JP2000188878A - 電源装置 - Google Patents
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Abstract
(57)【要約】
【課題】調光制御を行っても入力電流歪みの悪化の少な
い制御手段を提供する。 【解決手段】交流電源Ｖｓと、交流電源Ｖｓの電圧を整
流する整流器ＤＢと、平滑用の第１のコンデンサＣ１
と、第１のコンデンサＣ１と並列に接続されるとともに
高周波で交互にオン・オフされるスイッチング素子Ｑ
１，Ｑ２の直列回路と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の
接続点と整流器ＤＢの一方の直流出力端との間に接続さ
れるインダクタンス成分と、上記インダクタンス成分に
並列的に接続されるインバータ負荷回路と、スイッチン
グ素子Ｑ１，Ｑ２のオン・オフに応じて上記インダクタ
ンス成分と共振回路を形成する第２のコンデンサＣ３と
を備え、交流電源Ｖｓから上記インダクタンス成分と第
１のコンデンサＣ１を介して電流の流れる経路が形成さ
れるように構成された電源装置において、スイッチング
素子Ｑ１，Ｑ２のうち、そのオン期間に前記インダクタ
ンス成分とともにチョッパとして作用しない方のスイッ
チング素子のオン時間を制御して出力を制御する。
い制御手段を提供する。 【解決手段】交流電源Ｖｓと、交流電源Ｖｓの電圧を整
流する整流器ＤＢと、平滑用の第１のコンデンサＣ１
と、第１のコンデンサＣ１と並列に接続されるとともに
高周波で交互にオン・オフされるスイッチング素子Ｑ
１，Ｑ２の直列回路と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の
接続点と整流器ＤＢの一方の直流出力端との間に接続さ
れるインダクタンス成分と、上記インダクタンス成分に
並列的に接続されるインバータ負荷回路と、スイッチン
グ素子Ｑ１，Ｑ２のオン・オフに応じて上記インダクタ
ンス成分と共振回路を形成する第２のコンデンサＣ３と
を備え、交流電源Ｖｓから上記インダクタンス成分と第
１のコンデンサＣ１を介して電流の流れる経路が形成さ
れるように構成された電源装置において、スイッチング
素子Ｑ１，Ｑ２のうち、そのオン期間に前記インダクタ
ンス成分とともにチョッパとして作用しない方のスイッ
チング素子のオン時間を制御して出力を制御する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、交流電源を整流平
滑した直流電圧を高周波電圧に変換して負荷に供給する
電源装置に関するものである。
滑した直流電圧を高周波電圧に変換して負荷に供給する
電源装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図１５は従来の電源装置（特願平９−８
８５２６号）の回路図である。以下、その回路構成につ
いて説明する。全波整流器ＤＢの交流入力端子には交流
電源Ｖｓが接続されており、整流器ＤＢの直流出力端子
にはコンデンサＣ３が接続されている。コンデンサＣ１
は電解コンデンサである。コンデンサＣ１の両端にはス
イッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路が接続されてい
る。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２にはそれぞれ逆並列に
ダイオードＤ１，Ｄ２が接続されている。スイッチング
素子Ｑ２の両端には、リーケージトランスＴと上記コン
デンサＣ３の直列回路が接続されている。リーケージト
ランスＴの二次巻線間には負荷ｌａとコンデンサＣ２が
接続されている。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は高周波
で交互にオン・オフして、負荷に高周波交流電力を供給
するハーフブリッジインバータを構成している。
８５２６号）の回路図である。以下、その回路構成につ
いて説明する。全波整流器ＤＢの交流入力端子には交流
電源Ｖｓが接続されており、整流器ＤＢの直流出力端子
にはコンデンサＣ３が接続されている。コンデンサＣ１
は電解コンデンサである。コンデンサＣ１の両端にはス
イッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路が接続されてい
る。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２にはそれぞれ逆並列に
ダイオードＤ１，Ｄ２が接続されている。スイッチング
素子Ｑ２の両端には、リーケージトランスＴと上記コン
デンサＣ３の直列回路が接続されている。リーケージト
ランスＴの二次巻線間には負荷ｌａとコンデンサＣ２が
接続されている。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は高周波
で交互にオン・オフして、負荷に高周波交流電力を供給
するハーフブリッジインバータを構成している。
【０００３】この回路では、スイッチング素子Ｑ１のオ
ン時にコンデンサＣ１からトランスＴの一次巻線を通し
てコンデンサＣ３は充電される。また、スイッチング素
子Ｑ２のオン時にコンデンサＣ３の電荷をトランスＴの
一次巻線を通じて放出し、コンデンサＣ３の両端電圧が
交流電源Ｖｓの絶対値より小さくなった瞬間から、トラ
ンスＴの一次巻線のインダクタンス成分をエネルギー蓄
積要素とする昇圧チョッパ作用をする。従って、スイッ
チング素子Ｑ１，Ｑ２はインバータのスイッチ素子とし
て作用し、さらにスイッチング素子Ｑ２はチョッパのス
イッチ素子としても作用し、簡単な構成で入力電流歪み
を改善することが可能である。
