と、平滑コンデンサＣ１の両端に直列
的に接続されて交互にオン・オフされる第１及び第２の
トランジスタＱ１，Ｑ２と、第１及び第２のトランジス
タＱ１，Ｑ２の逆並列ダイオードＤ１，Ｄ２と、全波整
流器ＤＢの直流出力端子とダイオードＤ３の接続点に一
端を接続されたインダクタＬ２と、第１及び第２のトラ
ンジスタＱ１，Ｑ２の接続点と前記インダクタＬ２の他
端との間に接続された第１のインバータ要素（インダク
タＬ１）と、全波整流器ＤＢの直流出力端子と平滑コン
デンサＣ１の接続点と前記インダクタＬ２の他端との間
に接続された第２のインバータ要素（負荷Ｆとコンデン
サＣ２，Ｃ３）とを備えるインバータ装置において、前
記インバータ要素に含まれるインダクタＬ１に前記全波
整流器ＤＢの整流出力電圧に重畳する方向に発生する電
圧を抑制する手段を設けたことを特徴とするものであ
る。
【０００８】
【作用】以下、本発明の作用を図１に基づいて説明す
る。図１の回路は、図１１に示した従来例の回路と実質
的には同じであり、交流電源Ｖｓと全波整流器ＤＢの間
に、コンデンサＣ５，Ｃ６とトランスＬ３よりなるフィ
ルター回路を挿入した点と、負荷Ｆを放電灯Ｌａに限定
していない点が異なるのみである。図に示すように、平
滑コンデンサＣ１の電圧をＶ１、トランジスタＱ２のコ
レクタ・エミッタ間電圧をＶ２、インバータ要素に含ま
れるインダクタＬ１の電圧をＶ３とする。また、交流電
源Ｖｓからの入力電圧をＶｉｎ、入力電流をＩｉｎと
し、全波整流器ＤＢの出力電流をＩｄとする。
る。図１の回路は、図１１に示した従来例の回路と実質
的には同じであり、交流電源Ｖｓと全波整流器ＤＢの間
に、コンデンサＣ５，Ｃ６とトランスＬ３よりなるフィ
ルター回路を挿入した点と、負荷Ｆを放電灯Ｌａに限定
していない点が異なるのみである。図に示すように、平
滑コンデンサＣ１の電圧をＶ１、トランジスタＱ２のコ
レクタ・エミッタ間電圧をＶ２、インバータ要素に含ま
れるインダクタＬ１の電圧をＶ３とする。また、交流電
源Ｖｓからの入力電圧をＶｉｎ、入力電流をＩｉｎと
し、全波整流器ＤＢの出力電流をＩｄとする。
【０００９】本発明者の研究によれば、入力電流に不連
続を生じる原因はインバータ要素に含まれるインダクタ
Ｌ１に発生する電圧が電源電圧に重畳するためである。
トランジスタＱ２がオンのとき、整流器ＤＢから、イン
ダクタＬ２，Ｌ１、トランジスタＱ２を経て、整流器Ｄ
Ｂに戻る経路で電流が流れるが、トランジスタＱ２のオ
ン期間の終わりに、インダクタＬ１には図２に示すよう
な電圧Ｖ３が正の方向に発生する。この正の方向の電圧
Ｖ３が電源電圧に重畳されて、入力電流が多く流れる。
このため、入力電圧Ｖｉｎの極性反転時に入力電流Ｉｉ
ｎが不連続となるものである。したがって、インバータ
要素に含まれるインダクタＬ１の電圧Ｖ３を抑制する手
段を設ければ、入力電流の不連続の問題は解決できる。
続を生じる原因はインバータ要素に含まれるインダクタ
Ｌ１に発生する電圧が電源電圧に重畳するためである。
トランジスタＱ２がオンのとき、整流器ＤＢから、イン
ダクタＬ２，Ｌ１、トランジスタＱ２を経て、整流器Ｄ
Ｂに戻る経路で電流が流れるが、トランジスタＱ２のオ
ン期間の終わりに、インダクタＬ１には図２に示すよう
な電圧Ｖ３が正の方向に発生する。この正の方向の電圧
Ｖ３が電源電圧に重畳されて、入力電流が多く流れる。
このため、入力電圧Ｖｉｎの極性反転時に入力電流Ｉｉ
ｎが不連続となるものである。したがって、インバータ
要素に含まれるインダクタＬ１の電圧Ｖ３を抑制する手
段を設ければ、入力電流の不連続の問題は解決できる。
【００１０】以上は、交流電源Ｖｓからの入力電流につ
いての説明であり、インバータとしては、トランジスタ
Ｑ１がオンのとき、コンデンサＣ１から、トランジスタ
Ｑ１、インダクタＬ１、コンデンサＣ３、負荷Ｆとコン
デンサＣ２を経てコンデンサＣ１に戻る経路で電流が流
れ、また、トランジスタＱ２がオンのときには、コンデ
ンサＣ３から、インダクタＬ１、トランジスタＱ２、負
荷ＦとコンデンサＣ２を経てコンデンサＣ３に戻る経路
で電流が流れる。そして、トランジスタＱ１とＱ２が交
