CN219643800U - Dc-dc变换器 - Google Patents

Abstract

本实用新型提出一种DC‑DC变换器，涉及电源领域，包括第一开关单元，包括依次串联连接在输入电压正端与第一节点之间的第一开关管和第四开关管以及第二开关管和第三开关管；第二开关单元，包括依次串联连接在输出电感与输入电压负端之间的第六开关管和第七开关管以及第五开关管和第八开关管；变压器原边绕组，连接在第一开关管和第四开关管的共节点与第二开关管和第三开关管的共节点之间；变压器副边绕组连接在第六开关管和第七开关管的共节点与第五开关管和第八开关管的共节点之间；输出电感，其第二端连接输出电容的第一端，其中，第一节点和第二节点连接第二开关单元，大大抬升电源变换器效率、降低电源变换器体积和成本。

Description

DC-DC变换器

技术领域

本实用新型涉及电源领域，尤其是DC-DC变换器。

背景技术

数据中心所支持的服务是目前社会所必须的，并且其所支持的服务会越来越多。因此，随着科技的发展，数据中心能耗将与日俱增。

为了满足系统高效率的要求，服务器板载供电方式由12V母线向40V-60V母线开始转变，也即在服务器板上进行40V-60V母线电压到12V的变换。目前常用的40V-60V到12V的变换有两种方案。

第一种方案为采用隔离变换器，如全桥变换器。其采用变压器进行降压并提供物理隔离以满足安规要求。这种拓扑结构中因为变压器原副边的物理隔离，所以原边和副边均有各自的参考地。为了实现原边侧高压到副边侧低压的转换，原边的绕组圈数比较多，并且原边电流不流过副边，导致副边的交流电流大，这会增加整个变压器的线圈损耗。这种方案影响到效率的继续提升，并且增加了产品(如电路板)的成本。

第二种方案为采用非隔离变换器，如Buck变换器。为了降低损耗和提高系统的效率，其取消了原副边隔离。然而，传统的Buck电路在输入电压为40V-60V，输出电压为12V的情况下，开关管的占空比很小，这会导致开关管电流有效值大，无法让Buck电路工作在最佳效率点，效率也无法继续提升。

因此，业界急需一种新的方案来抬升40V-60V母线电压到12V变换的效率。

实用新型内容

本实用新型提出一种DC-DC变换器，包括：第一开关单元，包括依次串联连接在输入电压正端与第一节点之间的第一开关管和第四开关管，依次串联连接在输入电压正端与第二节点之间的第二开关管和第三开关管；第二开关单元，包括依次串联连接在输出电感第一端与输入电压负端之间的第六开关管和第七开关管，依次串联连接在输出电感第一端与输入电压负端之间的第五开关管和第八开关管；变压器原边绕组，其第一端连接第一开关管与第四开关管的共节点，其第二端连接第二开关管与第三开关管的共节点；变压器副边绕组，其第一端连接第六开关管与第七开关管的共节点，其第二端连接第五开关管与第八开关管的共节点；输出电感，其第二端用于连接输出电容的第一端，其中，第一节点以及第二节点连接第二开关单元、变压器原副边绕组耦合使得流经变压器原边绕组和变压器副边绕组的电流均流向连接输出电容的负载。