ン時にコンデンサＣ１からトランスＴの一次巻線を通し
てコンデンサＣ３は充電される。また、スイッチング素
子Ｑ２のオン時にコンデンサＣ３の電荷をトランスＴの
一次巻線を通じて放出し、コンデンサＣ３の両端電圧が
交流電源Ｖｓの絶対値より小さくなった瞬間から、トラ
ンスＴの一次巻線のインダクタンス成分をエネルギー蓄
積要素とする昇圧チョッパ作用をする。従って、スイッ
チング素子Ｑ１，Ｑ２はインバータのスイッチ素子とし
て作用し、さらにスイッチング素子Ｑ２はチョッパのス
イッチ素子としても作用し、簡単な構成で入力電流歪み
を改善することが可能である。
【０００４】上記回路において、負荷を放電灯とし、調
光制御を行うことを考える。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ
２の基本発振周波数を決定する発振器１は、互いに相反
する矩形波電圧を出力する。矩形波電圧の一方は下側の
スイッチング素子Ｑ２の駆動信号となり、他方は上側ス
イッチング素子Ｑ１を駆動するためにレべルシフター回
路４を介して、スイッチング素子Ｑ１のゲートに接続さ
れる。発振器１は調光信号を受けて発振周波数を変える
ことにより、放電灯への高周波電力の出力を変えて調光
する。
光制御を行うことを考える。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ
２の基本発振周波数を決定する発振器１は、互いに相反
する矩形波電圧を出力する。矩形波電圧の一方は下側の
スイッチング素子Ｑ２の駆動信号となり、他方は上側ス
イッチング素子Ｑ１を駆動するためにレべルシフター回
路４を介して、スイッチング素子Ｑ１のゲートに接続さ
れる。発振器１は調光信号を受けて発振周波数を変える
ことにより、放電灯への高周波電力の出力を変えて調光
する。
【０００５】本回路において、調光制御は、図１６に示
すように、全点灯状態に比べて発振周波数を高くして行
う。このとき、図１７に示すように、入力電流Ｉｉｎに
休止期間が発生し、入力電流歪みが悪化するという問題
がある。
すように、全点灯状態に比べて発振周波数を高くして行
う。このとき、図１７に示すように、入力電流Ｉｉｎに
休止期間が発生し、入力電流歪みが悪化するという問題
がある。
【０００６】また、別の調光方法として、スイッチング
素子Ｑ２のオン時間をアンバランスとして出力を制御す
る方法がある。図１８にその一例を示す。スイッチング
素子Ｑ２のオン時間を広げ、相反してスイッチング素子
Ｑ１のオン時間を狭めるようなデューティ制御を行う
と、周波数を変化させる方法に比べて、入力電流の休止
は若干減るものの、十分とは言えない。また、この制御
方法ではコンデンサＣ１の電圧Ｖｄｃが高くなり、素子
耐圧を大きなものにする必要がある。その理由はスイッ
チング素子Ｑ２はチョッパ素子として作用するが、スイ
ッチング素子Ｑ２のオン時間を長くするので、チョッパ
の入力電流が増え、一方、インバータの出力は減るの
で、結果としてコンデンサＣ１の電圧が上昇した状態で
平衡状態が保たれるからである。
素子Ｑ２のオン時間をアンバランスとして出力を制御す
る方法がある。図１８にその一例を示す。スイッチング
素子Ｑ２のオン時間を広げ、相反してスイッチング素子
Ｑ１のオン時間を狭めるようなデューティ制御を行う
と、周波数を変化させる方法に比べて、入力電流の休止
は若干減るものの、十分とは言えない。また、この制御
方法ではコンデンサＣ１の電圧Ｖｄｃが高くなり、素子
耐圧を大きなものにする必要がある。その理由はスイッ
チング素子Ｑ２はチョッパ素子として作用するが、スイ
ッチング素子Ｑ２のオン時間を長くするので、チョッパ
の入力電流が増え、一方、インバータの出力は減るの
で、結果としてコンデンサＣ１の電圧が上昇した状態で
平衡状態が保たれるからである。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】本発明が解決しようと
する課題は、従来例で述べた欠点を解決することにあ
り、具体的には、従来の電源装置の回路構成において調
光制御を行っても入力電流歪みの悪化の少ない制御手段
を提供することにある。
する課題は、従来例で述べた欠点を解決することにあ
り、具体的には、従来の電源装置の回路構成において調
光制御を行っても入力電流歪みの悪化の少ない制御手段
を提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明にあっては、上記
の課題を解決するために、図１に示すように、交流電源
Ｖｓと、交流電源Ｖｓの電圧を整流する整流器ＤＢと、
平滑用の第１のコンデンサＣ１と、第１のコンデンサＣ
１と並列に接続されるとともに高周波で交互にオン・オ
フされる第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の
直列回路と、第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ
２とそれぞれ逆並列に接続される第１及び第２のダイオ
ード（ＭＯＳＦＥＴの内蔵ダイオード）と、第１及び第
２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点と整流器ＤＢ
の一方の直流出力端との間に接続されるインダクタンス
成分（リーケージトランスＴ）と、上記インダクタンス
成分に並列的に接続されるインバータ負荷回路と、上記
インダクタンス成分と整流器ＤＢの直流出力端の接続点
に一端が接続されるとともに他端が第１のコンデンサＣ
１の一方の端子に接続され、且つ第１及び第２のスイッ
チング素子Ｑ１，Ｑ２のオン・オフに応じて上記インダ
クタンス成分と共振回路を形成する第２のコンデンサＣ
３とを備え、整流器ＤＢの直流出力端が第１のコンデン
