JPH0213264A - 高周波電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、商用の交流電圧を入力とし、高周波電力を出
力する高周波電源装置に関するものである。

［従来の技術］ 従来、例えば放電灯の点灯電源として、商用の交流電圧
を入力とし、これを全波整流した直流電力を高周波電力
に変換する高周波電源装置が広く用いられている。この
種の高周波電源装置にあっては、負荷に供給される高周
波出力が商用の交流電圧の瞬時値に応じて変動しないよ
うにするために、次のような各種の方式が提案されてい
る。

Ｌ表外１ 第１０図は第１の従来例の回路図である。この従来例に
あっては、商用電源Ｖｓの交流電圧をダイオードブリッ
ジよりなる全波整流器ＤＢにて全波整流して得られた脈
流電圧を大容量のコンデンサＣ８により平滑し、インバ
ータＩＮＶの入力電圧としている。インバータＩＮＶは
直流電圧■ｃ０を高周波電圧に変換し、負荷Ｌａに供給
する。

第１１図は上記従来例の定常時における動作波形図であ
る。平滑用のコンデンサＣ８の電圧■。。

は、破線で示す脈流電圧のピーク直に充電される。

このコンデンサＣ８が充電されろ期間中に、商用電源Ｖ
Ｓから全波整流器ＤＢを介してコンデンサＣ０に充電電
流Ｉｉｎが流れる。インバータＩＮＶはコンデンサＣ０
の電圧Ｖｃ０を入力電圧として動作するので、負荷Ｌａ
に流れる高周波電流■Ｌａの包絡線は、電圧ＶＣＯの振
幅に応じて変化する。

このように、従来の高周波電源装置にあっては、商用の
交流電圧を全波整流した脈流電圧が谷の期間においても
安定な高周波出力が得られるようにするために、高周波
変換用のインバータＩＮＶの入力電圧としては、脈流電
圧を電解コンデンサＣ０で平滑した直流電圧Ｖｃｏを用
いている。

差庸１］工 第１２図は第２の従来例の回路図である。この回路にあ
っては、仝波整流器ＤＢと平滑コンデンサＣ６の間に、
昇圧形チョッパーを挿入したものである。昇圧形チョッ
パーは、全波整流器ＤＢの直流出力端に、スイッチング
用のトランジスタＱ０を介してチョークＬ０を接続し、
トランジスタＱ６の両端に逆流阻止用のダイオードＤ０
を介して平滑用のコンデンサＣ０を接続してなるもので
あり、駆動回路Ａによりスイッチング用のトランジスタ
Ｑ、を高周波でスイッチングすることにより、全波整流
器ＤＢの直流出力端に得られるピーク電圧よりも高い電
圧がコンデンサＣ０に得られる。また、全波整流器ＤＢ
の直流出力端に電圧が存在する期間中は、昇圧形チョッ
パーが動作可能であるので、商用電源Ｖｓから入力電流
Ｉｉｎが流れている期間は長くなり、入力力率は改善さ
れる。なお、入力電流Ｉｉｎは高周波で断続されるが、
商用電源Ｖ９と全波整流器ＤＢの交流入力端の間に、高
周波除去フィルタＦＴを介在させることにより、入力電
流Ｉｉｎを正弦波状とすることができ、電源ラインへの
高周波ノイズの混入は防止できるものである。

このように、上述の各従来例は、インバータ■ＮＶの入
力電圧を得るための回路部において、平坦な直流電圧を
作成し、その直流電圧をインバータＩＮＶの入力電圧と
することで、商用電源Ｖｓを全波整流した脈流電圧の谷
部でも安定な高周波出力電流を得られるようにしたもの
である。

足米舅」Ｌ 第１３図は第３の従来例の回路図である。この従来例で
は、インバータＩＮＶとして、プッシュプル形のインバ
ータを用いる。全波整流２ＳＤＢの正出力端子は、発振
トランスＴの１次巻線Ｎ　ｌ、　Ｎ　２の各一端に接続
されている０発振トランスＴの１次巻線Ｎ、、Ｎ、の各
他端は、夫々トランジスタＱ１゜。

