JP2619370B2 - 放電灯点灯装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 ［技術分野］ 本発明はインバータ回路を用いて蛍光灯等の放電灯を
点灯する放電灯点灯装置に関するものである。

［背景技術］ 第10図は交流電源１を全波整流器２で全波整流して得
た脈流電圧を直接高周波にインバータ回路３により変換
して負荷である放電灯11を点灯させる放電灯点灯装置を
示す。インバータ回路３はインダクタ４、発振トランス
５、スイッチングトランジスタ6,7、共振用コンデンサ
８、ベース抵抗9,10よりなる公知の定電流プッシュプル
インバータ回路から構成されている。

而して該装置では第11図（ａ）に示す交流電源１の電
圧V_ACを全波整流して得られた脈流電圧でインバータ回
路３を駆動し、放電灯11を点灯すると、第11図（ｂ）及
び（ｃ）で示すようなランプ電圧Vla及びランプ電流Ila
波形となる。即ち交流電源１の電圧V_ACがある電圧まで
上昇する時間θの間では放電灯11は消灯状態にあり、第
11図（ｃ）に示すようにランプ電流Ilaは流れず、ラン
プ電圧Vlaはインバータ回路３の出力電圧となる。時間
θを経過して上記電圧V_ACが一定電圧に達すると放電灯1
1は再点弧し、ランプ電流Ilaが流れると同時にランプ電
圧Vlaも低下する。

このような状態が交流電源１の半サイクル毎に繰り返
され、従ってインバータ回路３の入力部に平滑コンデン
サを設けた場合に比べ、放電灯11の光出力が十分得られ
ず、ランプ効率が低い。また交流電源１の電圧V_ACが低
い位相ではインバータ回路３の発振動作も不安定となる
為、回路損失も増加し、全体の効率低下を招く。

またこのように脈流電圧を用いる場合しばしば騒音の
生ずることがあるため、対策を要する場合もあり、また
交流電源１のサイクルで光出力が変化するためちらつき
が大きい。

このような脈流電圧を用いるインバータ回路３に対し
て交流電源を整流平滑して得た平滑された直流電圧を高
周波に変換するインバータ回路もあるが、脈流電圧を用
いる場合に比べて入力力率が低いが、交流電源を整流平
滑した直流電源でインバータ回路を駆動し、そのインバ
ータ回路の高周波出力を放電灯に供給して高周波点灯す
るため、放電灯は商用点灯した場合のように交流電源の
半サイクル毎に消灯、再点灯する、所謂再点弧の現象が
なく効率的に点灯することができる。

ところでこのように平滑された直流電圧を用いてイン
バータ回路を動作させる場合、平滑電圧のリップル成分
が小さくするために平滑コンデンサの容量を大容量にす
る必要があり、この平滑コンデンサによりコストが高く
なる。つまり平滑コンデンサを小容量にすることは平滑
電圧のリップル成分が大となり、結果として光出力が交
流電源のサイクルのリップルを持ち、ちらつきが出る。

ところでこのような完全平滑された直流電圧を用いる
場合の欠点の一つである入力力率の改善を図ったものと
して部分平滑方式がある。

第12図に示した回路がこの部分平滑方式の回路であ
り、この回路ではコンデンサ12,13、ダイオード14,15,1
6により部分平滑回路を構成し、コンデンサ12,13はダイ
オード14により直列充電され、また各コンデンサ12,13
の放電は夫々ダイオード15,16によりインバータ回路３
へ並列放電するようになっており、インバータ回路３の
入力電圧V_INは第13図（ａ）に示すように全波整流電圧
の脈流波と脈流波との間の谷の部分だけ平滑された波形
となる。

このような部分平滑する電源回路を用いれば交流電源
の電圧V_ACに対して第14図に示すような入力電流I_AC波形
となり、平滑コンデンサをインバータ回路の入力端間に
直接接続する上述の完全平滑された直流電圧を用いる場
合に比べて大幅に入力力率が改善されると同時に、放電
灯11へのインバータ回路３からの出力も連続したものと
なるため、交流電源１の半サイクル毎に放電灯11が消灯
するような現象も改善される。この場合のランプ電圧Vl
a及びランプ電流Ilaは第13図（ｂ）及び（ｃ）のように
比較的滑らかな包絡線を描くことになる。