サＣ１の端子のうちで交流電源Ｖｓから上記インダクタ
ンス成分と第１及び第２のダイオードの何れか一方と第
１のコンデンサＣ１とを介して電流の流れる経路が形成
される側の端子に接続された電源装置において、第１及
び第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のうち、そのオン
期間に前記インダクタンス成分とともにチョッパとして
作用しない方のスイッチング素子のオン時間を制御して
出力を制御する手段を有することを特徴とするものであ
る。
の課題を解決するために、図１に示すように、交流電源
Ｖｓと、交流電源Ｖｓの電圧を整流する整流器ＤＢと、
平滑用の第１のコンデンサＣ１と、第１のコンデンサＣ
１と並列に接続されるとともに高周波で交互にオン・オ
フされる第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の
直列回路と、第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ
２とそれぞれ逆並列に接続される第１及び第２のダイオ
ード（ＭＯＳＦＥＴの内蔵ダイオード）と、第１及び第
２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点と整流器ＤＢ
の一方の直流出力端との間に接続されるインダクタンス
成分（リーケージトランスＴ）と、上記インダクタンス
成分に並列的に接続されるインバータ負荷回路と、上記
インダクタンス成分と整流器ＤＢの直流出力端の接続点
に一端が接続されるとともに他端が第１のコンデンサＣ
１の一方の端子に接続され、且つ第１及び第２のスイッ
チング素子Ｑ１，Ｑ２のオン・オフに応じて上記インダ
クタンス成分と共振回路を形成する第２のコンデンサＣ
３とを備え、整流器ＤＢの直流出力端が第１のコンデン
サＣ１の端子のうちで交流電源Ｖｓから上記インダクタ
ンス成分と第１及び第２のダイオードの何れか一方と第
１のコンデンサＣ１とを介して電流の流れる経路が形成
される側の端子に接続された電源装置において、第１及
び第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のうち、そのオン
期間に前記インダクタンス成分とともにチョッパとして
作用しない方のスイッチング素子のオン時間を制御して
出力を制御する手段を有することを特徴とするものであ
る。
【０００９】
【発明の実施の形態】（実施例１）図１は本発明の実施
例１の回路図である。本実施例の主回路の構成について
は、図１５に示した従来例と同一である。スイッチング
素子Ｑ１，Ｑ２としてＭＯＳＦＥＴを使用した関係で、
逆並列のダイオードＤ１，Ｄ２は省略されているが、Ｍ
ＯＳＦＥＴの内蔵ダイオードがスイッチング素子Ｑ１，
Ｑ２に並列に存在し、回路構成としては従来例と実質的
に同じである。
例１の回路図である。本実施例の主回路の構成について
は、図１５に示した従来例と同一である。スイッチング
素子Ｑ１，Ｑ２としてＭＯＳＦＥＴを使用した関係で、
逆並列のダイオードＤ１，Ｄ２は省略されているが、Ｍ
ＯＳＦＥＴの内蔵ダイオードがスイッチング素子Ｑ１，
Ｑ２に並列に存在し、回路構成としては従来例と実質的
に同じである。
【００１０】本発明は制御回路に特徴がある。スイッチ
ング素子Ｑ１，Ｑ２の基本発振周波数を決定する発振器
１は、互いに相反する矩形波電圧を出力する。矩形波電
圧の一方は下側のスイッチング素子Ｑ２の駆動信号とな
り、他方は上側スイッチング素子Ｑ１を駆動するために
パルス幅変調回路３とレべルシフター回路４を介して、
スイッチング素子Ｑ１のゲートに接続される。パルス幅
変調回路３は調光信号２に応じて上側のスイッチング素
子Ｑ１のパルス幅を変化させている。具体的な制御信号
を図２に示す。
ング素子Ｑ１，Ｑ２の基本発振周波数を決定する発振器
１は、互いに相反する矩形波電圧を出力する。矩形波電
圧の一方は下側のスイッチング素子Ｑ２の駆動信号とな
り、他方は上側スイッチング素子Ｑ１を駆動するために
パルス幅変調回路３とレべルシフター回路４を介して、
スイッチング素子Ｑ１のゲートに接続される。パルス幅
変調回路３は調光信号２に応じて上側のスイッチング素
子Ｑ１のパルス幅を変化させている。具体的な制御信号
を図２に示す。
【００１１】全点灯状態ではスイッチング素子Ｑ１，Ｑ
２には交互にオン・オフ信号が入力されており、この状
態は従来例の全点灯状態と同じである。調光を行う際に
は、図２に示すように、周波数は一定のままで、スイッ
チング素子Ｑ１のパルス幅のみを短くするように制御を
行う。従来例の説明から分かるように、スイッチング素
子Ｑ２はチョッパのスイッチ素子を兼ねるが、本案の制
御を行うと、チョッパ側から見たスイッチ素子のオン時
間は同じになる。厳密に言えば、スイッチング素子Ｑ２
がオンしてすぐにチョッパとして作用するわけではな
く、コンデンサＣ３の電荷をトランスＴの一次巻線を介
して放出し、交流電源Ｖｓの瞬時値より小さくなった瞬
間からトランスＴの一次巻線のインダクタンスを介する
チョッパ作用を行う。調光に応じて、トランスＴを流れ
るインバータの共振回路電流は減少して、コンデンサＣ
３の電荷放出のタイミングが遅れ、チョッパとしての入
力電流が減少する。ただし、スイッチング素子Ｑ２のオ
ン時間が一定なので、コンデンサＣ３の電圧は交流電源
Ｖｓの瞬時値まで下がりやすく、従って、従来例のよう
な入力電流の休止期間が発生しにくくなる。
２には交互にオン・オフ信号が入力されており、この状
態は従来例の全点灯状態と同じである。調光を行う際に
は、図２に示すように、周波数は一定のままで、スイッ
チング素子Ｑ１のパルス幅のみを短くするように制御を
行う。従来例の説明から分かるように、スイッチング素