更进一步的，第一节点连接第六开关管与第七开关管的共节点，第二节点连接第五开关管与第八开关管的共节点。

更进一步的，第一节点以及第二节点均连接第五开关管与第六开关管的共节点。

更进一步的，变压器原边绕组的第二端与变压器副边绕组的第一端同名端耦合。

更进一步的，变压器原边绕组的第一端与变压器副边绕组的第二端同名端耦合。

更进一步的，变压器原边绕组与变压器副边绕组的匝比为2:1。

更进一步的，变压器原边绕组采用两匝，变压器副边绕组采用一匝。

更进一步的，输出电容的第二端连接输入电压负端。

更进一步的，第一开关管至第八开关管均为MOSFET，均包括源极、漏极和栅极，其中，第一开关管和第二开关管的漏极连接输入电压正端，第一开关管的源极连接第四开关管的漏极，第二开关管的源极连接第三开关管的漏极，第四开关管的源极连接第一节点，第三开关管的源极连接第二节点，第五开关管和第六开关管的漏极连接输出电感，第五开关管的源极连接第八开关管的漏极，第六开关管的源极连接第七开关管的漏极，第七开关管和第八开关管的源极连接输入电压负端，并且第一节点连接第六开关管的源极和第七开关管的漏极，第二节点连接第五开关管的源极和第八开关管的漏极。

更进一步的，第一开关管至第八开关管均为MOSFET，均包括源极、漏极和栅极，其中，第一开关管和第二开关管的漏极连接输入电压正端，第一开关管的源极连接第四开关管的漏极，第二开关管的源极连接第三开关管的漏极，第四开关管的源极连接第一节点，第三开关管的源极连接第二节点，第一节点和第二节点均连接第五开关管的漏极和第六开关管的漏极，第五开关管的漏极和第六开关管的漏极还连接输出电感的第一端，第五开关管的源极连接第八开关管的漏极，第六开关管的源极连接第七开关管的漏极，第七开关管和第八开关管的源极连接输入电压负端。

附图说明

图1为本实用新型一实施例的DC-DC变换装置示意图。

图2为本实用新型第一实施例的DC-DC变换器示意图。

图3为本实用新型第二实施例的DC-DC变换器示意图。

图4为第一实施例的DC-DC变换器工作在第一工作模态时电流流向示意图。

图5为DC-DC变换器的工作波形示意图。

图6为第二实施例的DC-DC变换器工作在第一工作模态时电流流向示意图。

图7为第一实施例的DC-DC变换器工作在第二工作模态时电流流向示意图。

图8为第二实施例的DC-DC变换器工作在第二工作模态时电流流向示意图。

图9为第一实施例的DC-DC变换器工作在第三工作模态时电流流向示意图。

图10为第二实施例的DC-DC变换器工作在第三工作模态时电流流向示意图。

图11为典型的全桥变换器电路示意图。

具体实施方式

下面将结合附图，对本发明中的技术方案进行清楚、完整的描述，显然，所描述的实施例是本发明的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在不做出创造性劳动的前提下所获得的所有其它实施例，都属于本发明保护的范围。

本实用新型一实施例中，在于提供一种DC-DC变换装置。具体的，请参阅图1所示的本实用新型一实施例的DC-DC变换装置示意图，DC-DC变换装置包括：

DC-DC变换器100，包括：

第一开关单元110，包括依次串联连接在输入电压正端Vin+与第一节点M之间的第一开关管S1和第四开关管S4，依次串联连接在输入电压正端Vin+与第二节点N之间的第二开关管S2和第三开关管S3；

第二开关单元120，包括依次串联连接在输出电感Lo第一端与输入电压负端Vin-之间的第六开关管S6和第七开关管S7，依次串联连接在输出电感Lo第一端与输入电压负端Vin-之间的第五开关管S5和第八开关管S8；

变压器原边绕组Np，其第一端连接第一开关管S1与第四开关管S4的共节点，其第二端连接第二开关管S2与第三开关管S3的共节点；

变压器副边绕组Ns，其第一端连接第六开关管S6与第七开关管S7的共节点，其第二端连接第五开关管S5与第八开关管S8的共节点；

输出电感Lo，其第二端用于连接输出电容Co的第一端；

控制器300，被配置为接收来自DC-DC变换器100的采样信号，以输出开关控制信号控制DC-DC变换器100在一个开关周期内依次工作在第一工作模态、第二工作模态、第三工作模态和第二工作模态，其中在第一工作模态，第一开关管S1、第三开关管S3、第五开关管S5和第七开关管S7导通，第二开关管S2、第四开关管S4、第六开关管S6和第八开关管S8关断；在第二工作模态，第一开关管S1至第四开关管S4关断，第五开关管S5至第八开关管S8导通；在第三工作模态，第二开关管S2、第四开关管S4、第六开关管S6和第八开关管S8导通，第一开关管S1、第三开关管S3、第五开关管S5和第七开关管S7关断，

