CN212486393U - 电子转换器 - Google Patents

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Abstract

本公开的实施例涉及电子转换器。该电子转换器包括：第一节点，可切换地在第一开关状态中耦合到正输入端子、或在第二开关状态中耦合到第一正输出端子；负输入端子，连接到负输出端子；谐振电路，串联连接在第一节点与变压器的初级绕组的第一端子之间；第二节点，连接到初级绕组的第二端子，并且可切换地在第一开关状态中耦合到第一正输出端子或在第二开关状态中耦合到负输入端子；变压器的次级绕组的第一端子，可切换地在第一开关状态中耦合到第一正输出端子或在第二开关状态中耦合到负输入端子；以及次级绕组的第二端子，可切换地在第一开关状态中耦合到负输入端子或在第二开关状态中耦合到第一正输出端子。根据本公开的实施例的电子转换器更高效。

Description

电子转换器
技术领域
本公开的实施例涉及电子转换器。
背景技术
电源电路(例如，AC/DC或DC/DC开关电源)在本领域中是众所周知的。存在许多类型的电子转换器，其主要划分为隔离式转换器和非隔离式转换器。例如，非隔离式电子转换器是“降压”、“升压”、“降压-升压”、
Figure BDA0002482905120000011
“SEPIC”和“ZETA”类型的转换器。相反，隔离式转换器例如是“反激”、“正激”、“半桥”和“全桥”类型的转换器。这样类型的转换器对于本领域技术人员是众所周知的。
图1是DC/DC电子转换器20的示意图。具体地，通用电子转换器20包括用于接收DC电压Vin的两个输入端子200a和200b、以及用于提供DC电压VOUT的两个输出端子12a和12b。例如，输入电压Vin可以由诸如电池的DC电流发生器10来供应，或者可以借助诸如二极管电桥的整流器电路、以及可能的滤波电路而从AC电压获得。相反，输出电压Vout可以用于供应负载30。
通常，如众所周知的，电子开关转换器20包括一个或多个电抗元件(例如，电容和/或电感)以及一个或多个电子开关，一个或多个电子开关对从输入200a/200b到一个或多个电抗元件的能量传递、和/或从一个或多个电抗元件到输出202a/202b的能量传递进行管理。
功率分布正在从诸如功率密度、效率和解决方案成本的各种视角而不断发展。
例如，期望找到这样的转换器解决方案，其对于要求输入电压Vin以因子NCONV进行缩放(即，VOUT＝Vin/NCONV)的应用是更高效的、同时紧凑且易于使用的。例如，这样的步降型(step-down)电压转换器在功率管理领域中(例如，在诸如服务器的计算机的上下文中)广泛使用。
例如，为了满足功率密度越来越严格的要求，有必要减少磁性分量(电感，例如电感器或变压器)的大小，并且为此，有必要增加系统的操作频率。然而，如众所周知的，随着操作频率增加，开关损失也以线性方式增加。因此，随着系统的开关频率增加，有必要通过例如增加诸如FET(场效应晶体管)(例如，MOSFET(金属氧化物半导体场效应晶体管))的开关的速度，来将开关损失最小化。为了满足这些对高效率越来越严格的要求，已开发了例如在开关速度和品质因数方面(处于闭合状态的MOSFET的电阻Rdson乘以直到MOSFET闭合所需的电荷Qg)具有提高的性能的开关元件。
因此，针对具有较高的开关速度的开关/MOSFET的需求使得可以增加开关频率以便减少磁性分量(电感)，并且从而增加转换系统的功率密度。然而，使用更快的晶体管需要开发成本更高的技术，其具有对转换器的最终解决方案的成本的重大影响。
将开关损失最小化的另一方式是使得开关/MOSFET在ZVS(零电压开关)或ZCS(零电流开关)条件下运行，或者使得开关利用较低电压来运行(例如，使得MOSFET利用较低的漏源电压VDS来运行)。例如，已开发了用于使得FET利用输入电压Vin的分数来工作的解决方案。在该上下文中，文件US 9,916,517例如可以被引用。
实用新型内容
传统的电子变换器的效率有待提高。
为了克服上述问题，本公开提供了旨在解决上述问题的至少一部分的技术方案。
