JP2008512981A - スイッチモード電源のための直接振幅変調 - Google Patents

Abstract

一局面では、スイッチモード電源（１３００）は、第１の誘導素子（１３０４）と、第１のスイッチング素子（１３１２）とを含み、第１のスイッチング素子の第１の端部は第１の誘導素子の第２の端部に接続され、スイッチモード電源はさらに、第２の誘導素子（１３０６）と、第２のスイッチング素子（１３１６）とを含み、第２のスイッチング素子の第１の端部は第２の誘導素子の第２の端部に接続され、第１の電力源（１３０２）端子が第１の誘導素子の第１の端部および第２の誘導素子の第１の端部に接続され、第２の電力源端子が第１のスイッチング素子の第２の端部および第２のスイッチング素子の第２の端部に接続され、負荷（１３０８）が第１のスイッチング素子の第１の端部および第２のスイッチング素子の第１の端部に接続される。

Description

関連出願
この出願は、ここに全体として引用により援用される２００４年９月８日に出願された米国仮出願連続番号第６０／６０７，９６２号に基づき、かつこの出願から優先権を主張する。

発明の背景
１．発明の分野
この発明は、一般に電力システムの分野にある。特に、この発明はスイッチモード電源の分野にある。

２．背景技術
今日、電源は多くの産業用および家庭用の電子機器の重要な構成素子である。電源は、時として電力コンバータと呼ばれ、そのプロセスは電力変換と呼ばれる。電力源製造業者協会（Power Sources Manufacturers Association;ＰＳＭＡ）の、電力源業界のための標準化用語ハンドブック（Handbook of Standardized Terminology for the Power Sources
Industry）は、電源を「特定された要件を満たすために特性の１つのセットの利用可能な電力を特性の別のセットへと変換するための装置」と規定している。電源は、電力源電圧および／または電流の特性を変化させることができ、ＡＣ−ＡＣ電源、ＡＣ−ＤＣ電源、ＤＣ−ＡＣ電源およびＤＣ−ＤＣ電源を含み得る。。

たとえば、パソコンからヘアードライヤーおよび携帯電話の充電器に至るまで、多くの電子製品は、米国の家庭に見られる１２０ボルト、６０ＨｚのＡＣ電力、または他の国に見られる２２０ボルト、５０ＨｚのＡＣ電力を変換して、電子機器が必要とする適切な特性に適合する必要がある。例として、パソコンは、典型的にはそれらの内部の電子構成素子を動作させるために５ボルトのＤＣ電力を必要とし、これは１２０ボルトのＡＣ電力を受取り、５ボルトのＤＣ電力へと変換するパソコン内の電源によって供給される。

スイッチモード電源（ＳＭＰＳ）は、キャパシタ、インダクタ、および変圧器などの低損失構成素子とともにスイッチまたはトランジスタを利用する電源である。ＳＭＰＳは、その電力消費が低いことで知られており、これは高い効率に匹敵する。ＳＭＰＳは、長年にわたって産業および航空宇宙の用途で使用されている。今日では、ＳＭＰＳは、コンピュータ、モニタ、テレビ受信機、ＶＣＲ等のＡＣ電源の電子装置で広く使用される。

電力を調整するためにさまざまなコンバータトポロジがＳＭＰＳで使用される。今日、フライバックコンバータ、昇圧コンバータ、シングルトランジスタフォワードコンバータ、ハーフブリッジフォワードコンバータ、フルブリッジＺＶＴコンバータ等を含む、さまざまな基本的なトポロジが使用されている。例として、図１は、例としての関連する波形１３０とともに従来のハーフブリッジコンバータ１００を示す。図示のように、ハーフブリッジコンバータ１００は、スイッチングトランジスタＱ１ １０２、スイッチングトランジスタＱ２ １０４、１０６のキャパシタＣ１、１０８のキャパシタＣ２、流速バランスキャパシタ１１０、ハーフブリッジ変圧器１１２、ダイオードＣＲ１ １１４、ダイオードＣＲ２ １１６、再循環ダイオード１１８、キャパシタＣ Ｏｕｔ１２０、および出力フィルタインダクタ１２２を含む。電圧信号＋ＶＩｎ１２４、−ＶＩｎ１２６、＋ＶＯｕｔ１２８、および−ＶＯｕｔ１３０も示される。第１の段では、スイッチングトランジスタＱ１ １０２がオンするとき、電圧は出力巻線にわたって反映され、ダイオードＣＲ
１ １１４によって整流され、出力フィルタインダクタ１２２を充電する。トランジスタＱ１ １０２がオフするとき、ハーフブリッジ変圧器１１２の一次にわたる電圧ドライブはゼロに低下し、漏れおよび磁化インダクタンスに蓄えられたエネルギはターンオフのオーバーシュートを生じさせ、これはトランジスタＱ２ １０４のボディダイオードによってクランプされる。第２の段では、スイッチングトランジスタＱ２ １０４がオンし、ハーフブリッジ変圧器１１２は反対方向で駆動され、ハーフブリッジ変圧器１１２のコアで流速バランスを再設定する。ハーフブリッジ変圧器１１２の出力は半波整流器に接続されるため、交互極性パルス列は周波数の２倍の一方向のパルス列へと整流される。出力キャパシタＣ Ｏｕｔ１２０および出力フィルタインダクタ１２２はエネルギを蓄え、かつデューティサイクルを積分するため、出力電圧は整流された出力電圧とデューティサイクルとの積に比例する。