其中，第一节点M以及第二节点N连接第二开关单元120、变压器原副边绕组耦合使得流经变压器原边绕组Np的电流流向连接输出电容Co的负载Rload，流经变压器副边绕组Ns的电流也流向连接输出电容Co的负载。

在一实施例中，请参阅图2所示的本实用新型一实施例的DC-DC变换器示意图，第一节点M连接第六开关管S6与第七开关管S7的共节点，第二节点N连接第五开关管S5与第八开关管S8的共节点。

在一实施例中，请参阅图3所示的本实用新型另一实施例的DC-DC变换器示意图，第一节点M以及第二节点N均连接第五开关管S5与第六开关管S6的共节点。

图1以DC-DC变换器为图2所示的DC-DC变换器100为例。当然其也可为图3所示的DC-DC变换器200。

在一实施例中，变压器原边绕组Np的第二端与变压器副边绕组Ns的第一端同名端耦合，如图2和图3所示。在另一实施例中，变压器原边绕组Np的第一端与变压器副边绕组Ns的第二端同名端耦合。只要耦合使得流经变压器原边绕组Np和变压器副边绕组Ns的电流均流向连接输出电容Co的负载。

变压器原边绕组Np与变压器副边绕组Ns的匝比为n1：n2。具体的，在一实施例中，对于40V-60V输入到12V输出的变换，即输入电压正端Vin+与输入电压负端Vin-之间接收的输入电压为40V-60V之间，输出电容Co两端形成的输出电压Vo为12V，选择n1:n2＝2:1，其原理将在之后描述。也即，变压器原边绕组Np可采用两匝，变压器副边绕组Ns可采用一匝。当然，变压器原边绕组Np和变压器副边绕组Ns也可采用其它匝数，只要符合n1:n2＝2:1的关系即可。上述的40V、60V和12V可有一定的误差，这是电源变换器中常见的，只要误差在可接受范围即可。

具体的，请参阅图4所示的图1中的控制DC-DC变换器100工作在第一工作模态时电流流向示意图。并请参阅图5所示的DC-DC变换器的工作波形示意图。在t0至t1时刻，也即0至DTs时间段内(其中D为第一开关管S1至第四开关管S4的占空比，Ts为一个开关周期的时间。具体的，占空比D为开关管的导通时间与开关周期的比值)，DC-DC变换器100工作在第一工作模态，控制器300根据采样信号输出的开关控制信号A和B_Inverse为高电平，则第一开关管S1、第三开关管S3、第五开关管S5和第七开关管S7导通，控制器300根据采样信号输出的开关控制信号B和A_Inverse为低电平，则第二开关管S2、第四开关管S4、第六开关管S6和第八开关管S8关断。输入电压Vin加在变压器绕组Np和变压器副边绕组Ns上，当n1:n2＝2:1时，变压器副边绕组Ns上的电压为1/3Vin，也即通过变压器原边绕组Np两匝，变压器副边绕组Ns一匝就可以实现将变压器副边绕组Ns上的电压降为1/3Vin。