互にオン・オフすることにより、負荷Ｆに高周波電流が
供給されるものである。
いての説明であり、インバータとしては、トランジスタ
Ｑ１がオンのとき、コンデンサＣ１から、トランジスタ
Ｑ１、インダクタＬ１、コンデンサＣ３、負荷Ｆとコン
デンサＣ２を経てコンデンサＣ１に戻る経路で電流が流
れ、また、トランジスタＱ２がオンのときには、コンデ
ンサＣ３から、インダクタＬ１、トランジスタＱ２、負
荷ＦとコンデンサＣ２を経てコンデンサＣ３に戻る経路
で電流が流れる。そして、トランジスタＱ１とＱ２が交
互にオン・オフすることにより、負荷Ｆに高周波電流が
供給されるものである。
【００１１】
【実施例】図３は本発明の第１の実施例の回路図であ
る。本実施例では、インダクタＬ１の電圧Ｖ３を抑制す
る手段として、トランジスタＱ１，Ｑ２のスイッチング
周波数を変える周波数制御回路Ｋｆを設けたものであ
る。トランジスタＱ１，Ｑ２のスイッチング周波数を変
えることにより、共振系の共振状態を制御し、インダク
タＬ１の電圧Ｖ３を抑えることが可能である。実際に
は、共振系の固有共振周波数よりもスイッチング周波数
を遠ざければ、共振作用が弱まるので、インダクタＬ１
の電圧Ｖ３も抑えられる。例えば、スイッチング周波数
を共振系の固有共振周波数よりもかなり高く設定すれ
ば、インダクタＬ１の電圧Ｖ３は小さくできる。
る。本実施例では、インダクタＬ１の電圧Ｖ３を抑制す
る手段として、トランジスタＱ１，Ｑ２のスイッチング
周波数を変える周波数制御回路Ｋｆを設けたものであ
る。トランジスタＱ１，Ｑ２のスイッチング周波数を変
えることにより、共振系の共振状態を制御し、インダク
タＬ１の電圧Ｖ３を抑えることが可能である。実際に
は、共振系の固有共振周波数よりもスイッチング周波数
を遠ざければ、共振作用が弱まるので、インダクタＬ１
の電圧Ｖ３も抑えられる。例えば、スイッチング周波数
を共振系の固有共振周波数よりもかなり高く設定すれ
ば、インダクタＬ１の電圧Ｖ３は小さくできる。
【００１２】図４は本実施例の周波数制御後の動作を示
す波形図である。図２に示した周波数制御前の波形図で
は、インダクタＬ１の電圧Ｖ３がトランジスタＱ２のオ
ン期間の終わりにおいて正の向きに上昇しているが、図
４に示した周波数制御後の波形図では、インダクタＬ１
の電圧Ｖ３がトランジスタＱ２のオン期間の終わりにお
いても負の向きとなっている。したがって、インダクタ
Ｌ１の正の向きの電圧Ｖ３がトランジスタＱ２のオン時
に電源電圧に重畳されることはなく、入力電流の不連続
は無くなる。このときの各部の波形は、図５に示すよう
になり、入力電流Ｉｉｎは入力電圧Ｖｉｎと略相似形の
正弦波となり、入力電流の高調波成分を少なくすること
ができるものである。なお、本実施例において、ダイオ
ードＤ３は省略しても構わない。
す波形図である。図２に示した周波数制御前の波形図で
は、インダクタＬ１の電圧Ｖ３がトランジスタＱ２のオ
ン期間の終わりにおいて正の向きに上昇しているが、図
４に示した周波数制御後の波形図では、インダクタＬ１
の電圧Ｖ３がトランジスタＱ２のオン期間の終わりにお
いても負の向きとなっている。したがって、インダクタ
Ｌ１の正の向きの電圧Ｖ３がトランジスタＱ２のオン時
に電源電圧に重畳されることはなく、入力電流の不連続
は無くなる。このときの各部の波形は、図５に示すよう
になり、入力電流Ｉｉｎは入力電圧Ｖｉｎと略相似形の
正弦波となり、入力電流の高調波成分を少なくすること
ができるものである。なお、本実施例において、ダイオ
ードＤ３は省略しても構わない。
【００１３】図６は本発明の第２の実施例の回路図であ
る。本実施例では、インダクタＬ１の電圧を抑制する手
段として、インダクタＬ１に直列に、他のインダクタＬ
４とスイッチ手段ＳＷの並列回路を接続したものであ
る。スイッチ手段ＳＷがオンしているときには、インダ
クタＬ４に流れるべき電流は全てスイッチ手段ＳＷにバ
イパスされるので、インダクタＬ４は接続されていない
のと同じとなる。また、スイッチ手段ＳＷがオフしてい
るときは、インダクタＬ４がインダクタＬ１に直列的に
接続されていることになり、インバータ要素に含まれる