さらに、ＳＭＰＳは、電力を調整するためにパルス幅変調（ＰＷＭ）、またはパルスレート変調（ＰＲＭ）を使用し得る。たとえば、テレビ受信機およびコンピュータのモニタは、ＰＷＭまたはＰＲＭを使用してもよく、ＶＣＲは典型的にはＰＲＭ電源を使用する。ＰＷＭ ＳＭＰＳは、デューティサイクルが変動するときに入力信号の周波数が一定であるように、スイッチまたはトランジスタの「オン」または伝導時間を変動させることによってその機能を実行する。パルスの幅が増加すると、スイッチングトランジスタはより長くオンし、より多くのエネルギがスイッチング変圧器に適用され、これは出力電圧を増加させる。同様に、パルス幅がより細くされると、トランジスタはより短い期間オンし、より少ないエネルギが変圧器に適用される。一方、ＰＲＭ ＳＭＰＳは、スイッチングトランジスタがオンオフされる速度または頻度を変動させる。パルスレートが増加すると、スイッチの「オン」期間は減少する。スイッチングトランジスタがより高速でオンオフされると、より少ないエネルギが変圧器に適用される。

当該技術分野の現状を考慮すると、多機能スイッチを可能にし、パルス幅の、振幅への直接的なパルスごとの変換を提供し、ＰＷＭパルス間の不感時間を排除し、過度に複雑な回路の必要性を排除し、出力により低い周波数リップルを生成し、かつ電力密度および効率を改善するための独特の制御戦略を提供することのできるＳＭＰＳトポロジが強く必要とされている。

発明の概要
この発明は、スイッチモード電源（「ＳＭＰＳ」）のための直接振幅変調に向けられる。この発明は、多機能スイッチを可能にし、パルス幅の、振幅への直接的なパルスごとの変換を提供し、ＰＷＭパルス間の不感時間を排除し、過度に複雑な回路の必要性を排除し、出力および入力でより低い周波数リップルを生成し、かつ電力密度および効率を改善するための独特の制御戦略、ならびに他の利点を提供することができるＳＭＰＳトポロジに対する当該技術分野での必要性を克服する。

この発明の一局面では、スイッチモード電源は、第１の端部および第２の端部を有する第１の誘導素子と、第１の端部および第２の端部を有する第１のスイッチング素子とを含み、第１のスイッチング素子の第１の端部は第１の誘導素子の第２の端部に接続され、このスイッチモード電源はさらに、第１の端部および第２の端部を有する第２のスイッチング素子を含み、第２のスイッチング素子の第１の端部は第１のスイッチング素子の第２の端部に接続され、このスイッチモード電源はさらに、第１の端部および第２の端部を有する第２の誘導素子と、第１の端部および第２の端部を有する第３のスイッチング素子とを含み、第３のスイッチング素子の第１の端部は第２の誘導素子の第２の端部に接続され、
このスイッチモード電源はさらに、第１の端部および第２の端部を有する第４のスイッチング素子を含み、第４のスイッチング素子の第１の端部は第３のスイッチング素子の第２の端部に接続され、第１の電力源端子が第１の誘導素子の第１の端部および第２の誘導素子の第１の端部に接続され、第２の電力源端子が第２のスイッチング素子の第２の端部および第３のスイッチング素子の第２の端部に接続され、負荷が第１のスイッチング素子の第２の端部および第４のスイッチング素子の第２の端部に接続される。

付加的な局面では、スイッチモード電源は、コントローラ回路をさらに含み、制御回路は、第１のスイッチング素子、第２のスイッチング素子、第３のスイッチング素子、および第４のスイッチング素子の各々にスイッチング信号を提供する。

別の局面では、スイッチモード電源は、第１の期間、第２の期間、第３の期間、および第４の期間を含む、４つの連続する期間で動作する。第１の期間中、第１のスイッチング素子は開かれ、第２のスイッチング素子は閉じられ、第３のスイッチング素子は開かれ、第４のスイッチング素子は閉じられる。第２の期間中、第１のスイッチング素子は閉じられ、第２のスイッチング素子は閉じられ、第３のスイッチング素子は開かれ、第４のスイッチング素子は閉じられる。第３の期間中、第１のスイッチング素子は閉じられ、第２のスイッチング素子は開かれ、第３のスイッチング素子は閉じられ、第４のスイッチング素子は開かれる。第４の期間中、第１のスイッチング素子は閉じられ、第２のスイッチング素子は開かれ、第３のスイッチング素子は閉じられ、第４のスイッチング素子は閉じられる。

別の局面では、スイッチモード電源は、第１の誘導素子および第２の誘導素子の各々の過剰エネルギを負荷に移送するための付加的な回路を含む。さらに異なる局面では、スイッチモード電源は、第１の誘導素子および第２の誘導素子の各々の過剰エネルギを電力源に移送するための付加的な回路を含む。

この発明の別の局面では、電源、第１の誘導素子、第２の誘導素子、負荷、第１のスイッチング素子、第２のスイッチング素子、第３のスイッチング素子、および第４のスイッチング素子を使用する、電力を供給する方法が提供される。この方法は、第１の期間中に、第１のスイッチング素子を開き、第２のスイッチング素子を閉じ、第３のスイッチング素子を開き、かつ第４のスイッチング素子を閉じて、第２のスイッチング素子に接続される電源に接続される第４のスイッチング素子に接続される負荷に接続される第２のスイッチング素子を含む第１の回路を作るステップと、第２の期間中に、第１のスイッチング素子を閉じ、第２のスイッチング素子を閉じ、第３のスイッチング素子を開き、かつ第４のスイッチング素子を閉じて、第１の回路、および第２のスイッチング素子に接続される電源に接続される第１のスイッチング素子に接続される第２のスイッチング素子を含む第２の回路を作るステップと、第３の期間中に、第１のスイッチング素子を閉じ、第２のスイッチング素子を開き、第３のスイッチング素子を閉じ、かつ第４のスイッチング素子を開いて、第３のスイッチング素子に接続される電源に接続される第１のスイッチング素子に接続される負荷に接続される第３のスイッチング素子を含む第３の回路を作るステップと、第４の期間中に、第１のスイッチング素子を閉じ、第２のスイッチング素子を開き、第３のスイッチング素子を閉じ、かつ第４のスイッチング素子を閉じて、第３の回路、および第３のスイッチング素子に接続される電源に接続される第４のスイッチング素子に接続される第３のスイッチング素子を含む第４の回路を作るステップとを含む。