继续参阅图4，原边电流Ip(同时也可称为输入电流)从输入电压正端Vin+依次流经导通的第一开关管S1、变压器原边绕组Np、导通的第三开关管S3、导通的第五开关管S5以及输出电感Lo，然后流到连接于输出电容Co的负载，再返回输入电压负端Vin-，并且原边电流Ip逐渐增加，如图5所示。同时，根据变压器的基本原理，流过变压器原边绕组Np的原边电流Ip会在变压器副边绕组Ns感应一个副边电流Is,根据变压器原边绕组Np与变压器副边绕组Ns匝比的关系，则Is＝2*Ip，根据变压器原副边绕组耦合关系可知副边电流Is依次流经过导通的第五开关管S5、输出电感Lo、连接于输出电容Co的负载后，再经过导通的第七开关管S7回到变压器副边绕组Ns。根据上述分析可知，在第一工作模态，变压器原边绕组Np流过的电流为1/3ILo，变压器副边绕组Ns流过的电流为2/3ILo，ILo为流经输出电感Lo的电流。并且，变压器原边绕组Np和变压器副边绕组Ns的电流均流过输出电感Lo，而到负载。此时输出电感Lo激磁。

当图1中的控制DC-DC变换器为图3所示的DC-DC变换器200时。请参阅图6所示的DC-DC变换器200工作在第一工作模态时电流流向示意图，原边电流Ip从输入电压正端Vin+依次流经导通的第一开关管S1、变压器原边绕组Np、导通的第三开关管S3以及输出电感Lo，然后流到连接于输出电容Co的负载，再返回输入电压负端Vin-，同样的原边电流Ip逐渐增加，如图5所示。与图4相同的，根据变压器的基本原理，变压器副边绕组Ns感应的副边电流Is＝2*Ip，根据变压器原副边绕组耦合关系可知副边电流Is依次流经过导通的第五开关管S5、输出电感Lo、连接于输出电容Co的负载后，再经过导通的第七开关管S7回到变压器副边绕组Ns。同样的，在第一工作模态，变压器原边绕组Np流过的电流为1/3ILo，变压器副边绕组Ns流过的电流为2/3ILo，ILo为流经输出电感Lo的电流。变压器原边绕组Np和变压器副边绕组Ns的电流均流过输出电感Lo，而到负载。此时输出电感Lo激磁。

接下来，请参阅图7所示的图1中的控制DC-DC变换器工作在第二工作模态时电流流向示意图，并请参阅图5。在t2至t3时刻，也即DTs+td到Ts/2-td时间段内(其中td为开关管驱动的死区时间，这里为t1到t2之间的时间)，DC-DC变换器100工作在第二工作模态，控制器300根据采样信号输出的开关控制信号A和B为低电平，则第一开关管S1至第四开关管S4关断，控制器300根据采样信号输出的开关控制信号B_Inverse和A_Inverse为高电平，则第五开关管S5至第六开关管S8导通。则原边电流Ip和副边电流Is均为零，输出电感Lo经导通的第八开关管S8和导通的第五开关管S5续流，形成第一续流电流ILo1，并且输出电感Lo经导通的第七开关管S7和导通的第六开关管S6续流，形成第二续流电流ILo2，第一续流电流ILo1和第二续流电流ILo2共同形成输出电感Lo的续流电流ILo。如图5所示，原边电流Ip和副边电流Is均为零。如图5所示，在输出电感Lo的续流阶段，续流电流ILo逐渐减小。

当图1中的控制DC-DC变换器为图3所示的DC-DC变换器200时。请参阅图8所示的DC-DC变换器200工作在第二工作模态时电流流向示意图，其与图7所示的当DC-DC变换器为DC-DC变换器100时，其工作在第二工作模态时电流流向相同，其原理也相同，在此不再赘述。

接下来，请参阅图9所示的图1中的控制DC-DC变换器工作在第三工作模态时电流流向示意图，并请参阅图5。在t4至t5时刻，也即Ts/2至(1/2+D)Ts时间段内，DC-DC变换器100工作在第三工作模态，控制器300根据采样信号输出的开关控制信号B和A_Inverse为高电平，则第二开关管S2、第四开关管S4、第六开关管S6和第八开关管S8导通，控制器300根据采样信号输出的开关控制信号A和B_Inverse为低电平，则第一开关管S1、第三开关管S3、第五开关管S5和第七开关管S7关断。则与第一工作模式相同的，变压器副边绕组Ns上的电压降为Vin1/3，只是变压器原边绕组Np和变压器副边绕组Ns上的电压与其在第一工作模态下时反向。

