JP2000188872A

JP2000188872A - インバータ装置

Info

Publication number: JP2000188872A
Application number: JP10365281A
Authority: JP
Inventors: Minoru Maehara; 稔前原
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1998-12-22
Filing date: 1998-12-22
Publication date: 2000-07-04

Abstract

(57)【要約】【課題】制御が簡単で且つ出力調整時にも負荷に高い電
圧を供給可能なインバータ装置を提供する。【解決手段】直流電源の出力電圧Ｖｄｃをスイッチング
して高周波電圧Ｖｉｎｖに変換してインバータ負荷回路
１に供給するインバータ回路と、周波数を略一定にし
て、インバータ回路のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオ
ン時間を制御して出力調整する制御回路とを有するイン
バータ装置であって、インバータ負荷回路１は負荷ｌｏ
ａｄとコンデンサＣ２の並列回路に第１のインダクタＬ
１を直列に接続して構成されており、このインバータ負
荷回路１に並列に第２のインダクタＬ２を接続した。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、交流電源を整流平
滑した直流電圧を高周波電圧に変換して負荷に供給する
インバータ装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】図１３は従来のハーフブリッジインバー
タの回路図である。図中、Ｃ１はインバータへ直流電圧
Ｖｄｃを供給する比較的大容量の電解コンデンサであ
り、交流電源を整流する整流器の出力端に接続されるな
どして直流電圧Ｖｄｃを生成される。コンデンサＣ１の
両端には、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路が並
列接続されており、さらに、コンデンサＣ１より小容量
のコンデンサＣ３１，Ｃ３２の直列回路が並列接続され
ている。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点と、コン
デンサＣ３１，Ｃ３２の接続点の間には、インバータ負
荷回路が接続されている。インバータ負荷回路は、イン
ダクタＬ１とコンデンサＣ２の直列共振回路を備え、負
荷ｌｏａｄがコンデンサＣ２に並列に接続されている。
負荷ｌｏａｄは特に限定していないが、放電灯などが用
いられる。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は交互にオン・
オフ駆動され、インバータ負荷回路に高周波電圧Ｖｉｎ
ｖを印加する。高周波電圧Ｖｉｎｖはその振幅がコンデ
ンサＣ１の電圧Ｖｄｃのほぼ半分になっている。インバ
ータの出力調整方法としては、図１４に示すように周波
数を変化させる方法や、図１５に示すようにスイッチン
グ素子Ｑ１，Ｑ２のデューティをアンバランスにする方
法等が用いられる。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】従来例において、周波
数を変化させる出力調整方法（図１４）では、出力減少
時には共振状態が弱まり、負荷に十分な高い電圧が得ら
れない。負荷が放電灯で周波数調光を行う場合、出力を
絞った状態では十分な高い電圧が放電灯に得られない
と、放電が不安定になり、立ち消えするなどの不都合が
発生することがある。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のデ
ューティをアンバランスにする出力調整方法（図１５）
では、一方のオン時間を短くし、他方のオン時間を長く
する必要があるが、このような制御信号を生成する回路
は構成が複雑である。本発明は上述のような従来例の欠
点を解決しようとするものであり、その目的とするとこ
ろは、制御が簡単で且つ出力調整時にも負荷に高い電圧
を供給可能なインバータ装置を提供することにある。

【０００４】

【課題を解決するための手段】本発明のインバータ装置
によれば、上記の課題を解決するために、図１に示すよ
うに、直流電源の出力電圧Ｖｄｃをスイッチングして高
周波電圧Ｖｉｎｖに変換してインバータ負荷回路１に供
給するインバータ回路と、周波数を略一定にして、イン
バータ回路のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン時間を
制御して出力調整する制御回路とを有するインバータ装
置であって、インバータ負荷回路１は負荷ｌｏａｄとコ
ンデンサＣ２の並列回路に第１のインダクタＬ１を直列
に接続して構成されており、このインバータ負荷回路１
に並列に第２のインダクタＬ２を接続したことを特徴と
するものである。