子Ｑ２はチョッパのスイッチ素子を兼ねるが、本案の制
御を行うと、チョッパ側から見たスイッチ素子のオン時
間は同じになる。厳密に言えば、スイッチング素子Ｑ２
がオンしてすぐにチョッパとして作用するわけではな
く、コンデンサＣ３の電荷をトランスＴの一次巻線を介
して放出し、交流電源Ｖｓの瞬時値より小さくなった瞬
間からトランスＴの一次巻線のインダクタンスを介する
チョッパ作用を行う。調光に応じて、トランスＴを流れ
るインバータの共振回路電流は減少して、コンデンサＣ
３の電荷放出のタイミングが遅れ、チョッパとしての入
力電流が減少する。ただし、スイッチング素子Ｑ２のオ
ン時間が一定なので、コンデンサＣ３の電圧は交流電源
Ｖｓの瞬時値まで下がりやすく、従って、従来例のよう
な入力電流の休止期間が発生しにくくなる。
【００１２】本発明の調光の制御信号と入力波形を図３
に示す。調光に応じて周波数が一定で、スイッチング素
子Ｑ１のデッドオフタイムｄｔ１，ｄｔ２を長くしてい
る。このように、本発明によれば、調光に応じて、非チ
ョッパ側のスイッチング素子Ｑ１のオン時間を短くする
ことにより調光しており、スイッチング素子Ｑ１のオフ
タイミングを早めるようなデッドオフタイム制御を行う
ことで、調光状態においても入力電流歪みが良好な電源
回路が得られる。
に示す。調光に応じて周波数が一定で、スイッチング素
子Ｑ１のデッドオフタイムｄｔ１，ｄｔ２を長くしてい
る。このように、本発明によれば、調光に応じて、非チ
ョッパ側のスイッチング素子Ｑ１のオン時間を短くする
ことにより調光しており、スイッチング素子Ｑ１のオフ
タイミングを早めるようなデッドオフタイム制御を行う
ことで、調光状態においても入力電流歪みが良好な電源
回路が得られる。
【００１３】なお、制御回路の構成は図１に示した回路
構成に限らず、図２や図３に示した制御信号を実現する
ものであれば、本発明の効果が得られることは言うまで
もない。
構成に限らず、図２や図３に示した制御信号を実現する
ものであれば、本発明の効果が得られることは言うまで
もない。
【００１４】（実施例２）図４は本発明の実施例２の回
路図てある。本実施例では、インバータ共振回路の接続
をスイッチング素子Ｑ２の両端側からスイッチング素子
Ｑ１の両端側に変更し、リーケージトランスＴをインダ
クタＬ１，Ｌ２に変更したものであり、インバータの動
作は実施例１と全く同一である。コンデンサＣ３の両端
に接続される電源は、インダクタＬ２を介してスイッチ
ング素子Ｑ１に接続されるため、チョッパ作用をするの
はスイッチング素子Ｑ１となる。従って、実施例１とで
はチョッパ作用を行う素子が逆になり、非チョッパ側の
素子はスイッチング素子Ｑ２となるので、パルス幅変調
回路３がスイッチング素子Ｑ２の制御回路に入ってい
る。制御信号の一例を図５に示す。作用と効果について
は実施例１と同様である。
路図てある。本実施例では、インバータ共振回路の接続
をスイッチング素子Ｑ２の両端側からスイッチング素子
Ｑ１の両端側に変更し、リーケージトランスＴをインダ
クタＬ１，Ｌ２に変更したものであり、インバータの動
作は実施例１と全く同一である。コンデンサＣ３の両端
に接続される電源は、インダクタＬ２を介してスイッチ
ング素子Ｑ１に接続されるため、チョッパ作用をするの
はスイッチング素子Ｑ１となる。従って、実施例１とで
はチョッパ作用を行う素子が逆になり、非チョッパ側の
素子はスイッチング素子Ｑ２となるので、パルス幅変調
回路３がスイッチング素子Ｑ２の制御回路に入ってい
る。制御信号の一例を図５に示す。作用と効果について
は実施例１と同様である。
【００１５】（実施例３）図６は本発明の実施例３の回
路図である。本実施例では、交流電源Ｖｓの接続関係が
実施例１とは異なり、ダイオードＤ１〜Ｄ４から成る全
波整流器の交流入力端に交流電源ＶｓとインダクタＬ２
の直列回路を接続し、全波整流器の直流出力端に電解コ
ンデンサＣ１を接続している。ダイオードＤ１，Ｄ２の
それぞれに逆並列にスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を接続
している。ここで、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をＭＯ
ＳＦＥＴとすれば、ダイオードＤ１，Ｄ２が省略可能な
ことは、実施例２と同様である。スイッチング素子Ｑ２
の両端にインダクタＬ２と直列共振回路を形成するよう
にコンデンサＣ３を接続している。インダクタＬ２の両
端には、負荷ｌａとインダクタＬ１とコンデンサＣ２を
接続して、共振回路を形成している。スイッチング素子
Ｑ１，Ｑ２は高周波で交互にオン・オフして、負荷に高
周波交流電力を供給するハーフブリッジインバータを構
成している。
路図である。本実施例では、交流電源Ｖｓの接続関係が
実施例１とは異なり、ダイオードＤ１〜Ｄ４から成る全
波整流器の交流入力端に交流電源ＶｓとインダクタＬ２
の直列回路を接続し、全波整流器の直流出力端に電解コ
ンデンサＣ１を接続している。ダイオードＤ１，Ｄ２の
それぞれに逆並列にスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を接続
している。ここで、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をＭＯ
ＳＦＥＴとすれば、ダイオードＤ１，Ｄ２が省略可能な
ことは、実施例２と同様である。スイッチング素子Ｑ２
の両端にインダクタＬ２と直列共振回路を形成するよう
にコンデンサＣ３を接続している。インダクタＬ２の両
端には、負荷ｌａとインダクタＬ１とコンデンサＣ２を
接続して、共振回路を形成している。スイッチング素子
Ｑ１，Ｑ２は高周波で交互にオン・オフして、負荷に高