继续参阅图9，原边电流Ip从输入电压正端Vin+依次流经导通的第二开关管S2、变压器原边绕组Np、导通的第四开关管S4、导通的第六开关管S6以及输出电感Lo，然后流到连接于输出电容Co的负载，再返回输入电压负端Vin-，并且原边电流Ip逐渐增加，如图5所示，只是第三工作模式下原边电流Ip与第一工作模式下原边电流Ip方向相反。同时，根据变压器的基本原理，流过变压器原边绕组Np的原边电流Ip会在变压器副边绕组Ns感应一个副边电流Is,根据变压器原边绕组Np与变压器副边绕组Ns匝比的关系，则Is＝2*Ip，根据变压器原副边绕组耦合关系可知副边电流Is依次流经过导通的第六开关管S6、输出电感Lo、连接于输出电容Co的负载后，再经过导通的第八开关管S8回到变压器副边绕组Ns。根据上述分析可知，在第三工作模态，变压器原边绕组Np流过的电流为1/3ILo，变压器副边绕组Ns流过的电流为2/3ILo。变压器原边绕组Np和变压器副边绕组Ns的电流均流过输出电感Lo，而到负载。此时输出电感Lo再次激磁。

当图1中的控制DC-DC变换器为图3所示的DC-DC变换器200时。请参阅图10所示的DC-DC变换器200工作在第三工作模态时电流流向示意图，原边电流Ip从输入电压正端Vin+依次流经导通的第二开关管S2、变压器原边绕组Np、导通的第四开关管S4以及输出电感Lo，然后流到连接于输出电容Co的负载，再返回输入电压负端Vin-，同样的原边电流Ip逐渐增加，如图5所示。与图9相同的，根据变压器的基本原理，变压器副边绕组Ns感应的副边电流Is＝2*Ip，根据变压器原副边绕组耦合关系可知副边电流Is依次流经过导通的第六开关管S6、输出电感Lo、连接于输出电容Co的负载后，再经过导通的第八开关管S8回到变压器副边绕组Ns。同样的，在第三工作模态，变压器原边绕组Np流过的电流为1/3ILo，变压器副边绕组Ns流过的电流为2/3ILo，ILo为流经输出电感Lo的电流。变压器原边绕组Np和变压器副边绕组Ns的电流均流过输出电感Lo，而到负载。此时输出电感Lo激磁。

接下来，在t6至t7时刻，也即(1/2+D)Ts+td至Ts-td时间段内(td仍为开关管驱动的死区时间)，DC-DC变换器100再次工作在第二工作模态。具体的请参阅上述描述，在此不再赘述。DC-DC变换器200也同样的再次工作在第二工作模态。

如上所述，在第一工作模态和第三工作模态中，输出电感Lo激磁，流经变压器原边绕组Np的电流流向连接输出电容Co的负载Rload，流经变压器副边绕组Ns的电流也流向连接输出电容Co的负载。在第二工作模态中，输出电感Lo续流，原边电流Ip和副边电流Is为零。

如此，在一个开关周期Ts内，DC-DC变换器100或DC-DC变换器200依次工作在第一工作模态、第二工作模态、第三工作模态和第二工作模态，如此循环工作，以将输入电压Vin变换为输出电压Vo。

在一实施例中，输出电容Co的第二端连接输入电压负端Vin-，以使得原边电流Ip可从输入电压正端Vin+流到负载，再返回输入电压负端Vin-。更具体的，输出电容Co的第二端直接连接输入电压负端Vin-。

根据如上对DC-DC变换器100和DC-DC变换器200工作模态的分析可知，原边电流Ip和副边电流Is均流至输出电感，而对负载Rload供电。将原边电流Ip、副边电流Is和流经输出电感Lo的电流ILo统一按照输出电流Io表示，ILo的表达式为：ILo＝Io；Ip的表达式为：Ip＝1/3ILo＝Io/3；Is的表达式为：Is＝2/3ILo＝2/3Io。