在一个方面中，提供了一种电子转换器，包括：第一节点，可切换地在第一开关状态中被耦合到正输入端子、或在第二开关状态中被耦合到第一正输出端子；负输入端子，被连接到负输出端子；谐振电路，被串联连接在第一节点与变压器的初级绕组的第一端子之间；第二节点，被连接到初级绕组的第二端子，并且可切换地在第一开关状态中被耦合到第一正输出端子，或者在第二开关状态中被耦合到负输入端子；变压器的次级绕组的第一端子，可切换地在第一开关状态中被耦合到第一正输出端子，或者在第二开关状态中被耦合到负输入端子；以及次级绕组的第二端子，可切换地在第一开关状态中被耦合到负输入端子，或者在第二开关状态中被耦合到第一正输出端子。
在一些实施例中，谐振电路包括串联连接的电容器和电感器。
在一些实施例中，该电子转换器还包括控制电路，控制电路被配置以用于将电子转换器在第一开关状态与第二开关状态之间进行切换。
在一些实施例中，控制电路被连接到相应的电子开关来执行切换。
在一些实施例中，控制电路被配置以用于生成相应的驱动信号来控制相应的电子开关。
在一些实施例中，相应的电子开关中的每一个电子开关包括二极管。
在一些实施例中，控制电路还被配置以用于在开关周期中，重复在第一开关状态和第二开关状态之间的切换。
在一些实施例中，第一开关状态和第二开关状态在开关周期中具有相同的持续时间。
在一些实施例中，谐振电路具有谐振周期，并且其中持续时间在谐振周期的半周期的0.7倍至1.3倍之间。
在一些实施例中，谐振电路具有谐振周期，并且其中持续时间在谐振周期的半周期的0.9倍至1.1倍之间。
在一些实施例中，谐振电路具有谐振周期，并且其中持续时间等于谐振周期的半周期。
在一些实施例中，该电子转换器还包括：第一电子开关，被设置在第一节点与正输入端子之间；第二电子开关，被设置在第一节点与第一正输出端子之间；第三电子开关，被设置在第二节点与正输入端子之间；以及第四电子开关，被设置在第二节点与负输入端子之间。
在一些实施例中，该电子转换器还包括：第五电子开关，被设置在次级绕组的第二端子与第一正输出端子之间；第六电子开关，被设置在次级绕组的第二端子与负输入端子之间；第七电子开关，被设置在次级绕组的第一端子与第一正输出端子之间；以及第八电子开关，被设置在次级绕组的第一端子与负输入端子之间。
在一些实施例中，相应的电子开关中的每一个电子开关包括二极管。
在一些实施例中，该电子转换器还包括控制电路，控制电路被连接到电子开关，并且被配置为将电子转换器在第一开关状态和第二开关状态之间进行切换。
在一些实施例中，第一电子开关、第三电子开关、第六电子开关和第七电子开关在第一开关状态中闭合，并且第二电子开关、第四电子开关、第五电子开关和第八电子开关在第一开关状态中断开。
在一些实施例中，第一电子开关、第三电子开关、第六电子开关和第七电子开关在第二开关状态中断开，并且第二电子开关、第四电子开关、第五电子开关和第八电子开关在第二开关状态中闭合。
在一些实施例中，次级绕组是中间抽头式次级绕组，中间抽头式次级绕组包括第一次级绕组和第二次级绕组，并且其中该电子变换器包括：第二正输出端子；以及中间节点，中间节点在第一次级绕组与第二次级绕组之间、被连接到第二正输出端子。
在一些实施例中，第二电子开关在第一开关状态中可切换地耦合到第一正输出端子或第二正输出端子。
在一些实施例中，该电子转换器还包括：第九电子开关，被耦合到第二电子开关，并且第九电子开关被配置为在第一开关状态中在第一正输出端子或第二正输出端子之间进行切换。
在一些实施例中，初级绕组的第二端子在第一开关状态中可切换地被耦合到第二节点或参考电压。
在一些实施例中，该电子转换器，还包括：第十电子开关，被耦合到初级绕组的第二端子，并且第十电子开关被配置为在第一开关状态中在第二节点或参考电压之间进行切换。
根据本公开的实施例的电子转换器更高效。
附图说明
现在将参考附图来描述本公开的实施例，这些附图纯粹以非限制性示例的方式提供，并且在附图中：
图1示出了电子转换器；
图2示出了根据本说明书的电子转换器的第一实施例；
图3A和图3B示出了图2的电子转换器的两个开关状态；
图4示出了图2的电子转换器的各种波形；
图5示出了图2的电子转换器的实施例的一个示例；
图6示出了根据本说明书的电子转换器的第二实施例；
图7示出了图6的电子转换器的实施例的一个示例；以及
图8示出了根据本说明书的电子转换器的第三实施例。
具体实施方式
考虑到前述内容，本说明书的各种实施例的一个目的是提供更高效的电子转换器。
根据一个或多个实施例，上述目的借助具有所附权利要求中具体阐述的区别要素的电子转换器来实现。
权利要求形成本文提供的描述的技术教导的组成部分。
如先前所提及的，各种实施例涉及电子转换器。在各种实施例中，电子转换器包括用于接收输入电压的正输入端子和负输入端子，以及用于供应输出电压的正输出端子和负输出端子，其中负输出端子连接到负输入端子。