別の局面では、この方法はさらに、第２の期間中に第２の誘導素子にエネルギを蓄えるステップと、第３の期間中に第２の誘導素子のエネルギを負荷に移送するステップとを含む。さらに異なる局面では、この方法はさらに、第４の期間中に第１の誘導素子にエネルギを蓄えるステップと、第１の期間中に第１の誘導素子のエネルギを負荷に移送するステ
ップとを含む。

別の局面では、この方法はさらに、第１の誘導素子および第２の誘導素子の各々の過剰エネルギを電力源に移送するステップ、または第１の誘導素子および第２の誘導素子の各々の過剰エネルギを負荷に移送するステップを含む。

さらに別の局面では、スイッチモード電源は、第１の端部および第２の端部を有する第１の誘導素子と、第１の端部および第２の端部を有する第１のスイッチング素子とを含み、第１のスイッチング素子の第１の端部は第１の誘導素子の第２の端部に接続され、このスイッチモード電源はさらに、第１の端部および第２の端部を有する第２の誘導素子と、第１の端部および第２の端部を有する第２のスイッチング素子とを含み、第２のスイッチング素子の第１の端部は第２の誘導素子の第２の端部に接続され、第１の電力源端子が第１の誘導素子の第１の端部および第２の誘導素子の第１の端部に接続され、第２の電力源端子が第１のスイッチング素子の第２の端部および第２のスイッチング素子の第２の端部に接続され、負荷が第１のスイッチング素子の第１の端部および第２のスイッチング素子の第１の端部に接続される。

この発明の他の特徴および利点は、以下の詳細な説明および添付の図面を見直すと、当業者には容易に明らかとなるであろう。

発明の詳細な説明
この発明を特定の実施例に関して説明するが、発明の原理がここに記載される発明の、具体的に記載される実施例を超えて適用され得ることは明らかである。さらに、この発明の説明では、この発明の発明に関する局面をわかりにくくするのを避けるためにある詳細が省かれている。省かれている詳細は当業者の知識内にある。この出願の図面およびそれらに付随する詳細な説明は、この発明の単に例としての実施例に向けられる。同様または対応する参照番号は、図面にわたって同様または対応する素子を示し得る。簡潔さを維持するため、この発明の原理を使用するこの発明の他の実施例は、この出願では具体的に記載されておらず、この出願の図面で具体的に示されていない。

この発明による実施例は、スイッチモード電源またはＳＭＰＳにおいて、デューティサイクルを振幅に直接的に変換することに関する。ここに示されるように、Ｈ−ブリッジコンバータは独特の制御戦略とともに、Ｈ−ブリッジコンバータ内の個々のスイッチの多機能を可能にし、かつパルス幅を直接的にパルスごとに振幅に変換することを可能にする。

図２は、この発明の一実施例による、ＳＭＰＳのための例としてのコンバータトポロジの図である。Ｈ−ブリッジコンバータ２００は、直流（「ＤＣ」）信号などの信号の電圧を、第１の電圧から第２の電圧へと変換するために使用され得る。たとえば、Ｈ−ブリッジコンバータ２００は、一つの例示的な実施例では、１２０Ｖ信号を２４０Ｖ信号に変換するために使用され得る（昇圧）。別の例示的な実施例では、Ｈ−ブリッジコンバータ２００は、１２０Ｖ信号を５Ｖ信号に変換するために使用され得る（降圧）。

Ｈ−ブリッジコンバータ２００は、電源Ｕ１− ２０２、インダクタＬ１ ２０４、インダクタＬ２ ２０６などの誘導素子、負荷Ｒ１ ２０８、スイッチＳ１ ２１０、スイッチＳ２ ２１２、スイッチＳ３ ２１６、およびスイッチＳ４ ２１４などのスイッチング素子を含む。制御およびドライバ回路（図示せず）は、スイッチの「オン」時間および「オフ」時間を制御するためにスイッチＳ１ ２１０、Ｓ２ ２１２、Ｓ３ ２１６およびＳ４ ２１４に結合され得る。スイッチＳ１ ２１０、Ｓ２ ２１２、Ｓ３ ２１６およびＳ４ ２１４は、制御回路によって生成されるスイッチング信号に応答する。一実
施例では、スイッチＳ１ ２１０、Ｓ２ ２１２、Ｓ３ ２１６およびＳ４ ２１４は、あらゆる他の好適なトランジスタ、スイッチング装置、ＩＧＢＴ、ＧＴＯ、ＭＯＳＦＥＴ、もしくはあらゆる他の半導体ベースまたは半導体ベースでないスイッチであり得る。電源２０２は、一実施例では、ＤＣ電流源（またはＤＣ電圧源）などの電力源である。図示のように、Ｈ−ブリッジコンバータ２００は、２つの垂直なブランチを含み、インダクタＬ１ ２０４は１つの垂直なブランチにあり、インダクタＬ２ ２０６は他方の垂直なブランチにある。

従来のＨ−ブリッジコンバータは、各垂直なブランチに１つの、２つのスイッチのみを一度にオンする（閉じるかまたは通電する）ことが可能であり、エネルギの移送を提供するため、２つのスイッチは互いに対して対角である。これに対して、この発明のさまざまな実施例は、そのような制限を有さず、スイッチＳ１ ２１０、Ｓ２ ２１２、Ｓ３ ２１６およびＳ４ ２１４のうちの３つおよび４つすべてを一度にオンさせることができる。たとえば、以下に示されるように、スイッチＳ１ ２１０、Ｓ２ ２１２、Ｓ３ ２１６およびＳ４ ２１４のうちの３つを一度にオンすることは、２つの独立した電気回路を作り、２つの変換サイクルを同時に実行することを可能にする。