【０００５】

【発明の実施の形態】（実施例１）図１は本発明の実施
例１の回路図である。図中、Ｃ１はインバータへ直流電
圧Ｖｄｃを供給する比較的大容量の電解コンデンサであ
り、交流電源を整流する整流器の出力端に接続されるな
どして直流電圧Ｖｄｃを生成される。コンデンサＣ１の
両端には、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路が並
列接続されており、さらに、コンデンサＣ１より小容量
のコンデンサＣ３１，Ｃ３２の直列回路が並列接続され
ている。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は逆方向ダイオー
ドを内蔵している。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続
点と、コンデンサＣ３１，Ｃ３２の接続点の間には、イ
ンバータ負荷回路１が接続されている。インバータ負荷
回路１は、インダクタＬ１とコンデンサＣ２の直列共振
回路を備え、負荷ｌｏａｄがコンデンサＣ２に並列に接
続されている。負荷ｌｏａｄは特に限定していないが、
放電灯などが用いられる。さらに、本回路では、インバ
ータ負荷回路１に並列にインダクタＬ２を接続してい
る。

【０００６】スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の制御回路と
して、基本の発振信号を生成する発振器２と、スイッチ
ング素子Ｑ１を駆動するためのレベルシフタ３、出力調
整信号４に応じてスイッチング素子Ｑ２の駆動信号のオ
ン時間を変化させるためのパルス幅変調回路５が設けら
れている。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の駆動信号は、
図２に示すように周波数は一定で、スイッチング素子Ｑ
２のオン時間のみを変化させる。発振器２は一定周波数
の相反するオン・オフ信号を発生するのみで、スイッチ
ング素子Ｑ１，Ｑ２のオン時間やタイミングについては
従来例のように出力調整レベル毎に変化させる必要は無
いので、構成が簡単になる。スイッチング素子Ｑ２の駆
動信号は、パルス幅変調回路５で入力信号の一部をカッ
トしたような信号を発生する。

【０００７】図２はフル出力時から出力減少時までのス
イッチング素子Ｑ２のオン幅の変化を示している。図中
の出力減少時のように、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が
共にオフとなるデッドオフタイムを持つ駆動信号による
と、通常、負荷電流波形は正弦波状にならず、歪むとい
う問題がある。本回路では、インバータ負荷回路１に並
列に接続したインダクタＬ２がその問題を解決する。ス
イッチング素子Ｑ２がオフされた直後は、インバータ負
荷回路１は回生モードとなり、スイッチング素子Ｑ１の
内蔵ダイオードを介して、インバータ負荷回路１→スイ
ッチング素子Ｑ１→コンデンサＣ１→コンデンサＣ３２
→インバータ負荷回路１のループでコンデンサＣ１へ電
流を回生している。

【０００８】従来例の場合、この回生電流は次第に減少
し、ゼロになると電流は反転する。このときスイッチン
グ素子Ｑ１がオフのままだと、インバータ負荷回路１→
コンデンサＣ３１→コンデンサＣ１→スイッチング素子
Ｑ２の内蔵ダイオード→インバータ負荷回路１のループ
で電流が流れる。このタイミングでスイッチング素子Ｑ
１がオンすると、コンデンサＣ１からスイッチング素子
Ｑ１，Ｑ２に貫通電流が流れ、スイッチング素子Ｑ１，
Ｑ２に過大なストレスがかかり、場合によっては破壊に
つながる。しかも、この電流はインバータ負荷回路１の
自由振動で減衰しており、負荷電流が歪む原因となる。

【０００９】一方、本実施例の回路では、スイッチング
素子Ｑ２がオフされた直後のインバータ負荷回路１の回
生モードにおいて、インバータ負荷回路１→スイッチン
グ素子Ｑ１の内蔵ダイオード→コンデンサＣ１→コンデ
ンサＣ３２→インバータ負荷回路１のループの電流がゼ
ロになると、インダクタＬ２が電源となって、インダク
タＬ２→インダクタＬ１→コンデンサＣ２と負荷ｌｏａ
ｄ→インダクタＬ２の向きで電流が流れる。これはスイ
ッチング素子Ｑ１がオンしたときと同じ向きの電流であ
り、実質的にスイッチング素子Ｑ１がオンしているのと
同じ動作をすることになる。従って、従来例のような電
流の減衰が無いので、負荷電流の歪みも少ない。