对于现有技术中提到的第一种方案，其采用隔离变换器，如全桥变换器。请参阅图11所示的典型的全桥变换器电路示意图，其包括原边开关单元、变压器T和整流单元，变压器T将原副边进行物理隔离，所以原边和副边均有自己的参考地，如GND1和GND2。为了实现原边侧高压到副边侧低压的转换，原边的绕组匝数比较多，对于40V-60V输入到12V输出的变换，需选择原边绕组Np三匝，副边绕组Ns一匝，也即原副边匝比为3：1，才能实

现将变压器副边绕组Ns上的电压降为Vin1/3，并结合开关管的控制将40V-60V的输入转换为12V的输出。而本实用新型的DC-DC变换器100，通过变压器原边绕组Np两匝，变压器副边绕组Ns一匝就可以实现将变压器副边绕组Ns上的电压降为1/3Vin，并结合开关管的控制将40V-60V的输入转换为12V的输出。也即相比于传统全桥变换器，本申请的DC-DC变换器100可将原边绕组Np匝数从三匝减少到两匝，可以实现使用更少的绕组圈数来实现降压的功能。变压器是电源变换器中体积最大的器件，其已经成为变换器小型化的障碍。本申请的DC-DC变换器100和DC-DC变换器200可以实现减少绕组线圈匝数，从而显著减小变压器体积，进而降低整个变换器的体积，而迎合了市场对小型化的需求。并且绕组线圈匝数少还可以降低绕组的损耗以及成本。

请再参阅图11，现有全桥变换器的原边电流Ip不流向负载，导致副边的电流较大，具体的，流向负载的输出电流Io均需流经副边绕组Ns，也即副边电流Is＝Io，而本申请中Is＝2/3Io，如此相对于现有全桥变换器，本申请的DC-DC变换器100和DC-DC变换器200将流经副边绕组Ns的电流减小到2/3Io，这极大缩小了变压器的绕组损耗，进而减小了散热的压力，因此可以进一步缩小变压器体积，抬升电源变换器的功率密度，给电源变换器的设计带来极大方便。

也即，本申请的DC-DC变换器100和DC-DC变换器200可降低原边绕组匝数以及降低副边绕组电流的有效值，从而大大抬升电源变换器效率、降低电源变换器体积和成本。

上述以40V-60V输入到12V输出的变换为例讲明本申请DC-DC变换装置的优点，对于40V-60V输入到12V输出的变换，结合变换器中开关的占空比控制，变压器需将电压降至1/3Vin。根据如上分析，现有全桥变换器需选择原边绕组Np三匝，副边绕组Ns一匝；而本申请的DC-DC变换器100，仅需原边绕组Np两匝，副边绕组Ns一匝即可。当然本申请仅以40V-60V输入到12V输出的变换为例，对于其它等级的电压变换，上述的原理和效果相同，只是变压器的匝数可根据实际的输入电压和输出电压的不同而不同，在此不再赘述。

对于现有技术中提到的第二种方案，其采用非隔离变换器，如Buck变换器，其输出电压和输入电压关系为：Vo＝Vin*D(D为开关管的占空比)，对于40V-60V输入到12V输出的变换，开关管的占空比会很小，无法让Buck电路工作在最佳效率点。而本申请的DC-DC变换器100或DC-DC变换器200，根据如上分析可知，其输出电压和输入电压关系为：Vo＝1/3Vin*2D，由于变压器的降压作用，而可提高开关管的占空比，而让Buck电路工作在更佳效率点。