図３は、制御回路によってスイッチＳ１ ２１０、Ｓ２ ２１２、Ｓ３ ２１６およびＳ４ ２１４を制御するための例としてのタイミング図３００を示し、ここで値「１」はオンである（または閉じられている）特定のスイッチを表わし、値「０」はオフである（または開かれている）特定のスイッチを表わす。したがって、Ｓ１タイミング３１０、Ｓ２タイミング３１２、Ｓ３タイミング３１６、およびＳ４タイミング３１４は、スイッチＳ１ ２１０、Ｓ２ ２１２、Ｓ３ ２１６およびＳ４ ２１４のオンおよびオフの状態をそれぞれ示す。Ｖ_LOADタイミング３０８は、負荷にわたる電圧、すなわち負荷Ｒ１ ２０８にわたる電圧に対応する。この例示的な例では、有効なデューティサイクル（「Ｄ」）が８０パーセントであるように選ばれる。言い換えると、制御回路は、スイッチＳ１ ２１０が時間の８０パーセント、オンであるようにスイッチを制御する。図３のタイミング図は、４つの期間ｔ１、ｔ２、ｔ３およびｔ４に分割された動作の１つのサイクルを示す。新しいサイクルは第２のｔ１期間で始まる。

図３に示されるように、期間「ｔ１」が始まるとき、およびこの期間中、スイッチＳ２
２１２およびＳ４ ２１４はオンであり、スイッチＳ１ ２１０およびＳ３ ２１６はオフである。したがって、図４を参照すると、Ｈ−ブリッジコンバータ４００の外側の破線４０３は、期間「ｔ１」に対する電流経路を規定する。結果として、エネルギは、電源Ｕ１ ４０２から、インダクタＬ２ ４０６（インダクタＬ２ ４０６に以前に蓄えられたエネルギを使用して）およびスイッチＳ４ ４１４を通って、負荷Ｒ１ ４０８に対して負の方向で負荷Ｒ１ ４０８に移送され、回路はスイッチＳ２ ２１２を通じて閉じられる。

次に、期間「ｔ２」が始まるとき、およびこの期間中、スイッチＳ２ ２１２およびＳ４ ２１４はオンのままであり、さらに、スイッチＳ１ ２１０はオンにされ、スイッチＳ３ ３１６はオフのままである。このように、図４の内側の点線４０５で示される付加的な回路が作られ、この付加的な回路はインダクタＬ１ ４０４が次の半サイクルに対してエネルギを蓄えることを可能にする。

次に、図３および５を参照すると、期間「ｔ３」が始まるとき、およびこの期間中、スイッチＳ１ ２１０はオンのままであり、スイッチＳ２ ２１２およびＳ４ ２１４はオフにされ、スイッチＳ３ ２１６はオンにされる。結果として、内側の破線５０７によって示される回路が作られ、エネルギは電源Ｕ１ ５０２から移送される。さらに、期間「ｔ２」中にインダクタＬ１ ４０４（５０４）に以前に蓄えられたエネルギは、正の方向
で負荷Ｒ１ ５０８に加えられ、適用される。

期間「ｔ４」が始まるとき、およびこの期間中、スイッチＳ１ ５１０はオンのままであり、スイッチＳ２ ５１２はオフのままであり、スイッチＳ３ ５１６はオンのままであり、スイッチＳ４ ５１４はオンにされる。エネルギの移送は内側の破線５０７によって示される回路に対して続けられるが、外側の点線５０９によって示される新しい回路が形成される。結果として、次の４分の１サイクルに対する、すなわち、次の「ｔ１」に対する準備において、インダクタＬ２ ５０６は期間「ｔ４」中にエネルギを蓄える。期間「ｔ４」の終わりに、サイクルは完了し、期間「ｔ１」が再び始まる。図３に示されるように、Ｖ_LOAD３０８は、期間「ｔ１」および「ｔ２」に対して負であり、期間「ｔ３」および「ｔ４」に対して正である。Ｖ_LOAD３０８は、所望であれば整流されてもよく、または変圧器によってさらに昇圧または降圧されてもよいことに注目されたい。

以下の表１は、関連する式の基本的なセットともに、Ｈ−ブリッジコンバータ２００のさまざまな状態を示す。

当業者は、この発明の一実施例によると、Ｒ１ ２０８にわたる出力電圧Ｖｏ（またはＶ_LOAD）を電源Ｕ１ ４０２にわたる入力電圧Ｖｉｎで除したものがデューティサイクルの２倍または２Ｄになることを上述の式から導くことができる。

ここに記載されるように、期間「ｔ２」中に、出力を上昇させるためにＬ１ ４０４が期間「ｔ３およびｔ４」中に使用されるエネルギを蓄え、期間「ｔ４」中に、出力を上昇させるためにＬ２ ５０６が次の期間「ｔ１およびｔ２」中に使用されるエネルギを蓄えると有利である。さらに、図６を参照すると、期間「ｔ２」および「ｔ４」の各々は、次の半サイクル内で、Ｖｉｎに加え、それぞれ直接的にパルスごとに電圧に変換される。Ｓ１タイミング６１０、Ｓ２タイミング６１２、Ｓ３タイミング６１６、Ｓ４タイミング６１４およびＶ_LOAD６０８は、Ｓ１タイミング３１０、Ｓ２タイミング３１２、Ｓ３タイミング３１６、Ｓ４タイミング３１４およびＶ_LOAD３０８にそれぞれ対応する。図６に示されるように、ハイパルス６１１の持続時間（期間「ｔ２」）は正の半期間６１３の大きさ
を決定する。同様に、ハイパルスの持続時間６１５（期間「ｔ４」）は、負の半期間６１７の大きさを決定する。さらに、この発明による実施例では、図６に示されるように、Ｖ_LOAD６０８のＰＷＭパルス間に不感時間はない。

Ｖ_LOAD６０８は、所望であれば変圧器に適用され得る対称的なＡＣであるが、他の実施例では、Ｖ_LOADは、非対称的にすることができ、これはＤＣオフセットを備えたリンギング生成器などの特別な用途で利用可能である。さらに、Ｖ_LOADは、当該技術分野で知られるさまざまな技術を使用して、整流およびフィルタリングすることができる。