Ｑ　２０のコレクタ・エミッタ間とチョークＬ。を介し
て全波整流器ＤＢの負出力端子に接続されている。発振
トランスＴの１次巻線Ｎ、、Ｎ２には、共）襲用のコン
デンサＣ５゜が並列接続されている。トランジスタＱ、
。とトランジスタＱ２゜の夫々のペースは、駆動回路Ａ
に接続されている。発振トランスＴの２次巻線にはコン
デンサＣ２０が接続されており、その両端には高周波電
圧が得られる。

仝波整流器ＤＢの正出力端子と負出力端子、どの間には
、逆方向のダイオードＤ０を介してコンデンサＣ０が接
続されている。ダイオードＤ。とコンデンサＣ０との接
続点は、チョークＬ　１０とダイオードＤ＋ｏ、Ｄｔｏ
を介して１発振トランスＴの１次巻線Ｎ１．Ｎ２の中間
タップに接続されている。

つまり、この従来例にあっては、プッシュプル形のイン
バータＩＮＶにおける発振トランスＴの各１次巻線Ｎ　
＋　、　Ｎ　２に中間タップを設け、各１次巻線Ｎ、、
Ｎ、に発生する電圧の一部を、入力側のコンデンサＣ０
に帰還するものである。この方式の特徴は、コンデンサ
Ｃ０に直列にダイオードＤ０を逆向きに接続しているた
め、コンデンサＣ０の充電電流は必ず発振トランスＴの
１次巻線Ｎ　＋　、　Ｎ　２を通る点にあり、このため
、入力電流波形Ｉｉｎはパルス状の波形ではなく、第１
・１図に示すように、比較的滑らかな波形となる。

〔発明が解決しようとする課題］ 上述の従来例１にあっては、脈流電圧がコンデンサＣ０
の電圧■ｃｏよりも高い期間にしか、入力電流Ｉｉｎが
流れないため、入力電流Ｉｉｎに長い休止期間が生じ、
入力電流Ｉｉｎの歪率が大きくなり。

入力力率が低くなるという問題がある。また、入力電流
Ｉｉｎのピーク値が大きく、パルス状の波形となり、高
調波成分が多（含まれろという問題がある。さらに、コ
ンデンサＣ６の容量が大きいため、電源投入時の突入電
流が非常に大きくなるという問題がある。

そこで、入力電流の歪率、高調波成分を低下させ、力率
を改善する従来例として、全波整流器ＤＢと平滑コンデ
ンサＣ６の間にチョッパー回路を入れた上述の従来例２
が提案されている。この従来例２にあっては、入力電流
の歪率が小さくなり、入力力率を高くできるが、チョッ
パー回路を付加したため、コストが高くなるという問題
がある。

また、入力部にチョッパー回路の周波数成分を除去する
ための高周波除去フィルタＦＴが必要である。さらに、
コンデンサＣ０の電圧が商用電源Ｖｓのピーク値よりも
高くなり、インバータＩＮＶに高耐圧の部品が必要にな
るという問題がある。

また、上述の従来例３にあっては、商用電源Ｖｓの電圧
がコンデンサＣ６の電圧■ｃ０よりも高い期間は、イン
バータＩＮＶへは商用電源Ｖｓから直接に電流が流れ、
１次巻線Ｎ　＋　、　Ｎ　２の一部を介してコンデンサ
Ｃ０を充電する。逆に、商用電源Ｖｓの電圧がコンデン
サＣ６１２）電圧■ｃ０よりも低い期間は、インバータ
ＩＮＶへはコンデンサＣ８より電流が流れ、商用電源Ｖ
ｓからは流れなくなる。