【００１０】本実施例と従来例の動作の違いを図３によ
り説明する。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の駆動信号は
周波数を一定とし、スイッチング素子Ｑ２の駆動信号の
オン時間のみを短くして出力を減少させたとき、図１に
示した本案回路では、インバータ負荷回路１への印加電
圧Ｖｉｎｖはスイッチング周期で交番する矩形波電圧と
なるが、図１３に示した従来例ではスイッチング周期で
交番せず、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が同時にオフし
ている期間に僅かに電圧が反転していることが分かる。
この期間が上述の自由振動が反転している期間である。

【００１１】本発明によれば、スイッチング素子Ｑ１，
Ｑ２の駆動周波数は固定して、スイッチング素子Ｑ２の
オン時間のみを制御して出力調整することができるの
で、駆動信号を発生する制御回路の構成が簡単となる。
さらに、周波数を固定して出力を調整できるので、周波
数をインバータ負荷回路１の共振周波数付近に設定する
ことで高い電圧を負荷に供給することが可能となる。な
お、パルス幅を制御するスイッチング素子は下側のスイ
ッチング素子Ｑ２としたが、上側のスイッチング素子Ｑ
１でも良いことは言うまでも無い。

【００１２】（実施例２）図４は本発明の実施例２の回
路図である。図中、Ｃ１は直流電源となるコンデンサで
あり、直流電圧Ｖｄｃを供給している。このコンデンサ
Ｃ１と並列に、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をインバー
タ負荷回路を介して接続する。インバータ負荷回路はイ
ンダクタＬ１とコンデンサＣ２の直列共振回路を有し、
コンデンサＣ２と並列に負荷ｌｏａｄを接続している。
負荷ｌｏａｄは特に限定していないが、例えば図５に示
すように、放電灯ｌａなどが用いられる。また、ダイオ
ードＤ１，Ｄ２をインバータ負荷回路とスイッチング素
子Ｑ１，Ｑ２との接続点と、コンデンサＣ１の両端間に
接続し、インバータ負荷回路の回生電流をコンデンサＣ
１へ帰還する電流経路を形成する。さらに、インバータ
負荷回路と並列にインダクタＬ２を接続している。スイ
ッチング素子Ｑ１，Ｑ２は同期してオン・オフ駆動され
る。

【００１３】スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がオンしてい
るとき、インバータ負荷回路にはコンデンサＣ１の電圧
Ｖｄｃが図示された矢印の向きに印加され、同時にイン
ダクタＬ２にも同じ電圧が印加される。このときの電流
経路を図６（ａ）に示す。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２
がオフすると、インバータ負荷回路とインダクタＬ２は
回生モードに入り、ダイオードＤ１，Ｄ２をオンさせ
て、残留エネルギーをコンデンサＣ１へ回生する。この
とき、インバータ負荷回路１とインダクタＬ２には図示
された矢印と逆向きに電圧Ｖｄｃが印加される。このと
きの電流経路を図６（ｂ）に示す。インバータ負荷回路
の電流は徐々に減少し、インダクタＬ２が無いときには
ゼロになって電流は流れなくなる。本回路では、インダ
クタＬ２が存在するため、インバータ負荷回路の電流が
ゼロになると、インダクタＬ２を電源として、インダク
タＬ２→インダクタＬ１→コンデンサＣ２と負荷ｌｏａ
ｄ→インダクタＬ２の経路で逆向きにも電流が流れる。
このときの電流経路を図６（ｃ）に示す。

【００１４】本回路は２スイッチフォワードコンバータ
の構成を有しながら、負荷回路に交流電流を流すことが
できるので、２スイッチフォワード型インバータであ
る。この回路に実施例１と同様に、基本の発振信号を生
成する発振器２と、スイッチング素子Ｑ１を駆動するた
めのレベルシフタ３、出力調整信号４に応じてスイッチ
ング素子Ｑ２の駆動信号のオン時間を変化させるための
パルス幅変調回路５を設けている。本実施例の発振器２
は一つのオン・オフ信号を発生するのみで良く、スイッ
チング素子Ｑ１，Ｑ２の駆動信号の周波数を一定とし、
スイッチング素子Ｑ２のオン時間を短くすることで出力
調整を行う。このように、インバータ負荷回路の動作周
波数は固定とし、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン時
間を調整するだけで良いので、制御は容易である。ま
た、動作周波数を無負荷共振点に近い周波数に選ぶこと
により、負荷への印加電圧を高く維持することができ、
図５のように負荷が放電灯ｌａである場合には、調光下
限での立ち消え防止に効果がある。

