JP3668515B2

JP3668515B2 - 交流電源装置

Info

Publication number: JP3668515B2
Application number: JP31397494A
Authority: JP
Inventors: 国華王
Original assignee: Nitta Corp
Current assignee: Nitta Corp
Priority date: 1994-11-12
Filing date: 1994-11-12
Publication date: 2005-07-06
Anticipated expiration: 2020-07-06
Also published as: JPH08140364A

Description

【０００１】
【産業上の利用分野】
本発明は、スイッチング方式の交流変圧電源装置に関し、特に旅行用変圧器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
例えば、国外へ旅行に行くとき、定格電圧が１００Ｖ系の電気機器を、２００Ｖ系の商用電源に接続して使用する場合は、降圧する交流電源装置が必要になり、しかも、この交流電源装置は電気機器と別体の携帯可能な小型、軽量の構造にする必要がある。
従来、このような交流電源装置には、第１４図のように整流回路を用いず、交流−交流変換方式の電源装置が知られている（特開平６−２１７５４８）。この種の電源装置は、ゲート制御回路からのパルス信号によりスイッチング回路される高周波スイッチング回路と、交流電源周波数に同期してオン・オフ制御される低周波スイッチング回路と、高周波スイッチング回路によって得られた出力波形を交流波形に整流するとともに、ノイズ成分を除去する波形整形・ノイズ除去回路とを備え、高周波スイッチング回路のオン時に流れる電流を低周波スイッチング回路及び波形整形・ノイズ除去回路を通して負荷に供給するとともに、高周波スイッチング回路のオフ時には波形整形・ノイズ除去回路のリアクタンス素子に蓄えられた電気エネルギを低周波スイッチング回路により負荷に放出して交流出力を得るように構成したので、負荷の定格に応じた一定電圧の交流出力を安定して得ることができるとともに、リアクタンス素子に蓄得られた電気エネルギを無駄なく負荷へ供給でき、リアクタンス素子の飽和を防止できる。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述のような従来の交流電源装置では、高周波スイッチング回路はオンかオフかにもかかわらず電気エネルギを一方的に負荷に供給するため、軽負荷の時に、または非対象負荷の時に、または多数の逆流発生するインダクタ負荷の時には、周波数は極端に下がるため雑音が発生するか、正弦波が崩れ、延いては働かなくなる問題があった。
【０００４】
なお、上述のような従来の交流電源装置では、高周波スイッチング回路はオンかオフかにもかかわらず、出力電流が低周波スイッチング回路を通して負荷に流れ、高周波高電圧が低周波スイッチング回路に加えるから、低周波スイッチング回路のオンとオフ両方の損失が大きいという問題があった。