したがって、インバータＩＮＶの入力電圧は、コンデン
サＣ８の電圧■ｃ０で脈流電圧を谷埋めした波形となる
。この方式は、入力力率が高く、脈流電圧が低電圧の期
間にも安定な出力が得られるが、入力電流ｆｉｎの波形
に休止期間ができるため、入力電流の歪率が大きいとい
う欠点を有する。

本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、そ
の目的とするところは、商用の交流電圧を入力とし、高
入力力率で入力電流歪率が小さく、しかも脈流電圧が低
い期間でも安定な出力が得られる高周波電源装置を提供
することにある。

［課題を解決するための手段］ 本発明の原理図を第１図にブロック図で示す。

本発明にあっては、入力電流の休止期間を無くすために
、商用電源Ｖｓの整流出力を平滑するためのコンデンサ
を用いずに、商用電源Ｖｓを全波整流器ＤＢで全波整流
した脈流電圧を第１のインバータＩ　ＮＶ、の入力電圧
とし、さらに脈流電圧の低い期間にも安定な出力を得る
ために、第１のインバータＩ　ＮＶ、に入力される脈流
電圧が高い期間に、第１のインバータＩ　ＮＶ、のイン
ダクタンス成分に発生する電圧の一部を整流してコンデ
ンサＣ０に充電するようにしている。そして、上記コン
デンサＣ０の電圧を入力とし、第１のインバータＩ　Ｎ
Ｖ、の出力に同期した高周波電圧を出力する第２のイン
バータＩＮＶ２を設けて、第１及び第２のインバータｒ
ＮＶ、、Ｉ　ＮＶ２の出力を合成した出力を負荷Ｚに供
給するようにしている。

［作用］ 第１図に基づいて本発明の詳細な説明する。第１のイン
バータＩ　ＮＶ、の入力電圧は脈流電圧であるので、そ
の電圧の大きさによって第１のインバータＩ　ＮＶ、に
入力されるエネルギーの大きさが変化する。脈流電圧が
高い期間は、第１のインバータＩ　ＮＶ、に入力される
エネルギーは、負荷Ｚへ高周波電圧として供給されると
ともに、一部はコンデンサＣ８分充電するのに使われる
。脈流電圧が低い期間は、第１のインバータＩ　ＮＶ、
に入力されるエネルギーは全て高周波電圧として負荷２
へ供給される。このため、第１のインバータＩ　ＮＶ、
から負荷Ｚへ供給される高周波電圧は、脈流電圧の高い
ときは大きく、低いときには小さくなる。したがって、
このままでは脈流電圧が低いときの出力は小さくなるの
で、上記コンデンサＣ０の電圧を入力とする第２のイン
バータＩ　ＮＶ２で、第１のインバータ！ＮＶ、の出力
と同期させた高周波電圧を発生させ、第１及び第２のイ
ンバータＩ　ＮＶ、、Ｉ　ＮＶ２の出力を合成し、負荷
ｚへ供給する。

以上のように動作することによって、負荷Ｚへ供給され
る高周波電圧は、脈流電圧の低い期間でも小さくならず
、負荷効率は高くなる。また、商用電源Ｖｓからの入力
電流ｆｉｎは常に第１のインバータＩ　ＮＶ、へ流れ込
み、入力電流Ｉｉｎの休止期間は生じない。さらに、第
１のインバータＩＮＶ１の入力電流１ｉｎの大きさは、
はぼ電源電圧の大きさに比例するので、入力力率を１に
近くすることができ、入力電流歪率も小さくすることが
できる。