在各种实施例中，第一电子开关和第二电子开关连接在正输入端子与正输出端子之间，其中第一电子开关与第二电子开关之间的中间节点表示第一开关节点。
在各种实施例中，第三电子开关和第四电子开关连接在正输出端子和负输入端子之间，其中第三电子开关与第四电子开关之间的中间节点表示第二开关节点。
在各种实施例中，该电子转换器包括变压器，变压器包括初级绕组和次级绕组。初级绕组的第一端子连接到第二开关节点，并且电容器和电感(其利用电感器和/或变压器的分布电感来实现)串联连接在初级绕组的第二端子与第一开关节点之间。
在各种实施例中，第五电子开关和第六电子开关连接在正输出端子与负输出端子之间，其中次级绕组的第一端子连接到第五电子开关与第六电子开关之间的中间节点。
在各种实施例中，次级绕组的第二端子连接到初级绕组的第一端子。
备选地，该电子转换器可以包括第七电子开关和第八电子开关，其连接在正输出端子与负输出端子之间，其中次级绕组的第二端子连接到第七电子开关与第八电子开关之间的中间节点。
在各种实施例中，该电子转换器包括控制电路，控制电路被配置以用于以这样的方式生成针对第一电子开关、第二电子开关、第三电子开关和第四电子开关的相应的驱动信号，在该方式中，在开关循环期间重复以下开关步骤：
-在第一开关步骤期间，闭合第一电子开关和第三电子开关、并且断开第二电子开关和第四电子开关；以及
-在第二开关步骤期间，断开第一电子开关和第三电子开关、并且闭合第二电子开关和第四电子开关。
例如，第一电子开关、第二电子开关、第三电子开关和第四电子开关可以利用FET(例如，MOSFET)来实现。
第五电子开关和第六电子开关以及可能的第七电子开关和第八电子开关可以利用诸如FET(例如，MOSFET)的具有控制端子的电子开关来实现，或者可以包括二极管或利用二极管来获得。
特别地，使用具有控制端子的电子开关，控制电路还可以以如下方式来生成针对第五电子开关和第六电子开关的相应的驱动信号：
-在第一开关步骤期间，断开第五电子开关、并且闭合第六电子开关；以及
-在第二开关步骤期间，闭合第五电子开关、并且断开第六电子开关。
相反，当第五电子开关和第六电子开关包括相应的二极管时，这些二极管可以以以下方式来配置：
-在第一开关步骤期间，第五电子开关的二极管断开且第六电子开关的二极管闭合；以及
-在第二开关步骤期间，第五电子开关的二极管闭合且第六电子开关的二极管断开。
同样，当该电子转换器包括以具有控制端子的电子开关形式的第七电子开关和第八电子开关时，控制电路还可以以如下方式来生成针对第七电子开关和第八电子开关的相应的驱动信号：
-在第一开关步骤期间，闭合第七电子开关、并且断开第八电子开关；以及
-在第二开关步骤期间，断开第七电子开关、并且闭合第八电子开关。
相反，当第七电子开关和第八电子开关包括相应的二极管时，这些二极管可以以如下方式来配置：
-在第一开关步骤期间，第七电子开关的二极管闭合、并且第八电子开关的二极管断开；以及
-在第二开关步骤期间，第七电子开关的二极管断开、并且第八电子开关的二极管闭合。
在各种实施例中，第一开关步骤和第二开关步骤具有相同的持续时间。
在各种实施例中，电容器和电感限定具有谐振周期的谐振电路。在这种情况中，第一开关步骤的持续时间可以在谐振半周期的0.7至1.3倍之间，优选在谐振半周期的0.9至1.1倍之间，优选是一个谐振半周期。
在各种实施例中，该电子转换器包括用于供应另外的输出电压的另外的正输出端子。在这种情况中，变压器可以具有中间抽头式次级绕组，中间抽头式次级绕组包括第一次级绕组和第二次级绕组，其中第一次级绕组与第二次级绕组之间的中间节点连接到另外的正输出端子。
在各种实施例中，该电子转换器还包括第一开关，第一开关连接在第二电子开关与正输出端子之间，其中第一开关被配置以用于将第二电子开关连接到：
-正输出端子；或者
-负输入端子；或者
-可选地，另外的正输出端子。
在各种实施例中，该电子转换器包括第二开关，第二开关连接在初级绕组的第一端子与第二开关节点之间，其中第二开关被配置以用于将初级绕组的第一端子连接到：
-第二开关节点；或者
-参考电压。
在随后的描述中，对各种具体细节进行说明，以旨在提供对实施例的深入理解。实施例可以在没有一个或多个特定细节的情况下，或者利用其他方法、组件、材料等来获得。在其他情况下，没有详细图示或描述已知的结构、材料或操作，使得实施例的各个方面不会被模糊。