周波交流電力を供給するハーフブリッジインバータを構
成している。
【００１６】本実施例では、上述のように、交流電源Ｖ
ｓの接続関係が実施例１とは異なるが、入力電流歪みの
改善については、同等の作用があることを以下に説明す
る。交流電源Ｖｓの極性を図中の矢印で示すＶｉｎの向
きを正とすると、正極性の間はスイッチング素子Ｑ２が
チョッパ素子となり、スイッチング素子Ｑ１が非チョッ
パ素子となる。従って、図７に示すようにスイッチング
素子Ｑ１のデッドオフタイムを制御して調光を行えば、
入力電流歪みは良好に保たれる。交流電源Ｖｓが負極性
の間は、スイッチング素子Ｑ１がチョッパ素子となり、
スイッチング素子Ｑ２が非チョッパ素子となる。従っ
て、この間はスイッチング素子Ｑ２のデッドオフタイム
を制御して調光を行えば、入力電流歪みは良好に保たれ
る。
ｓの接続関係が実施例１とは異なるが、入力電流歪みの
改善については、同等の作用があることを以下に説明す
る。交流電源Ｖｓの極性を図中の矢印で示すＶｉｎの向
きを正とすると、正極性の間はスイッチング素子Ｑ２が
チョッパ素子となり、スイッチング素子Ｑ１が非チョッ
パ素子となる。従って、図７に示すようにスイッチング
素子Ｑ１のデッドオフタイムを制御して調光を行えば、
入力電流歪みは良好に保たれる。交流電源Ｖｓが負極性
の間は、スイッチング素子Ｑ１がチョッパ素子となり、
スイッチング素子Ｑ２が非チョッパ素子となる。従っ
て、この間はスイッチング素子Ｑ２のデッドオフタイム
を制御して調光を行えば、入力電流歪みは良好に保たれ
る。
【００１７】本実施例では交流電源Ｖｓの極性によっ
て、チョッパ素子と非チョッパ素子が切り替わるので、
電源極性に応じてパルス幅を変化させるスイッチ素子を
切り替える必要があるが、入力電流歪みの改善について
は、実施例１と同様の効果がある。本実施例では、制御
回路の構成を示していないが、図７に示す制御信号を出
力できる回路であれば、本発明の効果があるので特定は
していない。
て、チョッパ素子と非チョッパ素子が切り替わるので、
電源極性に応じてパルス幅を変化させるスイッチ素子を
切り替える必要があるが、入力電流歪みの改善について
は、実施例１と同様の効果がある。本実施例では、制御
回路の構成を示していないが、図７に示す制御信号を出
力できる回路であれば、本発明の効果があるので特定は
していない。
【００１８】（実施例４）図８は本発明の実施例４の回
路図である。本実施例では、インバータ回路とチョッパ
回路を明確に分離している。コンデンサＣ１はインバー
タに直流電圧を供給する電解コンデンサである。このコ
ンデンサＣ１の両端にスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直
列回路を接続し、スイッチング素子Ｑ２の両端にインダ
クタＬ３とコンデンサＣ４の直列回路を接続している。
インダクタＬ３の両端に負荷ｌａとインダクタＬ１とコ
ンデンサＣ２を接続して共振回路を形成している。スイ
ッチング素子Ｑ１，Ｑ２は高周波で交互にオン・オフし
て、負荷に高周波交流電力を供給するハーフブリッジイ
ンバータを構成している。一方、スイッチング素子Ｑ２
の両端にインダクタＬ２とコンデンサＣ３の直列共振回
路を接続している。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン
・オフに応じてインダクタＬ２とコンデンサＣ３には共
振電流が流れる。
路図である。本実施例では、インバータ回路とチョッパ
回路を明確に分離している。コンデンサＣ１はインバー
タに直流電圧を供給する電解コンデンサである。このコ
ンデンサＣ１の両端にスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直
列回路を接続し、スイッチング素子Ｑ２の両端にインダ
クタＬ３とコンデンサＣ４の直列回路を接続している。
インダクタＬ３の両端に負荷ｌａとインダクタＬ１とコ
ンデンサＣ２を接続して共振回路を形成している。スイ
ッチング素子Ｑ１，Ｑ２は高周波で交互にオン・オフし
て、負荷に高周波交流電力を供給するハーフブリッジイ
ンバータを構成している。一方、スイッチング素子Ｑ２
の両端にインダクタＬ２とコンデンサＣ３の直列共振回
路を接続している。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン
・オフに応じてインダクタＬ２とコンデンサＣ３には共
振電流が流れる。
【００１９】スイッチング素子Ｑ１のオン時には、コン
デンサＣ１からインダクタＬ２、コンデンサＣ３へと電
流が流れ、コンデンサＣ３の電圧を上昇させる。また、
スイッチング素子Ｑ２のオン時には、コンデンサＣ３の
電荷はインダクタＬ２を介して放出され、コンデンサＣ
３の両端電圧が交流電源Ｖｓの絶対値よりも小さくなっ
た瞬間から、インダクタＬ２をエネルギー蓄積要素とす
る昇圧チョッパ作用をする。
デンサＣ１からインダクタＬ２、コンデンサＣ３へと電
流が流れ、コンデンサＣ３の電圧を上昇させる。また、
スイッチング素子Ｑ２のオン時には、コンデンサＣ３の
電荷はインダクタＬ２を介して放出され、コンデンサＣ
３の両端電圧が交流電源Ｖｓの絶対値よりも小さくなっ
た瞬間から、インダクタＬ２をエネルギー蓄積要素とす
る昇圧チョッパ作用をする。
【００２０】この回路においても周波数を変化させて調
光を行うと、インダクタＬ２とコンデンサＣ３の共振回
路電流は減少し、スイッチング素子Ｑ２のオン時間にコ
ンデンサＣ３の電荷を十分に放出できなくなり、交流電
源Ｖｓの低電圧期間にはコンデンサＣ３の電圧の方が高
いままとなり、チョッパ作用をしなくなって、入力電流
に休止期間が発生するという問題がある。そこで、本実
施例回路においても、実施例１と同様に非チョッパ素子