［実施例１］ 第２図は本発明の第１実施例の回路図である。

この実施例は本発明を一石式インバータに適用した回路
例であり、負荷としては放電灯Ｌａを用いている。第１
のインバータＩ　ＮＶ、の入力端子間には、ダイオード
Ｄ、を逆並列接続されたトランジスタＱ、を介して、チ
ョークＬ、とコンデンサＣの並列回路が接続されている
。チョークＬ１とコンデンサＣ３の並列回路には、チョ
ークＬ２を介して放電灯Ｌａの電源側端子が接続されて
いる。放電灯Ｌａの非電源側端子にはコンデンサＣ２が
並列接続されている。チョークＬ、には２次巻線Ｌ１２
が設けられている。この２次巻線Ｌ１２には半波整流用
のダイオードＤ、を介して平滑用のコンデンサＣ０が接
続されている。第１のインバータＩＮ■１が発振動作を
行うことにより、２次巻線Ｌ１２には高周波電圧が発生
し、コンデンサＣ０が充電される。コンデンサＣ０の両
端に生じる電圧は、第２のインバータＩ　ＮＶ２の駆動
用電源とされている。第２のインバータＩ　ＮＶ２の入
力端子には、ダイオードＤ２を逆並列接続されたトラン
ジスタＱ２を介してチョークＬ、とコンデンサＣ３の並
列回路が接続されている。チョークＬ、とコンデンサＣ
３の並列回路には、チョークＬ、を介して放電灯Ｌａの
電源側端子が接続されている。

第１のインバータＩ　ＮＶ、の駆動用電源は、商用電源
Ｖｓの交流電圧を全波整流した脈流電圧により得られる
。商用電源Ｖｓには高周波除去フィルタＦＴを介して全
波整流器ＤＢの交流入力端が接続されており、全波整流
器ＤＢの直流出力端にはコンデンサＣ１が並列接続され
ると共に、第１のインバータＩＮＶ、の入力端子が接続
されている。コンデンサＣ１は高周波の帰還電流をバイ
パスするための小容量のコンデンサであって平滑作用は
なく、インバータＩＮＶ、の入力電圧は実質的に脈流電
圧となっている。

以下、本実施例の動作について説明する。インバータＩ
　Ｎ　Ｖ　＋の入力電圧は、上述のように、商用電源Ｖ
ｓの交流電圧を高周波除去フィルタＦＴを介して、全波
整流器ＤＢで全波整流して得られた脈流電圧である。イ
ンバータＩ　ＮＶ、は駆動回路Ａ、によってトランジス
タＱ、を高速でオンオフすることにより、チョークＬ１
とコンデンサＣＩよりなる共振系、及びチョークＬ２と
コンデンサＣＩ、放電灯Ｌａよりなる共振系に共振を起
こさせて、放電灯Ｌａに高周波電流ＩＬａを流す。

第３図は商用電源Ｖｓの電圧と入力電流Ｉｉｎ及びイン
バータＩ　ＮＶ、のみにより放電灯Ｌ＆に流れろ電ｚ　
Ｔ　１．ａの波形を示している。インバータＩＮ入乙の
入力電圧は脈流電圧であるから、インバータＩＮＶ、の
みにより放電灯Ｌａに流れる電流１１ａは、破線で示す
脈流電圧が低電圧の期間には脈流電圧の包絡線に沿い、
高電圧の期間には脈流電圧の包絡線よりも小さくなる。

これは、チョークし。

のエネルギーの一部が２次巻線Ｌ１□を介してコンデン
サＣ８の充電のために消費されるからである。

チョークＬ１の２次巻線Ｌ１□には、第４図に示すよう
に、インバータＩ　ＮＶ、に入力される脈流電圧に比例
した電圧Ｖ　Ｌ　ｌ　２が発生する。この電圧Ｖ　Ｌ　
ｌ□がコンデンサＣ６の電圧Ｖ。。よりも高い期間だけ
、２次巻線Ｌ１□からコンデンサＣ０に充電電流Ｉ（Ｊ
が流れて、コンデンサＣ６を充電する。したがって、コ
ンデンサＣ０の充電電流Ｉｃ０は、第４図に示すように
、脈流電圧の高い期間だけ流れる。このように、本実施
例にあっては、インバータＩＮＶ、のチョークＬ、の２
次巻線ＬＩ２を介して、コンデンサＣ０を充電している
ので、電源投入時の突入電流を防止できるものである。