インダクタンス成分が増大することになる。インバータ
要素のインダクタンス値が変わると、インバータの発振
状態も変化する。これを利用して、インバータ要素のイ
ンダクタンス成分に発生する電圧を抑制し、入力電流の
不連続の原因を除去するものである。具体的には、トラ
ンジスタＱ２がオンしたときに、スイッチ手段ＳＷがオ
フして、インバータ要素のインダクタンス成分をインダ
クタＬ１とＬ３の直列構成とする。逆に、トランジスタ
Ｑ１がオンしたときには、スイッチ手段ＳＷをオンし
て、インバータ要素のインダクタンス成分をインダクタ
Ｌ１のみとする。このようにすれば、インバータ要素の
インダクタンス成分の電源電圧に重畳する方向の電圧は
小さくなり、したがって、入力電流の不連続は無くな
る。これにより、高入力力率で、入力電流の高調波成分
が少ないインバータ装置が実現できるものである。
る。本実施例では、インダクタＬ１の電圧を抑制する手
段として、インダクタＬ１に直列に、他のインダクタＬ
４とスイッチ手段ＳＷの並列回路を接続したものであ
る。スイッチ手段ＳＷがオンしているときには、インダ
クタＬ４に流れるべき電流は全てスイッチ手段ＳＷにバ
イパスされるので、インダクタＬ４は接続されていない
のと同じとなる。また、スイッチ手段ＳＷがオフしてい
るときは、インダクタＬ４がインダクタＬ１に直列的に
接続されていることになり、インバータ要素に含まれる
インダクタンス成分が増大することになる。インバータ
要素のインダクタンス値が変わると、インバータの発振
状態も変化する。これを利用して、インバータ要素のイ
ンダクタンス成分に発生する電圧を抑制し、入力電流の
不連続の原因を除去するものである。具体的には、トラ
ンジスタＱ２がオンしたときに、スイッチ手段ＳＷがオ
フして、インバータ要素のインダクタンス成分をインダ
クタＬ１とＬ３の直列構成とする。逆に、トランジスタ
Ｑ１がオンしたときには、スイッチ手段ＳＷをオンし
て、インバータ要素のインダクタンス成分をインダクタ
Ｌ１のみとする。このようにすれば、インバータ要素の
インダクタンス成分の電源電圧に重畳する方向の電圧は
小さくなり、したがって、入力電流の不連続は無くな
る。これにより、高入力力率で、入力電流の高調波成分
が少ないインバータ装置が実現できるものである。
【００１４】また、スイッチ手段ＳＷの他の制御方法と
して、例えば、入力電圧の低電圧期間にスイッチ手段Ｓ
Ｗをオフして、インバータ要素のインダクタンス成分を
大きくする方法も採用できる。このようにすれば、上記
と同様にインダクタンス成分に生じる電圧は小さくな
り、したがって、入力電流の不連続は無くなる。さら
に、インバータ要素のインダクタを可飽和リアクトルの
ような可変インダクタンス素子で構成することも可能で
ある。
して、例えば、入力電圧の低電圧期間にスイッチ手段Ｓ
Ｗをオフして、インバータ要素のインダクタンス成分を
大きくする方法も採用できる。このようにすれば、上記
と同様にインダクタンス成分に生じる電圧は小さくな
り、したがって、入力電流の不連続は無くなる。さら
に、インバータ要素のインダクタを可飽和リアクトルの
ような可変インダクタンス素子で構成することも可能で
ある。
【００１５】さらに、インダクタＬ１の電圧を抑制する
他の方法として、例えば、図１において、インダクタＬ
１のインダクタンス値を他のインダクタＬ２のインダク
タンス値よりも大きく設定しておく方法も採用できる。
この方法では、インダクタＬ１のインダクタンス値を元
々大きく設定しておき、インバータの発振状態が弱くな
るように設計しておくものである。このようにすれば、
インバータ要素のインダクタンス成分に生じる電圧は小
さくなり、入力電流が不連続となることは無くなる。
他の方法として、例えば、図１において、インダクタＬ
１のインダクタンス値を他のインダクタＬ２のインダク
タンス値よりも大きく設定しておく方法も採用できる。
この方法では、インダクタＬ１のインダクタンス値を元
々大きく設定しておき、インバータの発振状態が弱くな
るように設計しておくものである。このようにすれば、
インバータ要素のインダクタンス成分に生じる電圧は小