在本说明书的框架中对“实施例”或“一个实施例”的引用旨在指示相对于该实施例描述的特定配置、结构或特性被包括在至少一个实施例中。因此，在本说明书的各处可能出现的诸如“在实施例中”或“在一个实施例中”的短语不一定指代同一实施例。此外，特定的构型、结构或特性可以在一个或多个实施例中以任何适当的方式来进行组合。
在本文中使用的附图标记仅出于方便的目的而提供，因此不限定保护范围或实施例的范围。
在随后的图2至图8中，已参考图1描述过的部件、元件或组件由该图中先前使用过的相同附图标记来表示；为了不给本具体实施方式加重负担，将不再重复先前呈现的对这些元素的描述。
图2示出了根据本公开的电子转换器20a的第一实施例。同样在这种情况中，电子转换器20a包括：
-被配置为接收DC输入电压Vin的两个输入端子200a和200b；以及
-被配置为供应DC输出电压Vout的两个输出端子202a和202b。
在所考虑的实施例中，负输出端子202b连接(例如，直接连接)到负输入端子200b，负输入端子200b表示参考电压(例如，接地GND)。
在所考虑的实施例中，四个电子开关Q1、Q2、Q3和Q4串联连接(例如，直接串联连接)在输入端子200a与200b之间。例如，在各种实施例中，开关Q1、Q2、Q3和Q4是FET，优选地是n沟道FET，例如MOSFET。因此，在所考虑的实施例中，开关Q1的第一端子连接(例如，直接连接)到端子200a，并且开关Q1的第二端子连接(例如，直接连接)到开关Q2的第一端子，开关Q2的第一端子因此表示第一开关节点PH1。开关Q2的第二端子连接(例如，直接连接)到开关Q3的第一端子，开关Q3的第一端子因此表示第二开关节点SN。开关Q3的第二端子连接(例如，直接连接)到开关Q4的第一端子，开关Q4的第一端子因此表示第三开关节点PH2。最后，开关Q4的第二端子连接(例如，直接连接)到端子200b。
在所考虑的实施例中，节点SN连接(例如，直接连接)到输出端子202a。
在所考虑的实施例中，电子转换器20a还包括：
-电容器CRES；
-电感器LRES；以及
-变压器T，其包括具有给定匝数比N:1的初级绕组T1和次级绕组T2。
特别地，在所考虑的实施例中，电容器CRES、电感器LRES和变压器T的初级绕组T1串联连接(例如，直接连接)在节点PH1(开关Q1与Q2之间的中间节点)与PH2(开关Q3和Q4之间的中间节点)之间。例如，在所考虑的实施例中，电容器CRES的第一端子连接(例如，直接连接)到节点PH1，电容器CRES的第二端子连接(例如，直接连接)到电感器LRES的第一端子，并且电感器LRES的第二端子通过初级绕组T1连接(例如，直接连接)到节点PH2。通常，在所考虑的实施例中，电容器CRES和电感器LRES的位置也可以反转。
例如，电容器CRES的电容可以在1μF与300μF之间，和/或电感器LRES的电感可以在10nH与1μH之间。
在所考虑的实施例中，次级绕组T2通过整流器电路R连接到输出端子202a和200b。
特别地，在所考虑的实施例中，整流器电路包括四个电子开关Q5、Q6、Q7和Q8，其中：
-开关Q5和Q6连接(例如，直接连接)在端子202a与202b之间，其中变压器T的次级绕组T2的第一端子连接到开关Q5与Q6之间的中间点；并且
-开关Q7和Q8连接(例如，直接连接)在端子202a与202b之间，其中变压器T的次级绕组T2的第二端子连接到开关Q7与Q8之间的中间点。
因此，电子开关Q5、Q6、Q7和Q8被配置以用于使得次级绕组T2到输出端子202a和202b的连接反转。
例如，在各种实施例中，开关Q1、Q2、Q3和Q4是FET，优选地是n沟道FET，例如MOSFET。在各种实施例中，电子开关Q5、Q6、Q7和Q8还可以包括二极管或由二极管组成，该二极管是以实现二极管桥式整流器R的方式。
在各种实施例中，另外的电容器还可以连接在端子202a与202b之间，以便对输出电压Vout进行滤波。
在所考虑的实施例中，电子转换器20a还包括诸如模拟电路和/或数字电路的控制电路210(例如，经由软件代码进行编程的微处理器)，控制电路210被配置以用于生成针对开关Q1,…,Q4的相应的驱动信号DRV1,…,DRV4，以及可能地针对开关Q5,…,Q8的相应的驱动信号DRV5,…,DRV8。
例如，如将在下文中更详细描述的，控制电路210被配置以用于按这样的方式来生成针对开关Q1,…,Q4的相应的驱动信号DRV1,…,DRV4，以及可能地针对开关Q5,…,Q8的相应的驱动信号DRV5,…,DRV8，在该方式中，以下两个操作间隔被周期性地重复：