この発明の一実施例では、制御回路は不連続モードでＨ−ブリッジコンバータ２００を動作する。不連続の動作のモードでは、各インダクタからのエネルギは、スイッチＳ１ ２１０またはスイッチＳ２ ２１２がオフされる前にそれぞれ完全に消耗される。インダクタＬ１ ２０４およびＬ２ ２０６の不連続的な動作は、不連続電流がＨ−ブリッジコンバータ２００の出力に生成されることを必ずしも意味しない。これは負荷電流が両方の垂直なブランチからの交互電流を含むためである。

図７を参照すると、これは、この発明の一実施例による、未使用の誘導エネルギを電源７０２に移送することのできるＨ−ブリッジコンバータ７００を示す。図７の実施例は連続モードでのＨ−ブリッジコンバータ７００の動作を可能にする。より具体的には、図７のＨ−ブリッジコンバータ７００に到達するための、図２のＨ−ブリッジコンバータ２００への変更の結果、変圧器−インダクタＬ１ ７０４およびＬ２ ７０６の空隙に蓄えられた過剰エネルギは、各インダクタＬ１ ７０４ｂおよびＬ２ ７０６ｂの二次巻線、ならびにそれぞれのダイオードＤ１ ７２２およびＤ２ ７２４を通じて電源７０２に戻される。変圧器構成はブリッジの出力と整流器の役割を果たし得るダイオードＤ１ ７２２およびＤ２ ７２４との間でも実現され得ることに注目されたい。

図７に示されるように、Ｈ−ブリッジコンバータ７００は、電源７０２、変圧器−インダクタＬ１一次巻線７０４ａおよび二次巻線７０４ｂ、変圧器−インダクタＬ２一次巻線７０６ａおよび二次巻線７０６ｂ、負荷Ｒ１ ７０８、スイッチＳ１ ７１０、スイッチＳ２ ７１２、スイッチＳ３ ７１６、スイッチＳ４ ７１４、ダイオードＤ１ ７２２、およびダイオードＤ２ ７２４を含む。スイッチＳ１ ７１０、Ｓ２ ７１２、Ｓ３ ７１６およびＳ４ ７１４に対するタイミングは、Ｈ−ブリッジコンバータ７００が
Ｈ−ブリッジコンバータ２００と同様に動作するように、スイッチＳ１ ２１０、Ｓ２ ２１２ Ｓ３ ２１６およびＳ４ ２１４に対するタイミングと同様である。しかしながら、変圧器−インダクタＬ１二次巻線７０４ｂおよびダイオードＤ１ ７２２は、Ｌ１の以前に保存されかつ未使用のエネルギを電源Ｕ１ ７０２に戻すために設けられる。同様に、変圧器−インダクタＬ２二次巻線７０６ｂおよびダイオードＤ２ ７２４は、Ｌ２の未使用の以前に蓄えられたエネルギを電源Ｕ１ ７０２に戻すために設けられる。当業者によって理解されるように、ダイオードＤ１ ７２２およびＤ２ ７２４は、各ダイオードのアノードからそのカソードへと単一方向で、すなわち、電源Ｕ１ ７０２の方向で電流を流すが、これは過剰エネルギのインダクタから電源Ｕ１ ７０２への移送を容易にする。

図８を参照すると、これは、Ｌ１ ２０４およびＬ２ ２０６の過剰エネルギを、図７に示されるように、電源Ｕ１ ２０２に移送するのではなく、負荷Ｒ１ ８０８に移送することができるように、Ｈ−ブリッジコンバータ２００への修正を示す。図８は、この発明の一実施例による、変圧器−インダクタＬ１一次巻線８０４ａおよび変圧器−インダクタＬ２一次巻線８０６の未使用または過剰エネルギを電源Ｕ１ ８０２に移送するためのＨ−ブリッジコンバータ８００を示す。図示のように、Ｈ−ブリッジコンバータ８００は、電源Ｕ１ ８０２、変圧器−インダクタＬ１一次巻線８０４ａおよび二次巻線８０４ｂ
、変圧器−インダクタＬ２一次巻線８０６ａおよび二次巻線８０６ｂ、負荷Ｒ１ ８０８、スイッチＳ１ ８１０、スイッチＳ２ ８１２、スイッチＳ３ ８１６、スイッチＳ４
８１４、ダイオードＤ１ ８２３、ダイオードＤ２ ８２５、ダイオードＤ３ ８２６、ダイオードＤ４ ８２８、ダイオードＤ５ ８２２、ダイオードＤ６ ８２４、およびキャパシタＣ１ ８３０を含む。負荷Ｒ１ ８０８およびキャパシタＣ１ ８３０は平行に結合されることが注目される。キャパシタＣ１は負荷Ｒ１に対する出力フィルタの目的を果たす。

Ｈ−ブリッジコンバータ８００の動作は、Ｈ−ブリッジコンバータ７００の動作に多少類似している。しかしながら、変圧器−インダクタＬ１一次巻線８０４ａおよび変圧器−インダクタＬ２一次巻線８０６ａの過剰エネルギは、Ｈ−ブリッジコンバータ７００の電源に対して、Ｈ−ブリッジコンバータ８００の負荷に移送される。電流またはエネルギは、変圧器−インダクタＬ１二次巻線８０４ｂを通り、ダイオードＤ５ ８２２を通ってノード８３１へ行くことができる。電流は、変圧器−インダクタＬ２二次巻線８０６ｂを通り、ダイオードＤ６ ８２４を通ってノード８３１へと行くこともできる。電流は、さらにダイオードＤ１ ８２３からＤ４ ８２８を通ってノード８３１へ行くことができる。ノード８３１から、エネルギまたは電流は、負荷Ｒ１ ８０８へと通ることができ、またはスイッチＳ４ ８１４およびＳ３ ８１６も通ることができる。当業者によって理解されるように、図８のダイオードは、電流を単一方向、すなわち、負荷Ｒ１ ８０８の方向で流し、これはインダクタの過剰エネルギを負荷に移送することを容易にする。