本発明は、上述のような従来の問題を解決するものであり、その目的とするところは、力率を低下することなく、しかもいかなる負荷にも正弦波が崩れることなく、所定レベルの交流出力を得ることができるとともに、小形、軽量化を可能にした旅行用変圧器を提供することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するための本発明の請求項１の交流電源装置は、交流電源（ＡＣ）に接続される入力端子（３ａ，３ｂ）と、前記入力端子（３ａ，３ｂ）に接続されたダイレクト・スイッチング方式かつ降圧型チョッパ方式のＡＣ／ＤＣコンバータ（１）と、その後段に接続され、ブリッジ型の四つのスイッチング素子（Ｋ１，Ｋ２，Ｓ３，Ｓ４）を含むＤＣ／ＡＣコンバータ（２）と、上記のＤＣ／ＡＣコンバータ（２）の出力端に接続されたチョーク・コイル（Ｌ１）及び高周波平滑用コンデンサ（Ｃ１）と、前記チョーク・コイル（Ｌ１）及び高周波平滑用コンデンサ（Ｃ１）を介した出力端子（４ａ，４ｂ）とを備え、前記スイッチング素子のうち２つの直列になるスイッチング素子（Ｋ１，Ｋ２）は、ＡＣ／ＤＣコンバータ（１）部分のスイッチング素子を共用した、互いに逆相制御される高周波スイッチング素子であり、前記スイッチング素子の他の２つの直列になるスイッチング素子（Ｓ３，Ｓ４）は、前記交流電源の周波数に同期して前記交流電源の周波数と同じ周波数でオン・オフするスイッチング素子である。
【０００６】
また、請求項２の発明は、請求項１に記載の交流電源装置において、出力端子の一端を入力端子の一端と接続させたものである。
【０００７】
【作用】
ダイレクト・スイッチング方式のＡＣ／ＤＣコンバータ（１）というのは、普通のスイッチング方式のＡＣ／ＤＣコンバータ（１）は、降圧形であれ、昇圧形であれ、昇降形であれ、その出力は平滑された直流である。従って、入力方か出力方か両方か低周波平滑用コンデンサを必ず用いられている。ダイレクト・スイッチング方式では、低周波平滑用コンデンサを用いず、交流を整流後、脈流（高低のある波形）のままでスイッチングし、出力も高周波平滑した後、低周波平滑しない、脈流のまま（高低レベルが変わる）で出力するという方式である。これで得られた所定レベルの脈流は、後段に接続され、四つのスイッチング素子（Ｓ１−Ｓ４）からなり、前記交流電源周波数に同期してオン・オフするブリッジ方式のＤＣ／ＡＣコンバータ（２）を通して、交流に返れ、電圧（電流）幅が変わっても、周波数及び波形は入力電源と変わらない出力を得られる。
【０００８】
第１−５図に示したのは降圧形チョッパ方式の場合であり、第６，７図に示したのは昇圧形チョッパ方式の場合であり、第８，９図に示したのは昇降圧形チョッパ方式の場合であり、第１０，１１図に示したのは絶縁形スイッチング方式の場合である。
また、前記ダイレクト・スイッチング方式のＡＣ／ＤＣコンバータ（１）は、第１図のような降圧形チョッパ方式を採用することで、回路構成が簡単で高効率ができ、旅行用変圧器には絶縁必要がないだから、最も適な方式と思われる。
【０００９】
また、前記降圧形チョッパ回路のフライホイール・ダイオード（Ｄ１）を第２図のように双方向スイッチング素子（Ｋ２）で置き換えれ、それに主スイッチング素子（Ｋ１）と逆相制御されているから、主スイッチング素子（Ｋ１）がオフする時、この双方向スイッチング素子（Ｋ２）がオン。従って、チョーク・コイル（Ｌ１）に蓄得られた電気エネルギを負荷へ放出するだけではない、場合によって、負荷に余分な出力や逆流などを吸収することもできる。
【００１０】
また、チョーク・コイル（Ｌ１）及び高周波平滑用コンデンサ（Ｃ１）を上記のＤＣ／ＡＣコンバータ（２）の出力端に第３図のように等価的に移動したことで、チョーク・コイル（Ｌ１）は交流回路に置かれているから、飽和しにくくなる。