-在第一间隔A期间，开关Q1、Q3、Q6和Q7闭合并且开关Q2、Q4、Q5和Q8断开(见图3A)；以及
-在第二间隔B期间，开关Q2、Q4、Q5和Q8闭合并且开关Q1、Q3、Q6和Q7断开(见图3B)。
因此，如图4所图示，在具有持续时间TA的第一间隔A期间，节点PH1连接到端子200a/电压Vin，并且在具有持续时间TB的第二间隔B期间，节点PH1连接到到端子202a/电压Vout。相反，在具有持续时间TA的第一间隔A期间，节点PH2连接至端子202a/电压Vout，并且在具有持续时间TB的第二间隔B期间，节点PH2连接至端子202b/参考电压(接地)。
特别地，如图3A所图示，并且还考虑输出电压Vout低于输入电压Vin(Vout<Vin)的事实，在步骤A期间，穿过初级绕组T1的电流IPRI从端子200a(电压Vin)流经开关Q1、网络LRES/CRES、变压器T的初级绕组T1、开关Q3，最后去往输出端子202a。相反，穿过变压器T的次级绕组T2的电流ISEC(根据定义，其等于初级绕组的电流除以N)从端子202b(接地)流经开关Q6、次级绕组T2、开关Q7，去往端子202a。
特别地，通过适当地确定组件的大小，(正)电流IPRI将包括具有谐振周期TRES的振荡：
Figure BDA0002482905120000121
在各种实施例中，持续时间TA被选取为使得其基本上对应于前述振荡的半周期，例如，0.7(TRES/2)<TA<1.3(TRES/2)，优选地0.9(TRES/2)<TA<1.1(TRES/2)。
在该步骤A期间，电容CRES因此平均被充电到电压VCRES,A：
VCRES,A＝Vin–(N+1)·Vout (2)
相反，如图3B所图示，在步骤B期间，穿过初级绕组T1的电流IPRI从端子200b(参考电压，例如接地)流经开关Q4、变压器T的初级绕组T1、网络LRES/CRES、开关Q2，最后去往输出端子202a。相反，穿过变压器T的次级绕组T2的电流ISEC(根据定义，其等于初级绕组的电流除以N)从端子202b(接地)流经开关Q8、次级绕组T2、开关Q5，去往端子202a。
在该步骤B期间，电容CRES因此平均被充电到电压VCRES,B：
VCRES,B＝(N+1)·Vout (3)
因此，同样在这种情况中，(负)电流IPRI将包括具有谐振周期TRES的振荡。在各种实施例中，持续时间TB被选取为使得其基本上对应于前述振荡的半周期，例如，0.7(TRES/2)<TB<1.3(TRES/2)，优选地0.9(TRES/2)<TB<1.1(TRES/2)。
在各种实施例中，持续时间TA对应于持续时间TB，即，TA＝TB。因此，在各种实施例中，控制电路210可以生成两个驱动信号：
-用于驱动开关Q1、Q3(以及可能地，Q6和Q7)的第一驱动信号，其中该信号具有恒定频率f，恒定频率f根据周期TRES和50％的工作周期来确定；以及
-用于驱动开关Q2、Q4(以及可能地，Q5和Q8)的第二驱动信号，第二驱动信号对应于经反相的第一驱动信号。
因此，在最简单的情况中，第一驱动信号可以对应于由振荡器(例如，压控振荡器(VCO))供应的时钟信号，并且第二驱动信号可以通过将第一驱动信号供应给模拟反相器来获得。
在各种实施例中，电子转换器因此是不可调节的，并且利用恒定的开关周期TSW＝TA+TB工作。
特别地，当持续时间TA和TB对应于TRES/2时，开关Q1,...,Q4利用零电流开关(ZCS)进行开关。
通常，开关周期TSW还可以包括间隔TA与TB之间的第一(短暂)间隔TD1，以及间隔TB与TA之间的第二(短暂)间隔TD2；即，TSW＝TA+TB+TD1+TD2。这些间隔(其类似于间隔TA和TB可以是恒定的)对于实现开关Q1,...,Q4的ZVS开关条件可以是有用的。特别地，在这种情况下，持续时间TA应以电流IPRI在间隔A的末端处为正的方式来选取；持续时间TB应以电流IPRI在间隔B的末端处为负的方式来选取。例如，在各种实施例中，持续时间TA和TB略短于谐振半周期；例如，TA(以及同样地，TB)可以在TRES/2的0.7到0.99倍之间。
通常，变压器T可以被建模为理想变压器、分布电感(dispersion inductance，其通常与初级绕组T1串联连接)和磁化电感(通常与初级绕组T1并联连接)。因此，在各种实施例中，电感器LRES也可以利用变压器T的分布电感来实现，或者电感LRES可以对应于(与初级绕组T1串联连接)电感器的电感和变压器T的分布电感之和。