第15図は部分平滑した電圧を用いた他の例を示してお
り、この回路はインバータ回路３の出力の一部でダイオ
ード17、インダクタ18を介してコンデンサ19を充電し、
全波整流の脈流波形間の谷の部分でダイオード20を介し
てコンデンサ19の充電電荷をインバータ回路３へ放電さ
せるものであり、第12図回路の場合よりも一層の高入力
力率化が期待できる。

このように第12図回路や、第15図回路に示すような部
分平滑回路を用いることにより、第10図回路のような脈
流電圧を用いる場合や、完全平滑した直流電圧を用いる
場合の問題点をある程度緩和することができる。ところ
がこのような部分平滑した直流電圧を用いる場合も第13
図に示すように放電灯11への出力には依然としてかなり
のリップル成分が含まれることは免れず、そのため光出
力が変動してちらつきが発生する。特にちらつきが問題
となるオフィスオートメーション用器具の照明には不適
切であった。

［発明の目的］ 本発明は上述の問題点に鑑みて為されたもので、その
目的とするところはインバータ回路を用いて放電灯を点
灯させる放電灯点灯装置において、インバータ回路の出
力電圧の変化が小さい放電灯点灯装置を提供するにあ
る。

［発明の開示］ 本発明は交流電源を整流して直流電圧を得る直流電圧
源と、該直流電圧源からの直流電圧を高周波電圧に変換
するインバータ回路とを備えるとともに、上記インバー
タ回路にはスイッチ素子と該スイッチ素子の導通期間を
制御して導通期間が長い時インバータ回路の出力電圧を
大とし、導通期間が短いときインバータ回路の出力電圧
を小とする駆動制御部とを少なくとも有し、上記インバ
ータ回路の出力を安定要素を介して放電灯に印加する放
電灯点灯装置において、上記直流電圧を検出する検出回
路を設け、この検出回路の出力でスイッチ素子の導通期
間が直流電圧に含まれるリップルに同期して検出電圧が
大の時スイッチ素子の導通期間を短く、検出電圧が小の
時スイッチ素子の導通期間を大とし、放電灯に印加する
インバータ回路の出力電圧を略一定化する上記駆動制御
部を設けたことにより、直流電源にリップルがあっても
光出力を一定にしてちらつきを無くしたことを特徴とす
るものである。

本発明を以下実施例により説明する。

実施例１ 第１図は本実施例の回路を示し、この実施例回路は交
流電源１を全波整流器２で全波整流し、全波整流器２の
出力端にコンデンサ12,13とダイオード14,15,16で構成
される第12図回路と同様な部分平滑回路からなる直流電
圧源を接続しており、この直流電圧源の直流電圧でイン
バータ回路３を駆動し、放電灯11に高周波電力を供給す
るようになっている。

インバータ回路３は発振トランス21、共振用コンデン
サ22、スイッチングトランジスタ23、ダンパーダイオー
ド24からなる主回路と、ダンパー電流検出コイル25、抵
抗26よりなる電流検出回路と、抵抗27による入力電圧検
出回路と、これら検出回路の検出信号によってスイッチ
ングトランジスタ23へのベース電流を制御する駆動制御
部28と、抵抗29及びコンデンサ30からなる駆動制御部28
用の電源回路とで構成される。

駆動制御部28は第２図に示す回路からなり、抵抗31,3
2、トランジスタ33は上記電流検出回路の電流検出信号
を増幅する増幅回路を構成するもので、この増幅回路で
増幅された電流検出信号はコンデンサ34を介してトラン
ジスタ35のベースに出力される。トランジスタ35のコレ
クタ端と抵抗42の接続点は汎用タイマIC（たとえばシグ
ネティクス社NE555）36のトリガ端子に接続される。
タイマIC36はコンデンサ37,38及び第１図図示の抵抗27
とともに単安定マルチバイブレータを構成し、抵抗27と
コンデンサ37の時定数で定まる時限動作を行い、その時
間幅を持った単安定マルチバイブレータ出力をタイマIC
36の出力端子に出力する。抵抗39,40、コンデンサ41
はスイッチングトランジスタ23のベース電流の波形整形
回路である。