【００１５】本発明によれば、インバータ負荷回路にコ
ンデンサＣ１の電圧Ｖｄｃを振幅とする交流電圧が印加
され、フルブリッジインバータと同様、インバータ負荷
回路１に流れる回路電流は少なくなる。また、スイッチ
ング素子は２個とハーフブリッジインバータと同じで少
ない。追加部品としては、ダイオードＤ１，Ｄ２とイン
ダクタＬ２であるが、ダイオードＤ１，Ｄ２は駆動回路
は不要であり、制御回路は簡単である。また、インダク
タＬ２も受動部品であり、制御回路は増加しない。従っ
て、インバータ負荷回路に高い電圧が印加され、回路電
流が少なく、高効率のインバータを実現できる。

【００１６】さらに本回路では、スイッチング素子Ｑ
１，Ｑ２は同期してオン・オフ駆動されるので、スイッ
チング素子Ｑ１，Ｑ２の駆動が従来のハーフブリッジ回
路やフルブリッジ回路に比べて容易である。すなわち、
従来のハーフブリッジ回路では、直列のスイッチング素
子は交互にオン・オフ制御されると述べたが、厳密に
は、スイッチング素子が同時にオンする期間が無いよう
に、両方のスイッチング素子が同時にオフする僅かなデ
ッドオフタイムを設ける必要がある。図７（ａ）はハー
フブリッジ回路のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の駆動信
号、図７（ｂ）はフルブリッジ回路のスイッチング素子
Ｑ１〜Ｑ４の駆動信号であり、図中のｔ１，ｔ２の期間
がデッドオフタイムとなる。このデッドオフタイムはイ
ンバータ負荷回路の定数と駆動周波数に従い、適切に設
定する必要があり、制御回路を複雑にしていた。これに
対して、本回路では、図７（ｃ）に示すように、スイッ
チング素子Ｑ１，Ｑ２は同期してオン・オフ制御される
ので、デッドオフタイムを設ける必要が無く、制御回路
は簡単となる。

【００１７】（実施例３）図８は本発明の実施例３の回
路図である。この回路では整流器ＤＢとインダクタＬ２
とスイッチング素子Ｑ２とで昇圧チョッパ回路を構成し
ており、スイッチング素子Ｑ２はインバータとチョッパ
の両方の働きをする。本実施例においても、実施例１と
同様に、周波数を固定してスイッチング素子Ｑ２のオン
時間のみを制御して調光するものであり、高い電圧が得
られ、放電灯ｌａの調光時に立ち消えが起きにくい。

【００１８】図９は本実施例における制御信号の一例を
示す。調光信号に応じてスイッチング素子Ｑ２のオン時
間だけを短くしているが、これはチョッパ回路としてみ
ると、調光したときに、周波数一定のままでスイッチン
グ素子のオン時間だけが短くなり、入力電力が減少して
いくことになる。このため、周波数を高くしていく調光
制御に比べて入力電力の減り方が大きいので、調光時に
コンデンサの電圧Ｖｄｃが上昇しにくい。したがって、
素子の耐圧面で有利である。

【００１９】（実施例４）図１０は本発明の実施例４の
回路図である。この回路では、交流電源Ｖｓとインダク
タＬ２の直列回路をダイオードＤ１〜Ｄ４からなる全波
整流器の交流入力端子に接続し、全波整流器の直流出力
端子間に電解コンデンサＣ１を接続している。インダク
タＬ２と並列に、インダクタＬ１とコンデンサＣ２の直
列共振回路が接続され、負荷ｌｏａｄがコンデンサＣ２
に並列に接続されている。全波整流器の一方のアームを
形成する一対のダイオードの各々に並列にスイッチング
素子Ｑ１，Ｑ２を接続している。また、交流電源Ｖｓと
インダクタＬ２の接続点とコンデンサＣ１の一端の間に
コンデンサＣ３を接続している。