通过步骤A和步骤B中电容器CRES的电荷平衡定律，因此可以将电子转换器的转换比NCONV写为如下：
NCONV＝Vin/Vout＝2N+2 (4)
即，转换比NCONV主要由变压器T的匝数比N:1来确定。具体地，如从等式(4)可以注意到的，转换比NCONV呈现等于2的附加系数；这意味着变压器T可以利用减小了1的变压比来确定大小。
例如，对于LLC电子转换器，转换比NCONV对应于2N。因此，假设在次级上的匝数等于4，则这样的LLC转换器将需要在初级上的匝数8，以实现4:1的转换比NCONV。相反，利用所提出的解决方案，相同的转换比NCONV可以利用在初级上的减少到4的匝数来获得。
如前所述，开关Q1,...,Q8中的一个或多个开关可以是FET(例如，MOSFET)。
例如，图5示出了其中开关Q1,...,Q4是n沟道FET(例如，MOSFET)的一个实施例。在这种情况下，晶体管Q1的漏极端子连接到端子200a，晶体管Q1的源极端子连接到晶体管Q2的漏极端子，晶体管Q2的源极端子连接到晶体管Q3的漏极端子，晶体管Q3的源极端子连接到晶体管Q4的漏极端子，并且晶体管Q4的源极端子连接到端子200b。
在所考虑的实施例中，整流器电路R也利用四个n沟道FET来实现。在这种情况下，晶体管Q7的漏极端子连接到端子202a，晶体管Q7的源极端子连接到晶体管Q8的漏极端子，并且晶体管Q8的源极端子连接到端子202b。同样，晶体管Q5的漏极端子连接到端子202a，晶体管Q5的源极端子连接到晶体管Q6的漏极端子，并且晶体管Q6的源极端子连接到端子202b。
图5还示出了如下事实：开关Q5,...,Q7可以包括二极管或由二极管组成。例如，图5还示出了晶体管Q1,...,Q8的体二极管，并且晶体管Q5,...,Q8的这些体二极管(其中，这些体二极管的阴极连接到漏极端子，并且这些体二极管的阳极连接到源极端子)实现了二极管桥式整流器。在任何情况下，使用针对这些开关的晶体管，由这些开关引起的电损失能够减少。
图6示出了电子转换器20a的第二实施例。特别地，如先前所描述的，开关Q3/Q4以及开关Q7/Q8均连接在端子202a与202b之间，并且以同步方式被驱动。因此可以将这两个半桥的开关节点结合，并且仅使用一个半桥。
因此，在所考虑的实施例中，与图2所示出的相比，开关Q7/Q8已被移除。因此，次级绕组T2的端子保持连接到开关Q5和Q6之间的中间点。相反，现在，次级绕组T2的第二端子不再连接到开关Q7/Q8，而是连接到开关Q3(其现在由附图标记Q3_Q7表示)和Q4(其现在由附图标记Q4_Q8表示)之间的中间点，即，节点PH2。
该结构的优点在于，变压器T的构造可以从简化中受益。实际上，仅需要三个端子，并且在实践中，所产生的变压器T的结构是自耦变压器(auto-transformer)的结构。然而，在开关对Q3_Q7和Q4_Q8中循环的电流现在等于IPRI+ISEC，即(N+1)·IPRI，这在开关的大小确定期间应予以考虑。
图7示出了其中开关Q1、Q2、Q3_Q7和Q4_Q8以及可能的开关Q5和Q6是n沟道FET(例如，MOSFET)的对应实施例。
发明人已注意到，所提出的结构还可以被推广为使用相同的一个变压器T来获得不同的增益。实际上，这使得可以避免针对每个类型的转换器的变压器T的大小确定以及自定义。针对不同转换比NCONV使用相同的变压器T，可以通过仅修改所呈现的拓扑的一些连接而具有不同的转换比。
特别地，与图6相比，已经做出以下修改，这些修改也可以单独使用：
-变压器T是中间抽头式变压器，该变压器T因此包括串联连接的第一次级绕组T2a和第二次级绕组T2b；
-添加了第一开关S1，这使得可以将节点SN上的电压设置为第一参考电压，并且因此设置为施加到节点PH1的电压(基于开关Q1和Q2的开关，Vin或者在节点SN上的电压)；以及
-添加了第二开关S2，这使得可以将节点PH2连接到开关Q3/Q3_Q7与Q4/Q4_Q8之间的中间点，或者连接到第二参考电压CM。
通常，开关S1和/或S2可以利用以下项来实现：
-一个或多个电子开关，和/或
-机械连接，例如，通过在印刷电路上提供金属槽，并在两个金属槽之间固定(例如，焊接)诸如0Ω电阻器的跳线。
基本上，中间抽头式变压器使得可以在次级绕组T2的中间节点(在绕组T2a和T2b之间)上获得输出电压Vout2，输出电压Vout2对应于输出电压Vout的一半，即，Vout2＝Vout/2。