さくなり、入力電流が不連続となることは無くなる。
【００１６】図７は本発明の第３の実施例の回路図であ
る。本回路は、図３の回路と比較すると、インダクタＬ
１とコンデンサＣ２，Ｃ３及び負荷Ｆよりなるインバー
タ負荷を下側のトランジスタＱ２に代えて上側のトラン
ジスタＱ１の両端に接続した構成となっている。この回
路でも、インダクタＬ１の電圧を抑制する手段として、
トランジスタＱ１，Ｑ２のスイッチング周波数を変える
周波数制御回路Ｋｆを設けている。トランジスタＱ１，
Ｑ２のスイッチング周波数を変えることにより、共振系
の共振状態を制御し、インダクタＬ１の電圧を抑えるこ
とが可能である。これにより、入力電流の不連続が無く
なり、入力電流の高調波成分が少なくなる。
る。本回路は、図３の回路と比較すると、インダクタＬ
１とコンデンサＣ２，Ｃ３及び負荷Ｆよりなるインバー
タ負荷を下側のトランジスタＱ２に代えて上側のトラン
ジスタＱ１の両端に接続した構成となっている。この回
路でも、インダクタＬ１の電圧を抑制する手段として、
トランジスタＱ１，Ｑ２のスイッチング周波数を変える
周波数制御回路Ｋｆを設けている。トランジスタＱ１，
Ｑ２のスイッチング周波数を変えることにより、共振系
の共振状態を制御し、インダクタＬ１の電圧を抑えるこ
とが可能である。これにより、入力電流の不連続が無く
なり、入力電流の高調波成分が少なくなる。
【００１７】図８は本発明の第４の実施例の回路図であ
る。本回路は、図７の回路と比較すると、コンデンサＣ
２，Ｃ３と負荷Ｆよりなる回路と、インダクタＬ１の配
置を入れ換えた構成となっている。また、インダクタＬ
１の電圧Ｖ３を抑制する手段としては、周波数制御回路
Ｋｆを設ける代わりに、インダクタＬ１のインダクタン
ス値をインダクタＬ２のインダクタンス値よりも大きく
設定している。この回路構成では、トランジスタＱ２が
オンしたときに、全波整流器ＤＢから、インダクタＬ
２、コンデンサＣ３、負荷ＦとコンデンサＣ２、トラン
ジスタＱ２を経て、全波整流器ＤＢに戻る経路で入力電
流が流れる。入力電流の流れ始めは、トランジスタＱ１
のオン期間の終わり付近であり、インダクタＬ１には、
図中の矢印で示した向きに電圧Ｖ３が発生し、これが電
源電圧に重畳して流れ出す。トランジスタＱ１がオフし
た後、インバータの電流回生期間中に、全波整流器ＤＢ
から、インダクタＬ２，Ｌ１、コンデンサＣ１を経て、
全波整流器ＤＢに戻る経路で残留エネルギーによる回生
電流が流れる。次に、トランジスタＱ２がオンして、全
波整流器ＤＢから、インダクタＬ２、コンデンサＣ３、
負荷ＦとコンデンサＣ２、トランジスタＱ２を介して、
全波整流器ＤＢに戻る経路で入力電流が流れる。以上の
過程において、トランジスタＱ１のオン期間の終わり付
近で、インダクタＬ１の電圧Ｖ３が電源電圧に重畳して
流れる部分が入力電流の不連続の原因となる。そこで、
本実施例では、上述のように、インダクタＬ１のインダ
クタンス値をインダクタＬ２のインダクタンス値よりも
大きく設定し、インバータの発振状態を弱くすることに
より、インダクタＬ１に生じる電圧Ｖ３を抑制し、入力
電流の不連続を防止しているものである。
る。本回路は、図７の回路と比較すると、コンデンサＣ
２，Ｃ３と負荷Ｆよりなる回路と、インダクタＬ１の配
置を入れ換えた構成となっている。また、インダクタＬ
１の電圧Ｖ３を抑制する手段としては、周波数制御回路
Ｋｆを設ける代わりに、インダクタＬ１のインダクタン
ス値をインダクタＬ２のインダクタンス値よりも大きく
設定している。この回路構成では、トランジスタＱ２が
オンしたときに、全波整流器ＤＢから、インダクタＬ
２、コンデンサＣ３、負荷ＦとコンデンサＣ２、トラン
ジスタＱ２を経て、全波整流器ＤＢに戻る経路で入力電
流が流れる。入力電流の流れ始めは、トランジスタＱ１
のオン期間の終わり付近であり、インダクタＬ１には、
図中の矢印で示した向きに電圧Ｖ３が発生し、これが電
源電圧に重畳して流れ出す。トランジスタＱ１がオフし
た後、インバータの電流回生期間中に、全波整流器ＤＢ
から、インダクタＬ２，Ｌ１、コンデンサＣ１を経て、
全波整流器ＤＢに戻る経路で残留エネルギーによる回生