また、フライホイール・ダイオード（Ｄ１）を双方向スイッチング素子（Ｋ２）で置き換えてから、ＡＣ／ＤＣコンバータ（１）部分のスイッチング素子（Ｋ１，Ｋ２）とＤＣ／ＡＣコンバータ（２）部分のスイッチング素子（Ｓ１−Ｓ４）との作用は一部重なっているから、ＡＣ／ＤＣコンバータ（１）部分のスイッチング素子（Ｋ１，Ｋ２）の役目はＤＣ／ＡＣコンバータ（２）部分のスイッチング素子（Ｓ１−Ｓ４）で兼ねて働きできる。例えば、第４図のように四つのスイッチング素子（Ｓ１−Ｓ４）は、二つの直列になるスイッチング素子（Ｓ１，Ｓ２またはＳ３，Ｓ４）を高周波スイッチング素子（Ｋ１，Ｋ２）とすれば、原理的に働きが同じだけれど、部品点数が減らし、オン抵抗による熱損を減らすことができる。
【００１１】
また、出力端子の一端を第５図のように入力端子の一端と接続させたことで、ノイズを除去し易くなり、オン抵抗よる熱損が更に減らすことができる。
また、第１２図のように交流入力側の上位ライン（５ａ）と下位ライン（５ｂ）にそれぞれコンデンサ（Ｃ２，Ｃ３）を接続され、コンデンサの他端を整流回路（ＢＤ２）及び平滑回路（４）に接続され、これで得られた直流電源をスイッチング素子の駆動用電源とすれば、専用の補助電源の代わるものだけではない、入力側のノイズ除去フィルタとしても使える。
第４図は、交流電源ＡＣに接続される入力端子３ａ，３ｂと、前記入力端子３ａ，３ｂに接続された、ＡＣ／ＤＣコンバータとなるブリッジ整流回路ＢＤと、その後段に接続され、ブリッジ型の四つのスイッチング素子Ｋ１，Ｋ２，Ｓ３，Ｓ４を含むＤＣ／ＡＣコンバータと、上記のＤＣ／ＡＣコンバータの出力端に接続されたチョーク・コイルＬ１及び高周波平滑用コンデンサＣ１と、前記チョーク・コイルＬ１及び高周波平滑用コンデンサＣ１を介した出力端子４ａ，４ｂとを備える交流電源装置のブロック図である。
前記スイッチング素子のうち２つの直列になるスイッチング素子Ｋ１，Ｋ２は、ＡＣ／ＤＣコンバータ部分のスイッチング素子を共用した、互いに逆相制御される高周波スイッチング素子である。
前記スイッチング素子の他の２つの直列になるスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４は、前記交流電源の周波数に同期して前記交流電源の周波数と同じ周波数でオン・オフするスイッチング素子である。
以下、この交流電源装置の動作を説明する。入力端子３ａ，３ｂ間の電圧が、３ａ＞３ｂの期間を正の半サイクルという。３ａ＜３ｂの期間を負の半サイクルという。
スイッチング素子Ｓ３は、負の半サイクルでオンになる。スイッチング素子Ｓ４は、正の半サイクルでオンになる。
スイッチング素子Ｋ１，Ｋ２は、ブリッジ整流回路ＢＤで得られた脈流を高周波でチョッピングする。
負の半サイクルにおいて、スイッチング素子Ｓ３がオンになり、ブリッジ整流回路ＢＤから流れ込む電流は、スイッチング素子Ｓ３→Ｌ１→負荷に流れる。負荷に流れた電流は、スイッチング素子Ｋ２を通って電源に戻される。
正の半サイクルになれば、スイッチング素子Ｓ３はオフになり、スイッチング素子Ｓ４がオンになる。今度は、スイッチング素子Ｋ１を通って供給される電流が、負荷→Ｌ１→スイッチング素子Ｓ４を通して、ブリッジ整流回路ＢＤに逆流する。
なお、スイッチング素子Ｋ１，Ｋ２のオンオフにより発生する高周波は、高周波平滑用コンデンサＣ１で平滑される。
このようにして、前記交流電源の周波数及び波形と同じ周波数及び波形の交流出力を得ることができる。
【００１２】
【実施例】
以下、本発明の実施例を図面に基づいて説明する。
第１図から第１２図まではすべて本発明の実施例であるが、詳しくは第１２図を例として説明する。
図１２は、本発明の交流電源装置の一実施例である。図１２において、３ａ，３ｂは入力端子である。１１は入力フィルタ及び補助電源であり、Ｃ２，Ｃ３，ＢＤ２及びＣ４からなる。ノイズを吸収するとともにスイッチング素子の駆動回路ＩＣ１の直流電源を提供する。Ｓ３，Ｓ４は入力電源と同期オン・オフするスイッチング素子であり、Ｋ１，Ｋ２は互いに逆相制御された高周波スイッチング素子である。Ｌ１はチョーク・コイルであり、Ｃ１は高周波平滑用コンデンサである。