特别地，再次，开关Q5和Q6连接在端子202a与202b之间，其中端子202b连接到表示参考电压(例如，接地GND)的端子200b。而且，再次，开关Q3_Q7和Q4_Q8连接在端子202a与202b之间。附加地，次级绕组T2(其包括绕组T2a和T2b)连接在开关Q5/Q6之间的中间点、与开关Q3_Q7/Q4_Q8之间的中间点之间。
在所考虑的实施例中，电子转换器包括另外的输出端子202c，另外的输出端子202c连接(例如，直接连接)至绕组T2a与T2b之间的中间节点。因此，端子202c与202b之间的电压Vout2对应于端子202a与202b之间的电压Vout的一半。
在所考虑的实施例中，再次，开关Q1和Q2串联连接在端子200a与节点SN之间。此外，电容器CRES和电感器LRES串联连接到初级绕组T1，初级绕组T1在节点PH1(开关Q1与Q2之间的中间节点)与节点PH2之间。
如先前所解释的，开关S1使得可以将节点SN上的电压设置为参考电压。例如，在所考虑的实施例中，开关S1被配置以用于将节点SN连接到：
-端子202a(其对应于图6所图示的实施例)；或者
-端子200b(接地)；或者
-可选地，端子202c。
相反，开关S2被配置以用于将初级绕组T1/节点PH2的端子连接到：
-开关Q3_Q7与Q4_Q8(其对应于图6中所示的实施例)之间的中间点(现在由附图标记SEC指定)，或者
-第二参考电压CM。
通常，参考电压CM对应于非开关共同模式电压(例如，GND、Vout或Vout2)。因此，在所考虑的各种实施例中，开关S1被配置以用于启用节点PH2到节点200a、200b或200c的连接。
因此，当节点SN(例如，经由开关S1)连接至端子202a、并且节点PH2(例如，经由开关S2)连接至开关Q3_Q7与Q4_Q8之间的中间点SEC时，转换器20a呈现图6所图示的配置。相反，当节点SN(例如，经由开关S1)连接到端子200b、并且节点PH2(例如，经由开关S2)连接到电压CM(例如，连接到端子200b)时，转换器20a呈现传统LLC转换器的配置，其中次级绕组T2甚至可以与初级绕组T1隔离。
然而，具有不同转换比NCONV的其他配置也可以被实现。特别地，可以根据开关S1和S2的连接来定义两个转换比表Vin/Vout和Vin/Vout2：
Figure BDA0002482905120000171
因此，图8的转换器可以使用变压器的不同变压比(N)来获得相同的转换比。最佳变压比可以根据转换特性来获得。例如，将绕组的总数目最小化以便减小绕组本身的电阻可以是有用的。可以考虑其他因素，例如，MOSFET上存在的漏源电压VDS的最大值。在这种情况下，变压比可以将大小确定为具有在某些预设极限内的最大值VDS。
例如，如果目标是获得针对电压Vout的等于5的转换比，则如果采用配置S1＝Vout和S2＝SEC，最小变压比N将为1.5。考虑到在中间抽头式变压器T的次级上的最小匝数等于1+1，初级绕组T1应具有3匝。如果相反，输出VOUT2被使用以具有等于5的转换比，再一次考虑在次级上的匝数等于1+1，则在使用配置S1＝Vout2和S2＝CM的情况下，最小变压比N是1。从变压器的匝数的角度来看，第二选项更令人感兴趣，但是它需要晶体管Q3_Q7、Q4_Q8、Q5和Q6的具有与第一解决方案相比两倍的BVDSS(漏源击穿电压)。
当然，在不损害本实用新型的原理的情况下，构造和实施例的细节可以相对于仅通过示例的方式在本文中描述和图示的内容而大范围地变化，而不由此脱离如所附权利要求中限定的本实用新型的范围。

Claims (22)

1.一种电子转换器，其特征在于，包括：
第一节点，可切换地在第一开关状态中被耦合到正输入端子、或在第二开关状态中被耦合到第一正输出端子；
负输入端子，被连接到负输出端子；
谐振电路，被串联连接在所述第一节点与变压器的初级绕组的第一端子之间；
第二节点，被连接到所述初级绕组的第二端子，并且可切换地在所述第一开关状态中被耦合到所述第一正输出端子，或者在所述第二开关状态中被耦合到所述负输入端子；
所述变压器的次级绕组的第一端子，可切换地在所述第一开关状态中被耦合到所述第一正输出端子，或者在所述第二开关状态中被耦合到所述负输入端子；以及
所述次级绕组的第二端子，可切换地在所述第一开关状态中被耦合到所述负输入端子，或者在所述第二开关状态中被耦合到所述第一正输出端子。