電流が流れる。次に、トランジスタＱ２がオンして、全
波整流器ＤＢから、インダクタＬ２、コンデンサＣ３、
負荷ＦとコンデンサＣ２、トランジスタＱ２を介して、
全波整流器ＤＢに戻る経路で入力電流が流れる。以上の
過程において、トランジスタＱ１のオン期間の終わり付
近で、インダクタＬ１の電圧Ｖ３が電源電圧に重畳して
流れる部分が入力電流の不連続の原因となる。そこで、
本実施例では、上述のように、インダクタＬ１のインダ
クタンス値をインダクタＬ２のインダクタンス値よりも
大きく設定し、インバータの発振状態を弱くすることに
より、インダクタＬ１に生じる電圧Ｖ３を抑制し、入力
電流の不連続を防止しているものである。
【００１８】図９は本発明の第５の実施例の回路図であ
る。本回路は、図３の回路と比較すると、コンデンサＣ
３とインダクタＬ１の配置を入れ換えた構成となってい
るが、その動作については、図３の回路と殆ど同様であ
る。なお、インダクタＬ１の電圧を抑制する手段として
は、トランジスタＱ１，Ｑ２のスイッチング周波数を変
える周波数制御回路Ｋｆを設けており、トランジスタＱ
１，Ｑ２のスイッチング周波数を共振周波数から遠ざけ
ることにより、インダクタＬ１の電圧を抑えて、これに
より、入力電流の不連続を無くし、入力電流の高調波成
分を低減している。
る。本回路は、図３の回路と比較すると、コンデンサＣ
３とインダクタＬ１の配置を入れ換えた構成となってい
るが、その動作については、図３の回路と殆ど同様であ
る。なお、インダクタＬ１の電圧を抑制する手段として
は、トランジスタＱ１，Ｑ２のスイッチング周波数を変
える周波数制御回路Ｋｆを設けており、トランジスタＱ
１，Ｑ２のスイッチング周波数を共振周波数から遠ざけ
ることにより、インダクタＬ１の電圧を抑えて、これに
より、入力電流の不連続を無くし、入力電流の高調波成
分を低減している。
【００１９】図１０は本発明の第６の実施例の回路図で
ある。本回路は、図６の回路と比較すると、インダクタ
Ｌ４とスイッチ手段ＳＷの並列回路をインダクタＬ１に
直列接続した回路と、負荷ＦとコンデンサＣ２の並列回
路の接続箇所を入れ換えた構成となっているが、その動
作については、図６の回路と殆ど同様である。
ある。本回路は、図６の回路と比較すると、インダクタ
Ｌ４とスイッチ手段ＳＷの並列回路をインダクタＬ１に
直列接続した回路と、負荷ＦとコンデンサＣ２の並列回
路の接続箇所を入れ換えた構成となっているが、その動
作については、図６の回路と殆ど同様である。
【００２０】なお、本発明では、負荷Ｆを特に限定して
いないが、例えば、放電灯を負荷とした場合には、高入
力力率で、入力電流の高調波成分の少ない高周波点灯装
置を実現できる。他に、白熱電球の制御や電動機の制
御、電源装置等、広範囲にわたる応用が可能である。
いないが、例えば、放電灯を負荷とした場合には、高入
力力率で、入力電流の高調波成分の少ない高周波点灯装
置を実現できる。他に、白熱電球の制御や電動機の制
御、電源装置等、広範囲にわたる応用が可能である。
【００２１】
【発明の効果】本発明では、交流電源を全波整流し、ダ
イオードを介して平滑コンデンサに得られた直流電圧
を、逆並列ダイオードを備える第１及び第２のスイッチ
ング素子の直列回路でスイッチングし、第１及び第２の
スイッチング素子の接続点から第１のインバータ要素を
介して、全波整流器の直流出力端子とダイオードの接続
点にインダクタを接続すると共に、平滑コンデンサと前
記ダイオード又は前記全波整流器の直流出力端子の接続
点に第２のインバータ要素を接続したインバータ装置に
おいて、前記インバータ要素に含まれるインダクタに前
記全波整流器の整流出力電圧に重畳する方向に発生する
電圧を抑制する手段を設けたものであるから、入力電流
の不連続を無くして、入力電流の高調波成分を少なくす
ることができるという効果がある。
イオードを介して平滑コンデンサに得られた直流電圧
を、逆並列ダイオードを備える第１及び第２のスイッチ
ング素子の直列回路でスイッチングし、第１及び第２の
スイッチング素子の接続点から第１のインバータ要素を