【００１３】
入力電圧は図１３（ａ）に示す波形であれば、しかも上位ラインの電圧は正（負）であれば、Ｓ４（Ｓ３）はオンになる。Ｋ１（Ｋ２）は主スイッチング素子として、整流で得られた脈流（図１３(ｂ)）をチョッピングする。図１３(ｃ)はチョッピングした電圧波形である。Ｋ１（Ｋ２）はオンの時、Ｋ２（Ｋ１）はオフ。電流がＬ１，Ｃ１を通して負荷を流れ、下位ラインを沿って入力電源へ；Ｋ１（Ｋ２）はオフすると、Ｋ２（Ｋ１）はオン、チョーク・コイルに蓄えられていたエネルギがＳ４（Ｓ３）、Ｋ２（Ｋ１）を通して還流されて、時間が長くなると、この還る流はゼロになった時点で、こん度、逆にＣ１及び負荷に蓄えられていたエネルギがＬ１，Ｋ２，ＢＤ１を通して釈放される。従って、オフ時間をそんなに長く（周波数低下）しなくても、どんな負荷に対しても所要の低電圧（図１３(ｄ)）まで出力ができる。
【００１４】
【発明の効果】
以上説明したように本発明によれば、従来の鉄心トランスの機能は降圧であれ、昇圧であれ、絶縁であれ、皆本発明で置き換えられる。従って、交流電源装置は小形軽量化が容易になり、携帯用の電源装置に好適となる。しかも、制御簡単、高周波部品点数が少ない、熱損が小さい。
【００１５】
本発明によれば、フライホイール・ダイオードを双方向スイッチング素子で置き換えたから、軽い負荷や非対称負荷や逆流を発生する負荷などにも対応できるようになった。
本発明によれば、チョーク・コイル（Ｌ１）は交流回路に置かれているから、飽和しにくくなる。
本発明によれば、ＡＣ／ＤＣコンバータ(１)部分のスイッチング素子（Ｋ１，Ｋ２）の役目はＤＣ／ＡＣコンバータ（２）部分のスイッチング素子（Ｓ１−Ｓ４）で兼ねて働くから、部品点数が減らし、オン抵抗による熱損が減らすことができる。
【００１６】
本発明によれば、出力端子の一端を入力端子の一端と接続させたことで、ノイズを除去し易くなり、オン抵抗による熱損が更に減らすことができる。
本発明によれば、入力側のノイズ除去用コンデンサを降圧または限流よう素子として、プラス整流回路及び平滑回路で得られた直流電源は専用の補助電源に代わるものになることは非常に効率が高い、小形軽量化、部品点数が少ないである。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の実施例に降圧形チョッパ方式の回路構成を示す回路図である。
【図２】図１に示すこの発明の実施例にフライホイール・ダイオード（Ｄ１）を双方向スイッチング素子（Ｋ２）で置き換えた回路図である。
【図３】図１に示すこの発明の実施例にチョーク・コイル（Ｌ１）及び高周波平滑用コンデンサ（Ｃ１）を上記のＤＣ／ＡＣコンバータ（２）の出力端に移動した回路図である。
【図４】図３に示すこの発明の実施例にフライホイール・ダイオード（Ｄ１）を双方向スイッチング素子（Ｋ２）で置き換えるとともに，ＡＣ／ＤＣコンバータ（１）部分のスイッチング素子（Ｋ１，Ｋ２）をＤＣ／ＡＣコンバータ（２）部分のスイッチング素子（Ｓ１−Ｓ４）と共用させた回路図である。
【図５】図４に示すこの発明の実施例に出力端子の一端を入力端子の一端と接続させた回路図である。
【図６】この発明の実施例に昇圧形チョッパ方式の回路構成を示す回路図である。