実験用Ｈ−ブリッジコンバータ８００の仕様および構成素子の詳細を以下に表２に示す。

図９を参照すると、グラフ９００は、ＰＷＭ、不連続および連続の、３つの動作モードを含む、図８のコンバータに対するデューティサイクルへの出力電圧の依存を示す。垂直軸９０２は出力電圧（Ｖｏ）をボルトで表わし、水平軸９０４は有効デューティサイクル（Ｄ）をパーセンテージで表わす。ＰＷＭモード９０６、不連続モード９０８、および連続モード９１０である、３つの異なる動作モードが図９に示される。実験用出力電圧依存指標９１２、およびシミュレートされた出力電圧依存指標９１４が３つの動作モードにわたって示される。図示のように、約５０パーセント（５０％）のデューティサイクルの下
方では、Ｈ−ブリッジコンバータ８００は、ＰＷＭモード９０６で動作し、基本的に通常ブリッジとして機能する。ＰＷＡパルスの振幅は、パルス幅とともに（すなわち、デューティサイクルとともに）変化しない。約５０パーセント（５０％）から約９０パーセント（９０％）のデューティサイクルでは、Ｈ−ブリッジコンバータ８００は不連続モード９０８の増強モードで動作する。約９０パーセント（９０％）より大きいデューティサイクルでは、Ｈ−ブリッジコンバータ８００は連続モード９１０で動作する。

図１０を参照すると、グラフ１０００は、図８のコンバータに対するさまざまなデューティサイクルでの出力波形を示す。具体的には、Ｖｂ ｉｎはボルトで垂直軸１００２に示される。垂直方向の各区分は２０ボルトに等しい。水平軸１００４は時間を表わす。示されるように、昇降圧の境界１００６は約７０パーセント（７０％）のデューティサイクルにあり、この特定の例では、約４８ボルトの電圧である。約５０パーセント（５０％）の上方のデューティサイクルでは、不感時間は存在せず、ＰＷＭパルスの振幅は有効デューティサイクルとともに変化する。約９０パーセント（９０％）のデューティサイクルを通った後、インダクタは連続モードで作動する。個々のインダクタ内の電流は不連続であり得るが、両方の垂直なブランチが交互であるため、出力電流は依然として連続的であり得ることに注目することが重要である。

図１１は、図８のＨ−ブリッジコンバータ８００に対する入力電流およびインダクタ電流を示すグラフ１１００である。たとえば、５０パーセント（５０％）のデューティサイクル（不連続モード）に対する対応するインダクタおよび入力電流波形、ならびに１００パーセント（１００％）のデューティサイクル（連続モード）が示される。デューティサイクルが１００パーセント（１００％）であるとき、スイッチＳ１ ８１０およびＳ４ ８１４は常時オンであり、実質的に排除される。結果として、入力リップルは実質的に排除されるが、なぜなら、インダクタ電流の和がどの時点でも一定であるからである。この構成は、出力電圧を制御するための能力も排除する。波形は、非対称的な制御を使用して上下に動かすことができる。

１００パーセント（１００％）のデューティサイクルは、図２のＨ−ブリッジコンバータ２００内のＳ１ ２１０およびＳ４ ２１４スイッチの両方が常にオンのままであり、他の２つのスイッチ、すなわち、Ｓ２ ２１２およびＳ３ ２１６が交互にオンオフに切換えられることを意味する。この実施例は、この発明の別の実施例として図１２に示される。図１２は、この発明の一実施例による、スイッチＳ１ １２１２がオンであり、スイッチＳ２ １２１６がオフである、２スイッチＨ−ブリッジコンバータ１２００を示す。Ｈ−ブリッジコンバータ１２００は、電源１２０２、インダクタＬ１ １２０４、インダクタＬ２ １２０６、負荷Ｒ１ １２０８、スイッチＳ１ １２１２、およびスイッチＳ２ １２１６を含む。

図１２を参照すると、対称的な波形を実現するために、各スイッチのデューティサイクルは５０パーセント（５０％）で、スイッチ間に１８０度のオフセットを備えるべきである。特別な用途、たとえばリンギング生成器は、非対称的な波形を必要とし得る。この対称性は、さらにデューティサイクルを変動させることによって実現することができる。図１２に示されるＨ−ブリッジ１２００の機能を以下に説明する。スイッチＳ１ １２１２がオンのとき、２つの回路は独立して電流を通す。第１の回路１２０５は、電源Ｕ１ １２０２、インダクタＬ１ １２０４、およびスイッチＳ１ １２１２を含む。この半サイクル中、エネルギはインダクタＬ１ １２０４に蓄えられる。同時に、第２の回路１２０３が作られ、これは、電源Ｕ１ １２０２、インダクタＬ２ １２０６、負荷Ｒ１ １２０８、およびスイッチＳ１ １２１２を含む電流経路を提供する。第２の回路１２０３では、電源Ｕ１ １２０２からのエネルギに、以前の半サイクル中にインダクタＬ２ １２０６に蓄えられたエネルギを加えたものが負荷Ｒ１ １２０８に運ばれる。

図１３を参照すると、Ｈ−ブリッジコンバータ１３００は、電源１３０２、変圧器Ｌ１
１３０４、変圧器Ｌ２ １３０６、負荷Ｒ１ １３０８、スイッチＳ１ １３１２、およびスイッチＳ２ １３１６を含む。スイッチＳ１ １３１２がオフで、かつスイッチＳ２ １３１６がオンのとき、第１の回路１３０７および第２の回路１３０９が作られる。インダクタＬ２ １３０６はエネルギを蓄え、電源Ｕ１ １３０２およびインダクタＬ１
１３０４は、以前の半サイクル中に蓄えられたエネルギを使用して、電流を負荷Ｒ１ １３０８に供給する。負荷Ｒ１ １３０８にわたる極性は、図１３および１４に示されるように、この半期間中に反対になる。図１３および１４に示されるサイクルは繰返し続ける。