介して、全波整流器の直流出力端子とダイオードの接続
点にインダクタを接続すると共に、平滑コンデンサと前
記ダイオード又は前記全波整流器の直流出力端子の接続
点に第２のインバータ要素を接続したインバータ装置に
おいて、前記インバータ要素に含まれるインダクタに前
記全波整流器の整流出力電圧に重畳する方向に発生する
電圧を抑制する手段を設けたものであるから、入力電流
の不連続を無くして、入力電流の高調波成分を少なくす
ることができるという効果がある。
【図１】本発明の基本構成を示す回路図である。
【図２】本発明の動作を示す波形図である。
【図３】本発明の第１の実施例の回路図である。
【図４】本発明の第１の実施例の要部の動作を示す波形
図である。
図である。
【図５】本発明の第１の実施例の入力波形改善の様子を
示す波形図である。
示す波形図である。
【図６】本発明の第２の実施例の回路図である。
【図７】本発明の第３の実施例の回路図である。
【図８】本発明の第４の実施例の回路図である。
【図９】本発明の第５の実施例の回路図である。
【図１０】本発明の第６の実施例の回路図である。
【図１１】従来例の回路図である。
【図１２】従来例の動作を示す波形図である。
Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３ ダイオード Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３ コンデンサ Ｃ５，Ｃ６ コンデンサ Ｑ１，Ｑ２ トランジスタ Ｌ１，Ｌ２ インダクタ Ｌ３ トランス Ｖｓ 交流電源 ＤＢ 全波整流器 Ｆ 負荷
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 7/48 H02M 7/5387 H05B 41/24
Claims (11)
- 【請求項１】 交流電源を全波整流する全波整流器
と、全波整流器の直流出力端子にダイオードを介して接
続される平滑コンデンサと、平滑コンデンサの両端に直
列的に接続されて交互にオン・オフされる第１及び第２
のスイッチング素子と、第１及び第２のスイッチング素
子の逆並列ダイオードと、全波整流器の直流出力端子と
ダイオードの接続点に一端を接続されたインダクタと、
第１及び第２のスイッチング素子の接続点と前記インダ
クタの他端との間に接続された第１のインバータ要素
と、全波整流器の直流出力端子と平滑コンデンサの接続
点と前記インダクタの他端との間に接続された第２のイ
ンバータ要素とを備えるインバータ装置において、前記
インバータ要素に含まれるインダクタに前記全波整流器
の整流出力電圧に重畳する方向に発生する電圧を抑制す
る手段を設けたことを特徴とするインバータ装置。 - 【請求項２】 交流電源を全波整流する全波整流器
と、全波整流器の直流出力端子にダイオードを介して接
続される平滑コンデンサと、平滑コンデンサの両端に直
列的に接続されて交互にオン・オフされる第１及び第２
のスイッチング素子と、第１及び第２のスイッチング素
子の逆並列ダイオードと、全波整流器の直流出力端子と
ダイオードの接続点に一端を接続されたインダクタと、
第１及び第２のスイッチング素子の接続点と前記インダ
クタの他端との間に接続された第１のインバータ要素
と、前記ダイオードと平滑コンデンサの接続点と前記イ
ンダクタの他端との間に接続された第２のインバータ要
素とを備えるインバータ装置において、前記インバータ
要素に含まれるインダクタに前記全波整流器の整流出力
電圧に重畳する方向に発生する電圧を抑制する手段を設
けたことを特徴とするインバータ装置。 - 【請求項３】 第１のインバータ要素は共振用のイン
ダクタよりなり、第２のインバータ要素は負荷と共振用
のコンデンサの並列回路に直流成分カット用のコンデン
サを直列接続して構成されることを特徴とする請求項１
記載のインバータ装置。 - 【請求項４】 第１のインバータ要素は負荷と共振用
のコンデンサの並列回路に直流成分カット用のコンデン
サを直列接続して構成され、第２のインバータ要素は共
振用のインダクタよりなることを特徴とする請求項２記
載のインバータ装置。 - 【請求項５】 第１のインバータ要素は共振用のイン