コンデンサＣ８は、インバータＩ　ＮＶ２の入力に接続
され、インバータＩ　ＮＶ、に同期した高周波電圧に変
換される。インバータＩ　ＮＶ、とＩＮＶ。

の同期をとるために、インバータＩＮＶ、の駆動回路Ａ
２はインバータＩ　ＮＶ、の駆動回路Ａ、から同期信号
を取っている。インバータＩ　Ｎ　Ｖ　＋とＩＮＶ２の
出力端は、負荷の両端で接続されているので、第５図に
示すように、インバータＩＮＶの出力とインバータＩ　
Ｎ　Ｖ　２の出力が重畳されて、負荷には合成出力が供
給されるものである。これにより、高周波出力がゼロと
なる期間がなくなり、脈流電圧が低い期間でも出力が安
定化される。特に、負荷が放電灯Ｌａである場合には、
ランプ効率が高くなり、ちらつきも無くなるものである
。

また、入力電流の休止期間が無くなることにより、入力
電流の歪率が小さくなり、入力力率が改善されるもので
ある。しかも、インバータＩ　ＮＶ、の入力電圧のピー
ク値は、電源電圧のピーク値以内であるから、昇圧形チ
ョッパーを用いる従来例に比べてインバータＩＮＶ、の
部品耐圧が小さくて済むものである。

［実施例２］ 第６図は本発明の第２実施例の回路図である。

本実施例にあっては、インバータＩＮＶ、及びＩＮＶ２
を直列共振形インバータで構成したものである。インバ
ータＩＮＶ、の入力端子には、トランジスタＱ　＋　＋
　、　Ｑ　＋　２の直列回路が接続されている。

各トランジスタＱ　＋　＋　＋　Ｑ　＋　ｔには、ダイ
オードＤ１．。

Ｄ、□がそれぞれ逆並列接続されている。トランジスタ
Ｑ、の両端には、カップリング用のコンデンサＣ２を介
して共振用のコンデンサＣ１とチョークＬ１が接続され
ている。共振用のコンデンサＣＩの両端には、放電灯Ｌ
ａの電源側端子が接続されている。放電灯Ｌａの非電源
側端子には予熱電流通電及び共振用のコンデンサＣ３が
並列接続されている。負荷回路の固有振動周波数は、放
電灯Ｌａと共振用のコンデンサＣ，，Ｃ，とチョークＬ
１よりなる直列共振回路により決定される。カップリン
グ用のコンデンサＣ２は大容量のコンデンサが使用され
、共振には寄与しない。

チョークし、には２次巻線Ｌ１□が設けられている。イ
ンバータＩＮＶ、が発振動作を行うと、チョークＬ１に
は高周波電流が流れるので、その２次巻線には高周波電
圧が得られる。この高周波電圧はダイオードブリッジＤ
、。にて全波整流され、コンデンサＣ０を充電する。コ
ンデンサＣ０に充電された電圧は、インバータＩＮＶ２
の駆動電源電圧となる。インバータＩ　ＮＶ２の構成は
インバータＩ　ＮＶ、と同様であり、トランジスタＱ　
＋　＋　、　Ｑ　ｌ　２に代えてトランジスタＱｚ、Ｑ
２２、ダイオードＤＩｌＤＩ２に代えてダイオードＤ　
２１　＋　Ｄ　２２、コンデンサＣ＋　、　Ｃ２に代え
てコンデンサＣ、、Ｃ、、チョークＬに代えてチョーク
Ｌ２を用いたものである。

インバータＩＮＶ、のトランジスタＱ　＋　＋　＋　Ｑ
　＋　ｔは駆動回路Ａ、により交互にオン、オフされ、
インバータＩＮＶ２のトランジスタＱ　２１１　Ｑ　２
□は駆動回路Ａ２により交互にオン、オフされる。駆動
回路Ａ２は駆動回路Ａ、と同期を収るために、駆動回路
Ａ１から同期信号を供給されている。