であるスイッチング素子Ｑ１のデッドオフタイムを制御
して調光を行えば、入力電流歪みの悪化を少なくでき
る。
光を行うと、インダクタＬ２とコンデンサＣ３の共振回
路電流は減少し、スイッチング素子Ｑ２のオン時間にコ
ンデンサＣ３の電荷を十分に放出できなくなり、交流電
源Ｖｓの低電圧期間にはコンデンサＣ３の電圧の方が高
いままとなり、チョッパ作用をしなくなって、入力電流
に休止期間が発生するという問題がある。そこで、本実
施例回路においても、実施例１と同様に非チョッパ素子
であるスイッチング素子Ｑ１のデッドオフタイムを制御
して調光を行えば、入力電流歪みの悪化を少なくでき
る。
【００２１】本実施例においても、スイッチング素子Ｑ
２がオンしてすぐにチョッパとして作用するわけではな
く、コンデンサＣ３の電荷をインダクタＬ２を介して放
出し、コンデンサＣ３の両端電圧が交流電源Ｖｓの瞬時
値よりも小さくなった瞬間からインダクタＬ２を介する
チョッパ作用を行う。調光に応じて、インダクタＬ２と
コンデンサＣ３の共振回路電流は減少して、コンデンサ
Ｃ３の電荷放出のタイミングが遅れ、チョッパとしての
入力電流が減少する。ただし、スイッチング素子Ｑ２の
オン時間が一定なので、コンデンサＣ３の電圧は交流電
源Ｖｓの瞬時値まで下がりやすく、従って、従来例のよ
うな入力電流の休止期間が発生しにくくなる。
２がオンしてすぐにチョッパとして作用するわけではな
く、コンデンサＣ３の電荷をインダクタＬ２を介して放
出し、コンデンサＣ３の両端電圧が交流電源Ｖｓの瞬時
値よりも小さくなった瞬間からインダクタＬ２を介する
チョッパ作用を行う。調光に応じて、インダクタＬ２と
コンデンサＣ３の共振回路電流は減少して、コンデンサ
Ｃ３の電荷放出のタイミングが遅れ、チョッパとしての
入力電流が減少する。ただし、スイッチング素子Ｑ２の
オン時間が一定なので、コンデンサＣ３の電圧は交流電
源Ｖｓの瞬時値まで下がりやすく、従って、従来例のよ
うな入力電流の休止期間が発生しにくくなる。
【００２２】（実施例５）図９は本発明の実施例５の回
路図である。本実施例は実施例１と回路構成はほとんど
同じである。リーケージトランスＴをインダクタＬ１と
Ｌ２に分けた点は実施例２等と同じである。本実施例の
特徴は制御回路により発生されるスイッチング素子Ｑ
１，Ｑ２の駆動信号にある。
路図である。本実施例は実施例１と回路構成はほとんど
同じである。リーケージトランスＴをインダクタＬ１と
Ｌ２に分けた点は実施例２等と同じである。本実施例の
特徴は制御回路により発生されるスイッチング素子Ｑ
１，Ｑ２の駆動信号にある。
【００２３】図１０に本実施例回路のスイッチング素子
Ｑ１，Ｑ２の全点灯状態と調光状態の駆動信号波形を示
す。実施例１と同様に、スイッチング素子Ｑ１が非チョ
ッパ素子であることに変わりはないので、スイッチング
素子Ｑ１のデッドオフタイムを変えて調光を行うが、デ
ッドオフタイムの発生のさせ方が異なる。実施例１の図
２では、スイッチング素子Ｑ１の駆動信号のオフタイミ
ングを早めて発生させているが、本実施例ではスイッチ
ング素子Ｑ１の駆動信号のオンタイミングを遅らせてデ
ッドオフタイムを発生させている点が異なる。
Ｑ１，Ｑ２の全点灯状態と調光状態の駆動信号波形を示
す。実施例１と同様に、スイッチング素子Ｑ１が非チョ
ッパ素子であることに変わりはないので、スイッチング
素子Ｑ１のデッドオフタイムを変えて調光を行うが、デ
ッドオフタイムの発生のさせ方が異なる。実施例１の図
２では、スイッチング素子Ｑ１の駆動信号のオフタイミ
ングを早めて発生させているが、本実施例ではスイッチ
ング素子Ｑ１の駆動信号のオンタイミングを遅らせてデ
ッドオフタイムを発生させている点が異なる。
【００２４】本実施例では、実施例１とは駆動状態が異
なるので、入力電流の休止期間の発生を抑制する度合い
が異なる。実施例１ではほとんど入力電流の休止期間は
発生しないが、本実施例では僅かに休止期間は発生す
る。しかし、従来例のように、周波数の変化によって調
光を行う場合やデューティ制御に比べると、休止期間の
発生度合いは少なく、入力電流歪みの悪化は少ないと言
える。
なるので、入力電流の休止期間の発生を抑制する度合い
が異なる。実施例１ではほとんど入力電流の休止期間は
発生しないが、本実施例では僅かに休止期間は発生す
る。しかし、従来例のように、周波数の変化によって調
光を行う場合やデューティ制御に比べると、休止期間の
発生度合いは少なく、入力電流歪みの悪化は少ないと言
える。
【００２５】（実施例６）図１１は本発明の実施例６の
回路図である。本実施例の回路構成は実施例１、５と同
様である。また、スイッチング素子Ｑ１のデッドオフタ
イム制御を行う点も同様であるが、本実施例では更に基
本発振器１の周波数も変化させるようにしたものであ
る。
回路図である。本実施例の回路構成は実施例１、５と同
様である。また、スイッチング素子Ｑ１のデッドオフタ
イム制御を行う点も同様であるが、本実施例では更に基
本発振器１の周波数も変化させるようにしたものであ
る。
【００２６】例えば、図１２に示すように、全点灯状態
から調光状態にするには、スイッチング素子Ｑ１のデ
ッドオフタイム制御を行う。この制御においては、先の
実施例と同様、入力電流歪みの悪化が少なく調光が行え
る。更に調光状態に到るには、周波数を変えて行うよ
うにした。深い範囲まで調光を行う場合、デッドオフタ
イム制御で行うと、スイッチング素子Ｑ１のオン時間を
かなり短くする必要があり、実際にそのような信号を発
生するのは困難な場合がある。このような場合、周波数
を変化させれば、より信号の変化幅を少なくしながら調
光が行える。周波数変化による調光では従来例で述べた
ように入力電流歪みが悪化するが、本実施例の場合には
スイッチング素子Ｑ１にはデッドオフタイムが設けられ