次にインバータ回路３の動作を第３図の示す動作波形
に基づいて説明する。スイッチングトランジスタ23は駆
動制御部28より供給されるベース電流によって制御され
るが、このベース電流はダンパー電流検出用コイル25に
よって検出したダンパー電流のタイミングに同期して、
前記タイマIC36で構成される単安定マルチバイブレータ
にトリガ信号を与える。第３図（ａ）（ｂ）（ｃ）はこ
の模様を示したもので、同図（ｂ）に示すダンパー電流
i_Dと同期して同図（ａ）に示すベース電流i_Bを発生させ
る。

ベース電流i_Bを供給している間、スイッチングトラン
ジスタ23は導通し、発振トランス21を介して漸次直線的
に増加する同図（ｂ）のコレクタ電流icが流れる。ベー
ス電流i_Bが停止すると、コレクタ電流icも急激に減少す
ると同時に発振トランス21に蓄えられた電磁エネルギに
よりコンデンサ22とLC共振状態を生ずる。従ってスイッ
チングトランジスタ23のコレクタ電圧Vcは同図（ｃ）に
示すように正弦波状に変化し、やがて再びゼロボルトを
通過するが、この時点から上記発振トランス21の電磁エ
ネルギは直流電圧源側のコンデンサ12,13及びダンパー
ダイオード24を介して短絡される為、ダンパー電流i_Dが
流れる。再びこの電流i_Dをダンパー電流検出用コイル25
で検出して、検出信号のタイミングと同期したベース電
流i_Bを発生させれば、以後この動作が繰り返される。

スイッチングトランジスタ23の導通期間は抵抗27、コ
ンデンサ37からなる時定数によって定まり、コンデンサ
37の充電電圧が一定レベルまで達するまでの期間、“H"
レベルになる単安定マルチバイブレータ出力がタイマIC
36の出力端子に出力されこの間スイッチングトランジ
スタ23が導通する。この抵抗27、コンデンサ37からなる
時定数は第１図に示すように部分平滑回路からなる直流
電圧源に接続してあるため、第４図（ａ）に示す入力電
圧V_INの波形上のＡ点に示す山部電圧ではコンデンサ37
の充電電圧は早く立ち上がるため、早く一定電圧レベル
に達し、タイマIC36の出力信号の時間幅は短く、スイッ
チングトランジスタ23の導通期間は短くなる。

インバータ回路３はスイッチングトランジスタ23の導
通期間が短い場合、第３図（ａ）（ｂ）（ｃ）に示すよ
うにトランジスタ遮断時のコレクタ電流icが小さく、従
って発振トランス21に蓄えられた電磁エネルギは小さく
してLC共振電圧は低く、発振トランス21の２次巻線側に
発生する出力電圧を低く抑えられる。而して部分平滑電
圧の山部電圧ではこのようにスイッチングトランジスタ
23の導通期間を短くし、出力電圧を抑える。

部分平滑電圧の谷部（第４図（ａ）のＢ点）では時定
数のコンデンサ37の充電電圧の立ち上がりが緩い為、一
定電圧レベルに達するまでの期間は長く、タイマIC36の
出力信号も時間幅は長く、スイッチングトランジスタ23
の導通期間は長くなる。この場合第３図（ｄ）（ｅ）
（ｆ）に示すようにスイッチングトランジスタ23の遮断
時のコレクタ電流が大きくて、発振トランス21に蓄えら
れた電磁エネルギは大きく、LC共振電圧は高くなる。而
して部分平滑電圧の谷部電圧ではこのようにスイッチン
グトランジスタ23の導通期間を長くし、出力電圧を増加
させる。