本実施例にあっては、実施ｆＩＡ１と比較すると、イン
バータＩ　ＮＶ、、Ｉ　ＮＶ２の構成を一方式インバー
タに代えて直列共振形インバータとし、コンデンサＣ８
を充電するためにチョークＬ１の２次巻線電圧を半波整
流に代えて全波整流している点が異なるだけで、それ以
外の点については、実施例１と基本的に違いがなく、動
作も同様であるので、詳しい説明は省略する。

以上の各実施例においては、脈流電圧が低電圧である期
間の出力は大きくなっているが、脈流電圧が高電圧であ
る期間の出力も大きくなっているので、出力波形の最大
値と最小値との差が大きい。

この差を小さくするためには、脈流電圧が低電圧である
期間にのみインバータＩ　ＮＶ２を動作させるように制
御すれば良い、以下、そのための回路構成について説明
する。

［実施例３］ 第７図は第３実施例の回路図である。本実施例にあって
は、上述の実施例２における全波整流器ＤＢの出力端に
、電圧検出回路Ｂを設けている。

この電圧検出回路Ｂで脈流電圧の高い期間を検出し、そ
の期間だけ、インバータＩ　ＮＶ２の発振を止めるよう
に駆動回路Ａ２により制御を行う。このときのインバー
タＩ　ＮＶ、及びＩＮＶ２の出力と、これらの合成出力
は第８図に示す通りである。実施例１の動作波形に比べ
て、脈流電圧が高電圧である期間のピーク値が下がり、
脈流電圧が低電圧である期間だけ出力が重畳されている
ので、より安定した出力となる。

この方式では、インバータＩＮＶ２の動作期間が短いた
め、コンデンサＣ８の容量を小さくできるという長所が
′ある。また、インバータＩＮＶ２の動作期間を変える
ことにより、インバータが１つの場合よりも広い範囲で
出力の大きさを制御できる。また、実施例１と同様に、
入力電流の休止期間が無く、入力電流の歪率が小さく、
入力力率も高く、電源投入時の突入電流も無い。さらに
、脈流電圧が低電圧である期間にも安定な出力が得られ
、負荷が放電灯Ｌａである場合にはランプ効率が大きく
なり、ちらつきを解消できる。しかもまた、インバータ
の部品耐圧が小さくて済む、等の数々の利点がある。

第９図は本実施例に用いる電圧検出回路Ｂの具体回路図
である。全波整流器ＤＢから出力される脈流電圧は、抵
抗Ｒ，，Ｒ２により分圧されて、コンパレータＣＰの非
反転入力端子に印加される。

インバータＩ　ＮＶ、のチョークＬ１の２次巻線Ｌ＋２
には、ダイオードＤ、及び抵抗Ｒ３を介してコンデンサ
Ｃ７が接続されている。コンデンサＣ２の両端には電圧
規制用のツェナダイオードＺＤが並列接続されている。

コンデンサＣ７の両端に得られる基準電圧は、コンパレ
ータＣＰの反転入力端子に印加される。コンパレータＣ
Ｐの出力は抵抗Ｒ１を介してフォトカブラの発光素子Ｐ
Ｃ，に供給されている。フォトカブラの受光素子ＰＣ２
の一端は接地レベルに接続され、他端は抵抗Ｒ９を介し
て電源電圧Ｖｃｃのレベルに接続されている。受光素子
ＰＣ２と抵抗Ｒ６との接続点の電圧は、ＡＮＤ回路Ｇ、
の一方の入力端子に印加されている。ＡＮＤ回路Ｇ１の
他方の入力端子には、駆動回路Ａ２の出力が供給されて
いる。ＡＮＤ回路Ｇ１の出力はインバータＩＮＶ２に供
給されている。インバータＩＮＶ、の駆動回路Ａ２は、
常に駆動信号を出力するように構成しておき、ＡＮＤ回
路Ｇ１により、この駆動信号の通過を禁止するものであ
る。