【図７】図６に示すこの発明の実施例にチョーグ・コイル（Ｌ１）を整流器（ＢＤ）の交流入力側に移動し、フライホイール・ダイオード（Ｄ１）を双方向スイッチング素子（Ｋ２）で置き換えて、それからＡＣ／ＤＣコンバータ（１）部分のスイッチング素子（Ｋ１，Ｋ２）をＤＣ／ＡＣコンバータ（２）部分のスイッチング素子（Ｓ１−Ｓ４）と共用させた回路図である。
【図８】この発明の実施例に昇降圧形チョッパ方式の回路構成を示す回路図である。
【図９】図８に示すこの発明の実施例にフライホイール・ダイオード（Ｄ１）を双方向スイッチング素子（Ｋ２）で置き換ぇて、それからＡＣ／ＤＣコンバータ（１）部分のスイッチング素子（Ｋ２）をＤＣ／ＡＣコンバータ（２）部分のスイッチング素子（Ｓ１，Ｓ３）と共用させた回路図である。
【図１０】この発明の実施例に一般絶縁形スイッチング電源方式の回路構成を示す回路図である。
【図１１】図１０に示すこの発明の実施例にチョーク・コイル（Ｌ１）及び高周波平滑用コンデンサ（Ｃ１）をＤＣ／ＡＣコンバータ（２）の出力端に移動し高周波整流ダイオード（Ｄ２）とフライホイール・ダイオード（Ｄ１）を双方向スイッチング素子（Ｋ２）で置き換えるとともにて、その作用をＤＣ／ＡＣコンバータ（２）部分のスイッチング素子（Ｓ１，Ｓ３）で兼用した回路図である。
【図１２】この発明の実施例にスイッチング素子の駆動用補助電源を入力側のノイズ除去用コンデンサプラス整流回路及び平滑回路で得られた回路図である。
【図１３】第１２図の各部の状態を示す波形図である。
【図１４】従来の交流電源装置の原理図である。
【符号の説明】
１ダイレクト・スイッチング方式のＡＣ／ＤＣコンバータ；２交流電源周波数に同期してオン・オフするブリッジ方式のＤＣ／ＡＣコンバータ；ＡＣ交流電源；３ａ，３ｂ入力端子；４ａ，４ｂ出力端子；ＲＺ負荷；Ｋ１高周波スイッチング素子；Ｋ２Ｋ１と逆相に制御された高周波スイッチング素子；Ｓ１入力電源と同期オン・オフするスイッチング素子；Ｓ２Ｓ１と逆相に制御されたスイッチング素子；Ｓ３Ｓ１と同期オン・オフするスイッチング素子；Ｓ４Ｓ３と逆相に制御されたスイッチング素子；ＢＤ，ＢＤ１ブリッジ方式の整流回路；ＢＤ２補助電源用ブリッジ方式の整流回路；Ｄ１フライホイール・ダイオード；Ｄ２高周波整流ダイオード；Ｌ１チョーク・コイル；Ｃ１高周波平滑用コンデンサ；Ｃ２，Ｃ３入力側のノイズ除去用と補助電源降圧用コンデンサ；Ｃ４補助電源平滑用コンデンサ；５ａ交流入力側の上位ライン；５ｂ交入力側の下位ライン；ＩＣ１スイッチング素子コントロール回路。

Claims

交流電源（ＡＣ）に接続される入力端子（３ａ，３ｂ）と、
前記入力端子（３ａ，３ｂ）に接続されたダイレクト・スイッチング方式かつ降圧型チョッパ方式のＡＣ／ＤＣコンバータ（１）と、
その後段に接続され、ブリッジ型の四つのスイッチング素子（Ｋ１，Ｋ２，Ｓ３，Ｓ４）を含むＤＣ／ＡＣコンバータ（２）と、
上記のＤＣ／ＡＣコンバータ（２）の出力端に接続されたチョーク・コイル（Ｌ１）及び高周波平滑用コンデンサ（Ｃ１）と、
前記チョーク・コイル（Ｌ１）及び高周波平滑用コンデンサ（Ｃ１）を介した出力端子（４ａ，４ｂ）とを備え、
前記スイッチング素子のうち２つの直列になるスイッチング素子（Ｋ１，Ｋ２）は、ＡＣ／ＤＣコンバータ（１）部分のスイッチング素子を共用した、互いに逆相制御される高周波スイッチング素子であり、
前記スイッチング素子の他の２つの直列になるスイッチング素子（Ｓ３，Ｓ４）は、前記交流電源の周波数に同期して前記交流電源の周波数と同じ周波数でオン・オフするスイッチング素子であり、
前記交流電源の周波数及び波形と同じ周波数及び波形の交流出力を得ることを特徴とする交流電源装置。
請求項１に記載の交流電源装置において、出力端子の一端を入力端子の一端と共通の線で接続したことを特徴とする交流電源装置。