ており、従来例に比べて入力電流歪みの悪化は少ない。
従って、本実施例に拠ればより深い調光が行える。な
お、制御回路の構成は本実施例の構成に限らず、また、
制御の仕方も本実施例に限定されるものではない。
から調光状態にするには、スイッチング素子Ｑ１のデ
ッドオフタイム制御を行う。この制御においては、先の
実施例と同様、入力電流歪みの悪化が少なく調光が行え
る。更に調光状態に到るには、周波数を変えて行うよ
うにした。深い範囲まで調光を行う場合、デッドオフタ
イム制御で行うと、スイッチング素子Ｑ１のオン時間を
かなり短くする必要があり、実際にそのような信号を発
生するのは困難な場合がある。このような場合、周波数
を変化させれば、より信号の変化幅を少なくしながら調
光が行える。周波数変化による調光では従来例で述べた
ように入力電流歪みが悪化するが、本実施例の場合には
スイッチング素子Ｑ１にはデッドオフタイムが設けられ
ており、従来例に比べて入力電流歪みの悪化は少ない。
従って、本実施例に拠ればより深い調光が行える。な
お、制御回路の構成は本実施例の構成に限らず、また、
制御の仕方も本実施例に限定されるものではない。
【００２７】（実施例７）図１３は本発明の実施例７の
回路図である。本実施例の回路構成は実施例１、５と同
様である。スイッチング素子Ｑ１のデッドオフタイム制
御を行う点も同様であるが、本実施例では更にデューテ
ィ制御部５を設けて、スイッチング素子Ｑ１のデューテ
ィも変化させるようにした。例えば、図１４に示すよう
に全点灯状態から調光状態にするにはデューティ制御
を行い、スイッチング素子Ｑ１のオン時間を短く、逆に
スイッチング素子Ｑ２のオン時間を長くする。この制御
は従来例に示すように、コンデンサＣ１の電圧が高くな
るという問題がある。従って、更に深い調光状態にす
るにはデッドオフタイム制御を行うようにすることで、
コンデンサＣ１の電圧Ｖｄｃの昇圧が緩和される。ま
た、デューティ制御で調光を行う場合よりも入力電流歪
みの悪化が抑えられる。尚、制御回路の構成は本実施例
の構成に限らず、また、制御の仕方も本実施例に限定さ
れるものではない。
回路図である。本実施例の回路構成は実施例１、５と同
様である。スイッチング素子Ｑ１のデッドオフタイム制
御を行う点も同様であるが、本実施例では更にデューテ
ィ制御部５を設けて、スイッチング素子Ｑ１のデューテ
ィも変化させるようにした。例えば、図１４に示すよう
に全点灯状態から調光状態にするにはデューティ制御
を行い、スイッチング素子Ｑ１のオン時間を短く、逆に
スイッチング素子Ｑ２のオン時間を長くする。この制御
は従来例に示すように、コンデンサＣ１の電圧が高くな
るという問題がある。従って、更に深い調光状態にす
るにはデッドオフタイム制御を行うようにすることで、
コンデンサＣ１の電圧Ｖｄｃの昇圧が緩和される。ま
た、デューティ制御で調光を行う場合よりも入力電流歪
みの悪化が抑えられる。尚、制御回路の構成は本実施例
の構成に限らず、また、制御の仕方も本実施例に限定さ
れるものではない。
【００２８】
【発明の効果】本発明によれば、インバータとチョッパ
でスイッチング素子を共用する電源装置で、周波数制御
により共振電流が減るため、交流電源の低電圧期間でチ
ョッパ作用をしなくなり、入力電流に休止期間が発生し
ていた回路構成において、非チョッパ側のスイッチング
素子のオン時間を制御することにより調光制御を行うよ
うにしたことによって、入力電流の休止期間の発生を抑
制し、従って、調光に伴う入力電流歪みの悪化が少ない
電源装置となる。
でスイッチング素子を共用する電源装置で、周波数制御
により共振電流が減るため、交流電源の低電圧期間でチ
ョッパ作用をしなくなり、入力電流に休止期間が発生し
ていた回路構成において、非チョッパ側のスイッチング
素子のオン時間を制御することにより調光制御を行うよ
うにしたことによって、入力電流の休止期間の発生を抑
制し、従って、調光に伴う入力電流歪みの悪化が少ない
電源装置となる。
【図１】本発明の実施例１の回路図である。
【図２】本発明の実施例１の駆動信号の波形図である。
【図３】本発明の実施例１の出力制御動作を示す波形図
である。
である。
【図４】本発明の実施例２の回路図である。
【図５】本発明の実施例２の駆動信号の波形図である。
【図６】本発明の実施例３の回路図である。
【図７】本発明の実施例３の駆動信号の波形図である。
【図８】本発明の実施例４の回路図である。
【図９】本発明の実施例５の回路図である。
【図１０】本発明の実施例５の駆動信号の波形図であ
る。
る。
【図１１】本発明の実施例６の回路図である。
【図１２】本発明の実施例６の駆動信号の波形図であ
る。
る。
【図１３】本発明の実施例７の回路図である。
【図１４】本発明の実施例７の駆動信号の波形図であ
る。
る。
【図１５】従来例の回路図である。
【図１６】従来例の周波数制御による駆動信号の変化を
示す波形図である。
示す波形図である。
【図１７】従来例の出力調整時の入力電流の波形の変化
を示す波形図である。
を示す波形図である。
【図１８】従来例のデューティ制御による駆動信号の変
化を示す波形図である。
化を示す波形図である。
Ｑ１，Ｑ２ スイッチング素子 Ｃ１〜Ｃ３ コンデンサ ＤＢ 整流器 Ｖｓ 交流電源 Ｔ リーケージトランス ｌａ 放電灯
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.7 識別記号 ＦＩ テーマコート゛(参考） Ｈ０５Ｂ 41/392 Ｈ０５Ｂ 41/392 Ｇ Ｌ Ｆターム(参考） 3K072 AA02 BA03 BA05 BB01 BB10 BC01 BC02 CA14 DB03 DD04 GA02 GA03 GB12 GC04 HA06 HA10 HB03 3K098 CC40 CC57 DD22 DD37 EE14 EE31 EE32 GG02 5H007 AA02 BB03 CA01 CA02 CB12 CB22 DA03 EA02 EA08