【００２０】本回路はスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が電
源極性に従って、チョッパ素子として作用するスイッチ
が変わる。図中の矢印で示されたＶｉｎの向きを正とす
ると、電源極性が正のときスイッチング素子Ｑ２がチョ
ッパ素子として作用し、負のときにはスイッチング素子
Ｑ１がチョッパ素子として作用する。この回路で調光制
御を行うには、先の実施例３に従うと、図１１に示すよ
うに、入力電圧Ｖｉｎが正のときスイッチング素子Ｑ２
のオン時間を変化させ、スイッチング素子Ｑ１のオン時
間はそのままとする。また、入力電圧Ｖｉｎが負のとき
にはスイッチング素子Ｑ１のオン時間を変化させ、スイ
ッチング素子Ｑ２のオン時間はそのままとする。このよ
うに制御することにより、先述の実施例と同じようにイ
ンバータ負荷に高い電圧が得られ、放電灯の調光時に立
ち消えが起きにくい特徴を有する。

【００２１】（実施例５）図１２は本発明の実施例５の
回路図である。本実施例では、低電圧側のスイッチング
素子Ｑ２と、これに直列接続されたダイオードＤ２を、
入力力率改善用のチョッパ回路の構成部品として兼用し
たものである。実施例２の図５の回路と比較すると、交
流電源Ｖｓを全波整流器ＤＢで整流した電圧をインダク
タＬ３を介して、スイッチング素子Ｑ２の両端に接続し
た点が異なる。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の駆動は実
施例２と同様に、同期してオン・オフ駆動する。スイッ
チング素子Ｑ２はオン時に全波整流器ＤＢで整流された
電源電圧をインダクタＬ３を介して短絡し、インダクタ
Ｌ３に電流を流す。スイッチング素子Ｑ２のオフ時には
全波整流器ＤＢで整流された電源電圧にインダクタＬ３
の誘導起電圧を重畳してダイオードＤ２を介して電解コ
ンデンサＣ１を充電する。すなわち、スイッチング素子
Ｑ２とダイオードＤ２は、昇圧チョッパ回路のスイッチ
ング素子として兼用される。

【００２２】本実施例では、電源入力部にチョッパ回路
を有することにより、高入力力率のインバータ回路とな
る利点がある。また、出力を調整するには、これまでの
実施例と同様に、周波数は一定のままで、調光信号に応
じてスイッチング素子Ｑ２のオン時間だけを短くする。
これは、チョッパ回路としてみると、入力電力が減少し
ていくことになり、周波数を高くしていくことによる出
力制御に比べて、入力電力の減り方が大きいため、調光
時にコンデンサＣ１の電圧Ｖｄｃが上昇しにくい。した
がって、素子の耐圧面で有利である。

【００２３】

【発明の効果】本発明によれば、ＬＣ直列共振回路のコ
ンデンサに負荷が並列に接続されたインバータ負荷回路
を有し、周波数を略一定にして、2個のスイッチング素
子のうち一方のオン時間を制御して出力調整する制御回
路を有し、インバータ負荷回路に並列にインダクタを接
続したことにより、簡単な制御で出力調整することがで
き、更に出力調整時にインバータの負荷に十分高い電圧
を供給することが可能になる。特に、負荷が放電灯の場
合には、調光制御時に放電が不安定になったり、立ち消
えすることを防止できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施例１の回路図である。