在本申请一实施例中，变压器原边绕组Np、变压器副边绕组Ns和输出电感Lo集成为一个磁性元件，而进一步提升DC-DC变换器的功率密度。

在本申请一实施例中，还可根据负载电流以及输入输出电压情况优化开关管驱动的死区时间td，实现DC-DC变换器效率的最优化设计。

本申请一实施例中，DC-DC变换器100和DC-DC变换器200还包括输入电容Cin，其连接在输入电压正端Vin+与输入电压负端Vin-之间。

本申请一实施例中，上述的采样信号可为DC-DC变换器100和DC-DC变换器200的输入电压、输出电压、输入电流、输出电流和占空比等中的一者或多者。只要为反应DC-DC变换器100和DC-DC变换器200状态的信号均可。

本申请的控制器300可为数字控制器，如DSP；也可为模拟控制器。

本申请一实施例中，还提供一种DC-DC变换器。具体的，请参阅图2所示的DC-DC变换器100和图3所示的DC-DC变换器200，其结构、工作原理以及优点均相同，在此不再赘述。

本实用新型一实施例中，上述的开关管(第一开关管S1至第六开关管S6)均以包括单个开关管为例来实现，在实际应用中，每一开关管均可包括多个开关管串联和/或并联。

本实用新型一实施例中，上述的开关管(第一开关管S1至第六开关管S6)

可为金属氧化物半导体场效应晶体管、双极结型晶体管、超结晶体管、绝缘栅双极晶体管、基于氮化镓的功率器件和/或类似器件。业界能接收一开关控制信号而导通或关断的器件均可。

本实用新型一实施例中，如图2所示，上述的开关管均为MOSFET(金属氧化物半导体场效应晶体管)，均包括源极、漏极和栅极。其中，第一开关管Q1和第二开关管Q2的漏极连接输入电压正端Vin+，第一开关管Q1的源极连接第四开关管Q4的漏极，第二开关管Q2的源极连接第三开关管Q3的漏极，第四开关管Q4的源极连接第一节点M，第三开关管Q3的源极连接第二节点N，第五开关管Q5和第六开关管Q6的漏极连接输出电感Lo，第五开关管Q5的源极连接第八开关管Q8的漏极，第六开关管Q6的源极连接第七开关管Q7的漏极，第七开关管Q7和第八开关管Q8的源极连接输入电压负端Vin-，并且第一节点M连接第六开关管Q6的源极和第七开关管Q7的漏极，第二节点N连接第五开关管Q5的源极和第八开关管Q8的漏极。第一开关管Q1到第八开关管Q8的栅极接收控制器300输出的开关控制信号A、B、A_Inverse或B_Inverse。具体的，第一开关管Q1和第三开关管Q3的栅极接收开关控制信号A；第二开关管Q2和第四开关管Q4的栅极接收开关控制信号B；第五开关管Q5和第七开关管Q7的栅极接收开关控制信号B_Inverse；第六开关管Q6和第八开关管Q8的栅极接收开关控制信号A_Inverse。也即第六开关管Q6和第八开关管Q8接收的开关控制信号A_Inverse与第一开关管Q1和第三开关管Q3接收的开关控制信号A反向；第五开关管Q5和第七开关管Q7接收的开关控制信号B_Inverse与第二开关管Q2和第四开关管Q4接收开关控制信号B反向。并且开关控制信号A_Inverse与开关控制信号A之间有死区时间td，开关控制信号B_Inverse与开关控制信号B之间有死区时间td。

本实用新型一实施例中，如图3所示，上述的开关管均为MOSFET(金属氧化物半导体场效应晶体管)，均包括源极、漏极和栅极。其中，第一开关管Q1和第二开关管Q2的漏极连接输入电压正端Vin+，第一开关管Q1的源极连接第四开关管Q4的漏极，第二开关管Q2的源极连接第三开关管Q3的漏极，第四开关管Q4的源极连接第一节点M，第三开关管Q3的源极连接第二节点N，第一节点M和第二节点N均连接第五开关管Q5的漏极和第六开关管Q6的漏极，第五开关管Q5的漏极和第六开关管Q6的漏极还连接输出电感Lo的第一端，第五开关管Q5的源极连接第八开关管Q8的漏极，第六开关管Q6的源极连接第七开关管Q7的漏极，第七开关管Q7和第八开关管Q8的源极连接输入电压负端Vin-。第一开关管Q1到第八开关管Q8的栅极接收的开关控制信号A、B、A_Inverse或B_Inverse与图2中的DC-DC变换器100对应的开关管相同，在此不再赘述。