Claims (5)
- 【請求項１】 交流電源と、交流電源の電圧を整流す
る整流器と、平滑用の第１のコンデンサと、第１のコン
デンサと並列に接続されるとともに高周波で交互にオン
・オフされる第１及び第２のスイッチング素子の直列回
路と、第１及び第２のスイッチング素子とそれぞれ逆並
列に接続される第１及び第２のダイオードと、第１及び
第２のスイッチング素子の接続点と整流器の一方の直流
出力端との間に接続されるインダクタンス成分と、上記
インダクタンス成分に並列的に接続されるインバータ負
荷回路と、上記インダクタンス成分と整流器の直流出力
端の接続点に一端が接続されるとともに他端が第１のコ
ンデンサの一方の端子に接続され、且つ第１及び第２の
スイッチング素子のオン・オフに応じて上記インダクタ
ンス成分と共振回路を形成する第２のコンデンサとを備
え、整流器の直流出力端が第１のコンデンサの端子のう
ちで交流電源から上記インダクタンス成分と第１及び第
２のダイオードの何れか一方と第１のコンデンサとを介
して電流の流れる経路が形成される側の端子に接続され
た電源装置において、第１及び第２のスイッチング素子
のうち、そのオン期間に前記インダクタンス成分ととも
にチョッパとして作用しない方のスイッチング素子のオ
ン時間を制御して出力を制御する手段を有することを特
徴とする電源装置。 - 【請求項２】 請求項１において、前記オン時間を制
御する手段は、スイッチング素子のオン期間の終わりを
早めるように制御することを特徴とする電源装置。 - 【請求項３】 請求項１又は２において、第１及び第
２のスイッチング素子の周波数又はデューティを制御す
る手段を有することを特徴とする電源装置。 - 【請求項４】 交流電源とインダクタンス成分の直列
回路と、ダイオードブリッジよりなり上記交流電源とイ
ンダクタンス成分の直列回路が交流入力端に接続される
全波整流器と、負荷を有しインダクタンス成分に並列に
接続されるインバータ負荷回路と、上記全波整流器の直
流出力端に接続される平滑コンデンサと、上記全波整流
器の一方のアームを構成する一対のダイオードにそれぞ
れ逆並列に接続され交流電源の周波数に比べて十分大き
な周波数で交互にオン・オフされる第１及び第２のスイ
ッチング素子と、上記全波整流器の直流出力端の一端と
交流電源の一端との間に接続されるコンデンサとを備え
る電源装置において、第１及び第２のスイッチング素子
のうち、そのオン期間に前記インダクタンス成分ととも
にチョッパとして作用しない方のスイッチング素子のオ
ン時間を制御して出力を制御する手段を有することを特
徴とする電源装置。 - 【請求項５】 平滑用の第１のコンデンサと、第１の
コンデンサと並列に接続されるとともに高周波で交互に
オン・オフされる第１及び第２のスイッチング素子の直
列回路と、第１及び第２のスイッチング素子とそれぞれ
逆並列に接続される第１及び第２のダイオードと、第１
及び第２のスイッチング素子の少なくとも一方の両端に
接続されるインバータ負荷回路とを有し、交流電源の交
流出力を整流する整流器と、整流器の両端に接続される
第２のコンデンサと、第２のコンデンサの両端をインダ
クタを介して第１及び第２のスイッチング素子の一方に
接続してチョッパ回路を構成した電源装置において、第
１及び第２のスイッチング素子のうち、そのオン期間に
前記インダクタンス成分とともにチョッパとして作用し
ない方のスイッチング素子のオン時間を制御して出力を
制御する手段を有することを特徴とする電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10365282A JP2000188878A (ja) | 1998-12-22 | 1998-12-22 | 電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10365282A JP2000188878A (ja) | 1998-12-22 | 1998-12-22 | 電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000188878A true JP2000188878A (ja) | 2000-07-04 |
Family
ID=18483885
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10365282A Pending JP2000188878A (ja) | 1998-12-22 | 1998-12-22 | 電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2000188878A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006310240A (ja) * | 2005-04-26 | 2006-11-09 | Tozai Denko Co Ltd | 調光用放電灯点灯装置 |
-
1998
- 1998-12-22 JP JP10365282A patent/JP2000188878A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006310240A (ja) * | 2005-04-26 | 2006-11-09 | Tozai Denko Co Ltd | 調光用放電灯点灯装置 |
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