即ち部分平滑回路による入力電圧V_INの高い所（Ａ点
付近）ではインバータ回路３の出力電圧が低下し、また
発振周波数が上昇し、部分平滑された入力電圧V_INの低
い所（Ｂ点付近）では出力が増加し、発振周波数が低下
するので、トランジスタ23のコレクタ電圧V_CEは第４図
（ｂ）に示すようにその包絡線が完全平滑電源の場合の
ように非常リップルの小さい状態となる。またインバー
タ回路３の出力波形も同様な状態となって、ランプ電圧
Vla、ランプ電流Ilaとも第４図（ｃ）のように完全平滑
電源を用いた場合と同様な包絡線となる。

従ってこのような構成によれば高入力力率を保ちなが
ら完全平滑回路からなる直流電圧源を接続したようなリ
ップルの少ないインバータ回路３の出力を得ることがで
きる。

尚本発明は実施例１のような部分平滑回路に限られる
ものでなく、例えばインバータ回路３の出力の一部を用
いる方式や、別途部分平滑用の電源を設けた方式などい
ずれの方法を用いてもよい。

又インバータ回路３も実施例１の回路に限定されるも
のではなく、例えばダンパー電流を検出する検出回路の
変わりにトランジスタ電圧、或いは発振トランス21巻の
電圧を検出する検出回路を用いてもよい。更には共振用
コンデンサ22は必ずしも必要でなく、またプッシュプル
式インバータや、直列インバータ等多石式インバータを
用いることもできる。

実施例２ 本実施例は第５図に示すようにプッシュプル式インバ
ータ回路３を用いたもので、このインバータ回路３は発
振トランス45と、ダンパーダイオード46a,46bと、スイ
ッチングトランジスタ47a,47bと、電圧検出用抵抗44か
らなる検出回路と、該検出回路の検出出力で実施例１と
同様にスイッチングトランジスタ47a,47bの制御を行う
駆動制御部28とから構成され、インバータ回路３に接続
する直流電圧源は全波整流器２及び全波整流出力の谷部
を埋めるための部分平滑電源部48と、該逆流防止用のダ
イオード43とから構成される。この実施例２の動作は基
本的には実施例１と同様であるから動作説明は省略す
る。

実施例３ 本実施例は第６図に示すように直列インバータ回路３
を用いたもので、この実施例ではインバータ回路３は直
列に接続したスイッチングトランジスタ47a,47bと、ダ
ンパーダイオード46a,47bと、、電圧検出用抵抗44から
なる検出回路と、該検出回路の検出出力で実施例１と同
様にトランジスタ47a,47bの制御を行う駆動制御部28
と、出力用のトランス49と、直流成分カット用コンデン
サ50とから構成され、インバータ回路３に接続する直流
電圧源は実施例２と同じ構成の回路を用いてある。

尚この実施例３の動作も実施例１と基本的に同じであ
るから動作説明は省略する。

実施例４ 上記各実施例１〜３は部分平滑回路からなる直流電圧
源を用いているが、本実施例は第７図に示すように全波
整流器２の整流出力を平滑コンデンサ51で完全平滑する
直流電圧源を用いたものである。そしてインバータ回路
３はスイッチングトランジスタ52を多励信号でドライブ
する他励式のインバータ回路からなり、出力用のトラン
ス53の１次巻線にスイッチング電流を流すようになって
いる。他励信号をトランジスタ52のベースに与える駆動
制御部28は実施例１で使用したタイマICを２個使用する
とともに、オペアンプ等を使用し、抵抗29、コンデンサ
30による電源回路により電源が供給されるもので、第14
図にその構成を示す。第８図において一方のタイマIC54
aは無安定マルチバイブレータとして動作し、第９図
（ｂ）に示す信号を出力する。発振周期は端子の電圧
を制御することにより変えられ、該電圧を高くした時周
期を短くするように変わる。他方のタイマIC54bは単安
定マルチバイブレータとして動作し、タイマIC54aの出
力端子からの出力を受けて、第９図（ｂ）に示す出力
信号を発生し、“L"レベルの期間、スイッチングトラン
ジスタ52を導通させる。そしてこのタイマIC54bの出力
信号の“H"レベルの期間は一定であり第９（ａ）に示す
スイッチングトランジスタ52のコレクタ・エミッタ間電
圧のV_CE＞０の期間より僅かに長く、第９図（ｄ）に示
すダンパーダイオード57に電流I_Dが流れている期間内で
“L"レベルになる長さに設定する。第８図において枠55
内に示すオペアンプ56からなる回路は減算回路として動
作し、非反転入力の定電圧（ロ点）か反転入力のリップ
ル電圧（イ点）の減算値をオペアンプ56の出力として得
る。ここでイ点のリップル電圧は第７図回路における直
流電圧源からの直流電圧を分圧したものであり、このよ
うに減算することにより、平滑電圧のリップルの山部で
はオペアンプ56の出力は低くなり、タイマIC54aの端子
の電圧が下がるため、発振周期が短くなってスイッチ
ングトランジスタ52の導通期間は短くなる。