以下、その動作について説明する。脈流電圧の分圧値が
基準電圧よりも高くなると、コンパレータＣＰの出力は
“Ｈｉｇｈ“レベルとなり、抵抗Ｒ４を介してフォトカ
ブラの発光素子ＰＣＩに電流が流れ、発光素子ＰＣ４を
発光させる０発光素子Ｐ　Ｃ＋が光信号を発生すると、
受光素子ＰＣ２がオンされて、電源電圧Ｖｃｃから抵抗
Ｒ９を介して電流が流れるので、抵抗Ｒ６と受光素子Ｐ
Ｃ２の接続点の電圧はＬｏｗ”レベルとなる。この電圧
がＡＮＤ回路Ｇ１のゲート信号となり、駆動信号の通過
を阻止し、インバータＩＮＶ２の発振動作を停止させる
。

逆に、脈流電圧の分圧値が基準電圧よりも低くなると、
コンパレータＣＰの出力は“’Ｌｏｍ”レベルとなり、
フォトカブラ内の発光素子ＰＣＩに電流は流れない。し
たがって、受光素子Ｐ　Ｃ２はオフされて、抵抗Ｒ２と
受光素子ＰＣ２の接続点の電圧は’）ｆｉｇｈ”レベル
となり、ＡＮＤ回路Ｇ、の出力は駆動信号と同じになる
。これにより、インバータＩＮＶ２は発振動作を行う。

［発明の効果］ 本発明は上述のように、商用の交流電圧を入力とし、高
周波電力を出力する高周波電源装置において、商用の交
２Ｘ電圧を全波整流した脈流電圧を第１のインバータの
入力電圧としたから、入力力率を改善し、入力電流歪率
を低減することができるという効果があり、しかも、平
滑用の大容量のコンデンサが無いので、電源投入時の突
入電流が無く、また、昇圧形チョッパーを用いる必要が
ないので、第１のインバータの部品耐圧も小さく済むと
いう利点がある。また、脈流電圧が高電圧となる期間に
第１のインバータの出力にて充電されるコンデンサにて
第２のインバータを第１のインバータと同期して動作さ
せ、両インバータの合成出力を負荷に供給するようにし
たから、脈流電圧が低電圧である期間においても安定な
出力が得られるという効果がある。

なお、第１のインバータの入力電圧に応じて第２のイン
バータの動作期間を制御することで、出力をより安定化
することもできる。また、インバータを２つ用いている
ので、インバータが１つの場合に比べて広範囲の出力制
御を行うことも可能になる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の基本構成を示すブロック図、第２図は
本発明の第１実施例の回路図、第３図乃至第５図は同上
の動作波形図、第６図は本発明の第２実施例の回路図、
第７図は本発明の第３実施例の回路図、第８図は同上の
動作波形図、第９図同上の要部回路図、第１０図は従来
例のブロック回路図、第１１図は同上の動作波形図、第
１２図は他の従来例の回路図、第１３図はさらに他の従
来例の回路図、第１４図は同上の動作波形図である。 Ｖｓは商用電源、ＤＢは全波整流器、ＩＮＶ、は第１の
インバータ、ＩＮＶ２は第２のインバータ、Ｃ０はコン
デンサ、Ｚは負荷である。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）商用電源の交流電圧を全波整流する全波整流器と
   、全波整流器により得られる脈流電圧を、スイッチング
   素子を高速でオンオフすることにより高周波の交流電圧
   に変換する第１のインバータと、第１のインバータのイ
   ンダクタンス成分を少なくとも介して上記脈流電圧が高
   電圧となる期間に充電されるコンデンサと、該コンデン
   サの充電電圧を入力とし、第１のインバータの出力に同
   期した出力を発生する第２のインバータと、第１及び第
   ２のインバータの合成出力を供給される負荷とからなる
   高周波電源装置。