この発明の上述の説明から、この発明の範囲を離れることなく、この発明の概念を実現するために、さまざまな技術を使用可能であることが明らかである。さらに、この発明はある実施例を具体的に参照して説明されているが、当業者はこの発明の精神および範囲を離れることなく、形および詳細において変更が可能であることを認めるであろう。説明される実施例はすべての点で例示的であり、かつ非制限的であるものと見なされる。この発明は、ここに記載される特定の実施例に制限されず、この発明の範囲から離れることなく、多くの再配置、変形および置換が可能であることも理解されたい。

ＳＭＰＳのための従来のハーフブリッジコンバータトポロジの図である。 この発明の一実施例による、ＳＭＰＳのためのコンバータトポロジの図である。 図２のコンバータのための例としてのタイミング図である。 図３のｔ１およびｔ２中に図２のコンバータに形成される２つの回路の図である。 図３のｔ３およびｔ４中に図２のコンバータに形成される２つの回路の図である。 図３のタイミング図に基づく図２のコンバータに対する時間から振幅への変換の図である。 この発明の一実施例による、未使用の誘導エネルギを電源に移送するためのコンバータの図である。 この発明の一実施例による、未使用の誘導エネルギを負荷に移送するためのコンバータの図である。 ＰＷＭ、不連続、および連続の、３つの動作モードを含む、図８のコンバータに対するデューティサイクルへの出力電圧の依存の図である。 図８のコンバータに対するさまざまなデューティサイクルでの出力波形の図である。 図８のコンバータに対する入力電流およびインダクタ電流の図である。 第１の期間中にコンバータに形成される２つの回路を示す、この発明の一実施例による、ＳＭＰＳのためのコンバータトポロジの図である。 第２の期間中にコンバータに形成される２つの回路を示す図１２のコンバータトポロジの図である。

Claims (25)