2.根据权利要求1所述的电子转换器，其特征在于，所述谐振电路包括串联连接的电容器和电感器。
3.根据权利要求1所述的电子转换器，其特征在于，还包括控制电路，所述控制电路被配置以用于将所述电子转换器在所述第一开关状态与所述第二开关状态之间进行切换。
4.根据权利要求3所述的电子转换器，其特征在于，所述控制电路被连接到相应的电子开关来执行所述切换。
5.根据权利要求4所述的电子转换器，其特征在于，所述控制电路被配置以用于生成相应的驱动信号来控制相应的所述电子开关。
6.根据权利要求5所述的电子转换器，其特征在于，相应的所述电子开关中的每一个电子开关包括二极管。
7.根据权利要求3所述的电子转换器，其特征在于，所述控制电路还被配置以用于在开关周期中，重复在所述第一开关状态和所述第二开关状态之间的所述切换。
8.根据权利要求7所述的电子转换器，其特征在于，所述第一开关状态和所述第二开关状态在所述开关周期中具有相同的持续时间。
9.根据权利要求8所述的电子转换器，其特征在于，所述谐振电路具有谐振周期，并且其中所述持续时间在所述谐振周期的半周期的0.7倍至1.3倍之间。
10.根据权利要求8所述的电子转换器，其特征在于，所述谐振电路具有谐振周期，并且其中所述持续时间在所述谐振周期的半周期的0.9倍至1.1倍之间。
11.根据权利要求8所述的电子转换器，其特征在于，所述谐振电路具有谐振周期，并且其中所述持续时间等于所述谐振周期的半周期。
12.根据权利要求1所述的电子转换器，其特征在于，还包括：
第一电子开关，被设置在所述第一节点与所述正输入端子之间；
第二电子开关，被设置在所述第一节点与所述第一正输出端子之间；
第三电子开关，被设置在所述第二节点与所述正输入端子之间；以及
第四电子开关，被设置在所述第二节点与所述负输入端子之间。
13.根据权利要求12所述的电子转换器，其特征在于，还包括：
第五电子开关，被设置在所述次级绕组的所述第二端子与所述第一正输出端子之间；
第六电子开关，被设置在所述次级绕组的所述第二端子与所述负输入端子之间；
第七电子开关，被设置在所述次级绕组的所述第一端子与所述第一正输出端子之间；以及
第八电子开关，被设置在所述次级绕组的所述第一端子与所述负输入端子之间。
14.根据权利要求13所述的电子转换器，其特征在于，相应的所述电子开关中的每一个电子开关包括二极管。
15.根据权利要求13所述的电子转换器，其特征在于，还包括控制电路，所述控制电路被连接到所述电子开关，并且被配置为将所述电子转换器在所述第一开关状态和所述第二开关状态之间进行切换。
16.根据权利要求15所述的电子转换器，其特征在于，所述第一电子开关、所述第三电子开关、所述第六电子开关和所述第七电子开关在所述第一开关状态中闭合，并且所述第二电子开关、所述第四电子开关、所述第五电子开关和所述第八电子开关在所述第一开关状态中断开。
17.根据权利要求15所述的电子转换器，其特征在于，所述第一电子开关、所述第三电子开关、所述第六电子开关和所述第七电子开关在所述第二开关状态中断开，并且所述第二电子开关、所述第四电子开关、所述第五电子开关和所述第八电子开关在所述第二开关状态中闭合。
18.根据权利要求13所述的电子转换器，其特征在于，所述次级绕组是中间抽头式次级绕组，所述中间抽头式次级绕组包括第一次级绕组和第二次级绕组，并且其中所述电子转换器包括：
第二正输出端子；以及
中间节点，所述中间节点在所述第一次级绕组与所述第二次级绕组之间、被连接到所述第二正输出端子。
19.根据权利要求18所述的电子转换器，其特征在于，所述第二电子开关在所述第一开关状态中可切换地耦合到所述第一正输出端子或所述第二正输出端子。
20.根据权利要求19所述的电子转换器，其特征在于，还包括：
第九电子开关，被耦合到所述第二电子开关，并且所述第九电子开关被配置为在所述第一开关状态中在所述第一正输出端子或所述第二正输出端子之间进行切换。
21.根据权利要求19所述的电子转换器，其特征在于，所述初级绕组的所述第二端子在所述第一开关状态中可切换地被耦合到所述第二节点或参考电压。
22.根据权利要求21所述的电子转换器，其特征在于，还包括：
第十电子开关，被耦合到所述初级绕组的所述第二端子，并且所述第十电子开关被配置为在所述第一开关状态中在所述第二节点或所述参考电压之间进行切换。
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