最后应说明的是：以上各实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述各实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分或者全部技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的范围。

Claims (11)

1.一种DC-DC变换器，其特征在于，包括：

第一开关单元，包括依次串联连接在输入电压正端与第一节点之间的第一开关管和第四开关管，依次串联连接在输入电压正端与第二节点之间的第二开关管和第三开关管；

变压器原边绕组，其第一端连接第一开关管与第四开关管的共节点，其第二端连接第二开关管与第三开关管的共节点。

2.根据权利要求1所述的DC-DC变换器，其特征在于，还包括：第二开关单元，包括依次串联连接在输出电感第一端与输入电压负端之间的第六开关管和第七开关管，依次串联连接在输出电感第一端与输入电压负端之间的第五开关管和第八开关管；

变压器副边绕组，其第一端连接第六开关管与第七开关管的共节点，其第二端连接第五开关管与第八开关管的共节点；

输出电感，其第二端用于连接输出电容的第一端，

其中，第一节点以及第二节点连接第二开关单元、变压器原副边绕组耦合使得流经变压器原边绕组和变压器副边绕组的电流均流向连接输出电容的负载。

3.根据权利要求1所述的DC-DC变换器，其特征在于，第一节点连接第六开关管与第七开关管的共节点，第二节点连接第五开关管与第八开关管的共节点。

4.根据权利要求1所述的DC-DC变换器，其特征在于，第一节点以及第二节点均连接第五开关管与第六开关管的共节点。

5.根据权利要求1所述的DC-DC变换器，其特征在于，变压器原边绕组的第二端与变压器副边绕组的第一端同名端耦合。

6.根据权利要求1所述的DC-DC变换器，其特征在于，变压器原边绕组的第一端与变压器副边绕组的第二端同名端耦合。

7.根据权利要求1、5和6中任一项所述的DC-DC变换器，其特征在于，变压器原边绕组与变压器副边绕组的匝比为2:1。

8.根据权利要求2或7所述的DC-DC变换器，其特征在于，变压器原边绕组采用两匝，变压器副边绕组采用一匝。

9.根据权利要求1所述的DC-DC变换器，其特征在于，输出电容的第二端连接输入电压负端。

10.根据权利要求2所述的DC-DC变换器，其特征在于，第一开关管至第八开关管均为MOSFET，均包括源极、漏极和栅极，其中，第一开关管和第二开关管的漏极连接输入电压正端，第一开关管的源极连接第四开关管的漏极，第二开关管的源极连接第三开关管的漏极，第四开关管的源极连接第一节点，第三开关管的源极连接第二节点，第五开关管和第六开关管的漏极连接输出电感，第五开关管的源极连接第八开关管的漏极，第六开关管的源极连接第七开关管的漏极，第七开关管和第八开关管的源极连接输入电压负端，并且第一节点连接第六开关管的源极和第七开关管的漏极，第二节点连接第五开关管的源极和第八开关管的漏极。

11.根据权利要求4所述的DC-DC变换器，其特征在于，第一开关管至第八开关管均为MOSFET，均包括源极、漏极和栅极，其中，第一开关管和第二开关管的漏极连接输入电压正端，第一开关管的源极连接第四开关管的漏极，第二开关管的源极连接第三开关管的漏极，第四开关管的源极连接第一节点，第三开关管的源极连接第二节点，第一节点和第二节点均连接第五开关管的漏极和第六开关管的漏极，第五开关管的漏极和第六开关管的漏极还连接输出电感的第一端，第五开关管的源极连接第八开关管的漏极，第六开关管的源极连接第七开关管的漏极，第七开关管和第八开关管的源极连接输入电压负端。