ダクタよりなり、第２のインバータ要素は負荷と共振用
のコンデンサの並列回路に直流成分カット用のコンデン
サを直列接続して構成されることを特徴とする請求項２
記載のインバータ装置。 - 【請求項６】 第１のインバータ要素は直流成分カッ
ト用のコンデンサよりなり、第２のインバータ要素は負
荷と共振用のコンデンサの並列回路に共振用のインダク
タを直列接続して構成されることを特徴とする請求項１
記載のインバータ装置。 - 【請求項７】 第１のインバータ要素は負荷と共振用
のコンデンサの並列回路よりなり、第２のインバータ要
素は共振用のインダクタに直流成分カット用のコンデン
サを直列接続して構成されることを特徴とする請求項１
記載のインバータ装置。 - 【請求項８】 インバータ要素に含まれるインダクタ
の電圧を抑制する手段は、第１及び第２のスイッチング
素子の動作周波数を変化させる手段であることを特徴と
する請求項１乃至７のいずれかに記載のインバータ装
置。 - 【請求項９】 インバータ要素に含まれるインダクタ
の電圧を抑制する手段は、当該インダクタと直列に、他
のインダクタと双方向性スイッチ手段の並列回路を接続
して構成されることを特徴とする請求項１乃至７のいず
れかに記載のインバータ装置。 - 【請求項１０】 インバータ要素に含まれるインダクタ
のインダクタンス値は、前記全波整流器の直流出力端子
とダイオードの接続点に一端を接続されたインダクタの
インダクタンス値よりも小さく設定されていることを特
徴とする請求項１乃至７のいずれかに記載のインバータ
装置。 - 【請求項１１】 前記全波整流器と平滑コンデンサの間
のダイオードを省略したことを特徴とする請求項１乃至
１０のいずれかに記載のインバータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18625391A JP3163657B2 (ja) | 1991-07-25 | 1991-07-25 | インバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18625391A JP3163657B2 (ja) | 1991-07-25 | 1991-07-25 | インバータ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0538163A JPH0538163A (ja) | 1993-02-12 |
| JP3163657B2 true JP3163657B2 (ja) | 2001-05-08 |
Family
ID=16185038
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP18625391A Expired - Fee Related JP3163657B2 (ja) | 1991-07-25 | 1991-07-25 | インバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3163657B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP7310629B2 (ja) | 2020-01-31 | 2023-07-19 | 富士通株式会社 | リセット制御回路およびリセット制御回路によるリセット方法 |
-
1991
- 1991-07-25 JP JP18625391A patent/JP3163657B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP7310629B2 (ja) | 2020-01-31 | 2023-07-19 | 富士通株式会社 | リセット制御回路およびリセット制御回路によるリセット方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0538163A (ja) | 1993-02-12 |
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