逆に平滑電圧のリップルの谷部ではオペアンプ56の出
力は高くなり、タイマIC54bの発振周期が長くなって、
スイッチングトランジスタ52の導通期間は長くなる。尚
第９図（ｅ）はスイッチングトランジスタ52のコレクタ
電流Icを示す。従て、平滑電圧のリップルに対して、イ
ンバータ回路３の出力を一定にするように制御する。

［発明の効果］ 本発明は上述のように構成した放電灯点灯装置におい
て、上記直流電圧を検出する検出回路を設け、この検出
回路の出力でスイッチ素子の導通期間が直流電圧に含ま
れるリップルに同期して検出電圧が大の時スイッチ素子
の導通期間を短く、検出電圧が小の時スイッチ素子の導
通期間を大とし、放電灯に印加するインバータ回路の出
力電圧を略一定化する駆動制御部をインバータ回路に設
けたので、インバータ回路に入力する直流電圧にリップ
ルが含まれている場合でも、インバータ回路の出力電圧
の変化を小さくすることができ、結果放電灯の光出力の
変化が小さくちらつきの無い放電灯の点灯が行えるとい
う効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施例１の回路図、第２図は同上の駆
動制御部の回路図、第３図、第４図は同上の動作説明用
の波形図、第５図は本発明の実施例２の回路図、第６図
は本発明の実施例３の回路図、第７図は本発明の実施例
４の回路図、第８図は同上の駆動制御部の回路図、第９
図は同上の動作説明用の波形図、第10図は従来例の回路
図、第11図は同上の動作説明用の波形図、第12図は別の
従来例の回路図、第13図及び第14図は同上の動作説明用
の波形図、第15図は更に別の従来例の回路図であり、１
は交流電源、３はインバータ回路、23,47a,47b,52はス
イッチングトランジスタ、28は駆動制御部である。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 デール ペリー マッシャー アメリカ合衆国 カリフォルニア 94022 サンタ クララ カウンティ、 ロス アルトス、モートン アベニュー 1531 (72)発明者 ジェームス アトウッド バー アメリカ合衆国 カリフォルニア 94025 サン マテオ カウンティ、メ ンロ パーク、バルパライソ アベニュ ー 2155 (56)参考文献 特開 昭59−58791（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−200694（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−171088（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−207174（ＪＰ，Ａ) 特開 昭59−168000（ＪＰ，Ａ) 実開 昭61−193696（ＪＰ，Ｕ) 特公 昭61−20118（ＪＰ，Ｂ２)

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】交流電源を整流して直流電圧を得る直流電
   圧源と、該直流電圧源からの直流電圧を高周波電圧に変
   換するインバータ回路とを備えるとともに、上記インバ
   ータ回路にはスイッチ素子と該スイッチ素子の導通期間
   を制御して導通期間が長い時インバータ回路の出力電圧
   を大とし、導通期間が短いときインバータ回路の出力電
   圧を小とする駆動制御部とを少なくとも有し、上記イン
   バータ回路の出力を安定要素を介して放電灯に印加する
   放電灯点灯装置において、上記直流電圧を検出する検出
   回路を設け、この検出回路の出力でスイッチ素子の導通
   期間が直流電圧に含まれるリップルに同期して検出電圧
   が大の時スイッチ素子の導通期間を短く、検出電圧が小
   の時スイッチ素子の導通期間を大とし、放電灯に印加す
   るインバータ回路の出力電圧を略一定化する上記駆動制
   御部を設けたことを特徴とする放電灯点灯装置。