【図２】本発明の実施例１の出力調整時の駆動信号の変
化を示す波形図である。

【図３】本発明の実施例１と従来例の動作の違いを説明
するための波形図である。

【図４】本発明の実施例２の回路図である。

【図５】本発明の実施例２の負荷が放電灯である場合の
回路図である。

【図６】本発明の実施例２の電流経路を説明するための
説明図である。

【図７】本発明の実施例２のデッドオフタイムを説明す
るための波形図である。

【図８】本発明の実施例３の回路図である。

【図９】本発明の実施例３の出力調整動作を示す波形図
である。

【図１０】本発明の実施例４の回路図である。

【図１１】本発明の実施例４の出力調整動作を示す波形
図である。

【図１２】本発明の実施例５の回路図である。

【図１３】従来のハーフブリッジインバータの回路図で
ある。

【図１４】従来の周波数制御による出力調整動作を示す
波形図である。

【図１５】従来のデューティ制御による出力調整動作を
示す波形図である。

【符号の説明】

Ｑ１，Ｑ２スイッチング素子Ｌ１，Ｌ２インダクタＣ１，Ｃ２コンデンサｌｏａｄ負荷Ｃ３１コンデンサＣ３２コンデンサ１インバータ負荷回路

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続きＦターム(参考） 3K072 AA01 AA02 BA03 BA05 BB01 BB10 BC01 DB03 DD04 GA02 GB12 GB13 GB16 GC04 HA06 HA10 HB03 3K098 DD22 DD37 EE14 EE32 GG02 5H007 AA03 BB03 CA02 CB04 CB12 CB22 CC03 CC07 DA06 DB03 EA02

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】直流電源の出力電圧をスイッチングし
て高周波電圧に変換してインバータ負荷回路に供給する
インバータ回路と、周波数を略一定にして、インバータ
回路のスイッチング素子のオン時間を制御して出力調整
する制御回路とを有するインバータ装置であって、イン
バータ負荷回路は負荷とコンデンサの並列回路に第１の
インダクタを直列に接続して構成されており、このイン
バータ負荷回路に並列に第２のインダクタを接続したこ
とを特徴とするインバータ装置。
【請求項２】請求項１において、インバータ回路の
スイッチング素子の周波数を変化させて出力調整する制
御回路を更に備えることを特徴とするインバータ装置。
【請求項３】請求項１又は２において、インバータ
回路は、直流電源の正負両極に各一端を接続された第１
及び第２のスイッチング素子と、第１及び第２のスイッ
チング素子を同期してオン・オフ駆動する手段と、第１
及び第２のスイッチング素子の各他端の間に接続された
インバータ負荷回路と、インバータ負荷回路と第１及び
第２のスイッチング素子のそれぞれの接続点と直流電源
の正負両極間にインバータ負荷回路の回生電流が直流電
源に戻る向きに接続された第１及び第２のダイオードと
を備える２スイッチフォワード型インバータであること
を特徴とするインバータ装置。
【請求項４】請求項１又は２において、交流電源を
整流する全波整流器の直流出力端をチョッパチョークを
介して一方のスイッチング素子の両端に接続したことを
特徴とするインバータ装置。
【請求項５】請求項１又は２において、インバータ
回路はハーフブリッジインバータであることを特徴とす
るインバータ装置。
【請求項６】請求項１において、インバータ回路
は、交流電源とインダクタの直列回路と、ダイオードブ
リッジよりなり上記交流電源とインダクタの直列回路が
交流入力端に接続される全波整流器と、負荷を有しイン
ダクタに並列に接続されるインバータ負荷回路と、上記
全波整流器の直流出力端に接続される平滑コンデンサ
と、上記全波整流器の一方のアームを構成する一対のダ
イオードにそれぞれ逆並列に接続され交流電源の周波数
に比べて十分大きな周波数で交互にオン・オフされる第
１及び第２のスイッチング素子と、上記全波整流器の直
流出力端の一端と交流電源の一端との間に接続されるコ
ンデンサとを備えることを特徴とするインバータ装置。
【請求項７】請求項１において、インバータ回路
は、交流電源と、交流電源の電圧を整流する整流器と、
平滑用の第１のコンデンサと、第１のコンデンサと並列
に接続されるとともに高周波で交互にオン・オフされる
第１及び第２のスイッチング素子の直列回路と、第１及
び第２のスイッチング素子とそれぞれ逆並列に接続され
る第１及び第２のダイオードと、第１及び第２のスイッ
チング素子の接続点と整流器の一方の直流出力端との間
に接続されるインダクタンス成分と、上記インダクタン
ス成分に並列的に接続されるインバータ負荷回路と、上
記インダクタンス成分と整流器の直流出力端の接続点に
一端が接続されるとともに他端が第１のコンデンサの一
方の端子に接続され、且つ第１及び第２のスイッチング
素子のオン・オフに応じて上記インダクタンス成分と共
振回路を形成する第２のコンデンサとを備え、整流器の
直流出力端が第１のコンデンサの端子のうちで交流電源
から上記インダクタンス成分と第１及び第２のダイオー
ドの何れか一方と第１のコンデンサとを介して電流の流
れる経路が形成される側の端子に接続されていることを
特徴とするインバータ装置。