1. スイッチモード電源であって、
   第１の端部および第２の端部を有する第１の誘導素子と、
   第１の端部および第２の端部を有する第１のスイッチング素子とを含み、前記第１のスイッチング素子の前記第１の端部は前記第１の誘導素子の前記第２の端部に接続され、前記スイッチモード電源はさらに、
   第１の端部および第２の端部を有する第２のスイッチング素子を含み、前記第２のスイッチング素子の前記第１の端部は前記第１のスイッチング素子の前記第２の端部に接続され、前記スイッチモード電源はさらに、
   第１の端部および第２の端部を有する第２の誘導素子と、
   第１の端部および第２の端部を有する第３のスイッチング素子とを含み、前記第３のスイッチング素子の前記第１の端部は前記第２の誘導素子の前記第２の端部に接続され、前記スイッチモード電源はさらに、
   第１の端部および第２の端部を有する第４のスイッチング素子を含み、前記第４のスイッチング素子の前記第１の端部は前記第３のスイッチング素子の前記第２の端部に接続され、
   第１の電力源端子が前記第１の誘導素子の前記第１の端部および前記第２の誘導素子の前記第１の端部に接続され、第２の電力源端子が前記第２のスイッチング素子の前記第２の端部および前記第３のスイッチング素子の前記第２の端部に接続され、負荷が前記第１のスイッチング素子の前記第２の端部および前記第４のスイッチング素子の前記第２の端部に接続される、スイッチモード電源。
2. コントローラ回路をさらに含み、前記制御回路は、前記第１のスイッチング素子、前記第２のスイッチング素子、前記第３のスイッチング素子、および前記第４のスイッチング素子の各々にスイッチング信号を提供する、請求項１に記載のスイッチモード電源。
3. 前記スイッチモード電源は、第１の期間、第２の期間、第３の期間、および第４の期間を含む、４つの連続する期間で動作する、請求項１に記載のスイッチモード電源。
4. 前記第１の期間中、前記第１のスイッチング素子は開かれ、前記第２のスイッチング素子は閉じられ、前記第３のスイッチング素子は開かれ、前記第４のスイッチング素子は閉じられる、請求項３に記載のスイッチモード電源。
5. 前記第２の期間中、前記第１のスイッチング素子は閉じられ、前記第２のスイッチング素子は閉じられ、前記第３のスイッチング素子は開かれ、前記第４のスイッチング素子は閉じられる、請求項３に記載のスイッチモード電源。
6. 前記第３の期間中、前記第１のスイッチング素子は閉じられ、前記第２のスイッチング素子は開かれ、前記第３のスイッチング素子は閉じられ、前記第４のスイッチング素子は開かれる、請求項３に記載のスイッチモード電源。
7. 前記第４の期間中、前記第１のスイッチング素子は閉じられ、前記第２のスイッチング素子は開かれ、前記第３のスイッチング素子は閉じられ、前記第４のスイッチング素子は閉じられる、請求項３に記載のスイッチモード電源。
8. 前記第１の誘導素子を備えた第１の変圧器−インダクタを形成する第３の誘導素子をさらに含み、前記第３の誘導素子は第１の端部および第２の端部を含み、前記第３の誘導素子の前記第２の端部は前記第２の電力源端子に接続され、前記スイッチモード電源はさらに、
   前記第２の誘導素子を備えた第２の変圧器−インダクタを形成する第４の誘導素子を含み、前記第４の誘導素子は第１の端部および第２の端部を有し、前記第４の誘導素子の前記第２の端部は前記第２の電力源端子に接続され、前記スイッチモード電源はさらに、
   カソードおよびアノードを有する第１のダイオードを含み、前記第１のダイオードの前記アノードは前記第３の誘導素子の前記第１の端部に接続され、前記第１のダイオードの前記カソードは前記第１の誘導素子の前記第１の端部に接続され、前記スイッチモード電源はさらに、
   カソードおよびアノードを有する第２のダイオードを含み、前記第２のダイオードの前記アノードは前記第４の誘導素子の前記第１の端部に接続され、前記第２のダイオードの前記カソードは前記第２の誘導素子の前記第１の端部に接続される、請求項１に記載のスイッチモード電源。
9. 前記スイッチモード電源は、前記第１の誘導素子および前記第２の誘導素子の各々の過剰エネルギを前記電力源に移送する、請求項８に記載のスイッチモード電源。
10. 前記第１の誘導素子および前記第２の誘導素子の各々の過剰エネルギを前記負荷に移送するための回路を含む、請求項１に記載のスイッチモード電源。
11. 前記第１の誘導素子および前記第２の誘導素子の各々の過剰エネルギを前記電力源に移送するための回路を含む、請求項１に記載のスイッチモード電源。
12. 前記第１のスイッチング素子、前記第２のスイッチング素子、前記第３のスイッチング素子、および前記第４スイッチング素子の各々はトランジスタを含む、請求項１に記載のスイッチモード電源。
13. 電源、第１の誘導素子、第２の誘導素子、負荷、第１のスイッチング素子、第２のスイッチング素子、第３のスイッチング素子および第４のスイッチング素子を使用して電力を供給する方法であって、
    第１の期間中に、前記第１のスイッチング素子を開き、前記第２のスイッチング素子を閉じ、前記第３のスイッチング素子を開き、かつ前記第４のスイッチング素子を閉じて、前記第２のスイッチング素子に接続される前記電源に接続される前記第４のスイッチング素子に接続される前記負荷に接続される前記第２のスイッチング素子を含む第１の回路を作るステップと、
    第２の期間中に、前記第１のスイッチング素子を閉じ、前記第２のスイッチング素子を閉じ、前記第３のスイッチング素子を開き、かつ前記第４のスイッチング素子を閉じて、前記第１の回路、および前記第２のスイッチング素子に接続される前記電源に接続される前記第１のスイッチング素子に接続される前記第２のスイッチング素子を含む第２の回路を作るステップと、
    第３の期間中に、前記第１のスイッチング素子を閉じ、前記第２のスイッチング素子を開き、前記第３のスイッチング素子を閉じ、かつ前記第４のスイッチング素子を開いて、前記第３のスイッチング素子に接続される前記電源に接続される前記第１のスイッチング素子に接続される前記負荷に接続される前記第３のスイッチング素子を含む第３の回路を作るステップと、
    第４の期間中に、前記第１のスイッチング素子を閉じ、前記第２のスイッチング素子を開き、前記第３のスイッチング素子を閉じ、かつ前記第４のスイッチング素子を閉じて、前記第３の回路、および前記第３のスイッチング素子に接続される前記電源に接続される前記第４のスイッチング素子に接続される前記第３のスイッチング素子を含む第４の回路を作るステップとを含む、方法。
14. 前記第２の期間中に前記第２の誘導素子にエネルギを蓄えるステップと、
    前記第３の期間中に前記第２第１の誘導素子から前記負荷に前記エネルギを移送するステップとをさらに含む、請求項１３に記載の方法。
15. 前記第４の期間中に前記第１第２の誘導素子にエネルギを蓄えるステップと、
    前記第１の期間中に前記第１の誘導素子の前記エネルギを前記負荷に移送するステップとをさらに含む、請求項１３に記載の方法。
16. 前記第１の誘導素子および前記第２の誘導素子の各々の過剰エネルギを前記電力源に移送するステップをさらに含む、請求項１３に記載の方法。
17. 前記第１の誘導素子および前記第２の誘導素子の各々の過剰エネルギを前記負荷に移送するステップをさらに含む、請求項１３に記載の方法。
18. スイッチモード電源であって、
    第１の端部および第２の端部を有する第１の誘導素子と、
    第１の端部および第２の端部を有する第１のスイッチング素子とを含み、前記第１のスイッチング素子の前記第１の端部は前記第１の誘導素子の前記第２の端部に接続され、前記スイッチモード電源はさらに、
    第１の端部および第２の端部を有する第２の誘導素子と、
    第１の端部および第２の端部を有する第２のスイッチング素子とを含み、前記第２のスイッチング素子の前記第１の端部は前記第２の誘導素子の前記第２の端部に接続され、
    第１の電力源端子が前記第１の誘導素子の前記第１の端部および前記第２の誘導素子の前記第１の端部に接続され、第２の電力源端子が前記第１のスイッチング素子の前記第２の端部および前記第２のスイッチング素子の前記第２の端部に接続され、負荷が前記第１のスイッチング素子の前記第１の端部および前記第２のスイッチング素子の前記第１の端部に接続される、スイッチモード電源。
19. コントローラ回路をさらに含み、前記制御回路は、前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子の各々にスイッチング信号を提供する、請求項１８に記載のスイッチモード電源。
20. 前記スイッチモード電源は、第１の期間および第２の期間を含む、２つの連続する期間で動作する、請求項１８に記載のスイッチモード電源。
21. 前記第１の期間中、前記第１のスイッチング素子は閉じられ、前記第２のスイッチング素子は開かれる、請求項２０に記載のスイッチモード電源。
22. 前記第１の期間中、第１の回路および第２の回路が作られ、前記第１の回路は、前記第１のスイッチング素子に接続される前記電源に接続される前記第２の誘導素子に接続される前記負荷に接続される前記第１のスイッチを含み、前記第２の回路は、前記第１のスイッチング素子に接続される前記電源に接続される前記第１の誘導素子に接続される前記第１のスイッチを含む、請求項２１に記載のスイッチモード電源。
23. 前記第２の期間中、前記第１のスイッチング素子は開かれ、前記第２のスイッチング素子は閉じられる、請求項２０に記載のスイッチモード電源。
24. 前記第２の期間中、第１の回路および第２の回路が作られ、前記第１の回路は、前記第２のスイッチング素子に接続される前記電源に接続される前記第１の誘導素子に接続される前記負荷に接続される前記第２のスイッチを含み、前記第２の回路は、前記第２のスイッチング素子に接続される前記電源に接続される前記第２の誘導素子に接続される前記第
    ２のスイッチを含む、請求項２３に記載のスイッチモード電源。
25. 前記第１のスイッチング素子、前記第２のスイッチング素子、前記第３のスイッチング素子、および第４のスイッチング素子の各々はトランジスタを含む、請求項１８に記載のスイッチモード電源。

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