CN108199579B - 一种带耦合电感的高变比软开关dc-dc降压变换器 - Google Patents

一种带耦合电感的高变比软开关dc-dc降压变换器 Download PDF

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Abstract

一种带耦合电感的高变比软开关DC‑DC降压变换器，包括一对耦合电感L1和L2、第一开关电容Cf1、第二开关电容Cf2、钳位电容Cc、输出滤波电容Co、第一功率开关管S1、第二功率开关管S2、第三功率开关管S3、第四功率开关管S4、第一体二极管D1、第二体二极管D2、第三体二极管D3、第四体二极管D4、续流二极管Df。本发明的变换器的电压变比由占空比D和匝数比N两个自由度决定，通过调整耦合电感的匝数比，能够获取更大的电压变比，避免了极限占空比的使用，从而减小了电流纹波。本发明中耦合电感的采用提升了增益空间和功率密度。

Description

一种带耦合电感的高变比软开关DC-DC降压变换器
技术领域
本发明涉及直流-直流变换技术领域，具体涉及一种带耦合电感的高变比软开关DC-DC降压变换器。
背景技术
Buck电路作为一种基本的DC-DC变换器，广泛地运用在各种领域，如电动汽车、电力、计算机、航空航天等。随着电力电子技术的发展，要求Buck变换器体积小、重量轻、可靠性和功率密度高的指标尤其显著。传统Buck变换器的输出电压变比只由开关管的占空比D决定，因此，要实现高变比降压功能，必须使用极限占空比，从而导致很大的电流纹波。
开关器件都存在开关损耗，开关损耗由开通损耗和关断损耗两部分构成。与关断损耗相比，一般开通损耗占据开关损耗的绝大部分。因此，减小开通损耗对于提高变换器的效率尤其迫切。变换器工作在传统的硬开关条件下，开关损耗会随着开关频率的升高而增加，整体电路的效率会降低。软开关技术是减少开关损耗、提高效率和增强稳定性的最佳方法，同时可以减少散热器的体积，从而减小了变换器电路的体积和重量。近年来，国内外学者提出了很多实现软开关技术的方法。其中，最常见的是增加额外的谐振电路来实现软开关技术。在谐振电路中，通过增加开关管、二极管、电感等器件可以实现零电压开关状态或零电流开关状态。附加的谐振电路在开关管两端产生了高电压、大电流的冲击。选择合适的开关管变得尤为困难。这是因为大功率等级的开关管将会产生更多的功率损耗。
发明内容
本发明提供了一种带耦合电感的高变比软开关DC-DC降压变换器，其克服了背景技术所存在的不足。本发明解决其技术问题所采用的技术方案是：
一种带耦合电感的高变比软开关DC-DC降压变换器，包括由耦合电感次级L2和耦合电感初级L1构成的耦合电感、第一开关电容Cf1、第二开关电容Cf2、钳位电容Cc、输出滤波电容Co、第一功率开关管S1、第二功率开关管S2、第三功率开关管S3、第四功率开关管S4、第一体二极管D1、第二体二极管D2、第三体二极管D3、第四体二极管D4、续流二极管Df；
第一功率开关管S1的漏极与直流输入电源Vi的正极相连；第一功率开关管S1的源极与第一开关电容Cf1的一极相连；第一开关电容Cf1的另一极与耦合电感次级L2的同名端相连；
耦合电感次级L2的异名端与第二开关电容Cf2的一极相连；第二开关电容Cf2的另一极与耦合电感初级L1的同名端相连，耦合电感初级L1的异名端与输出电压Vo的正极相连；
第二功率开关管S2的漏极与第一功率开关管S1的源极相连；第二功率开关管S2的源极与耦合电感次级L2的异名端相连；
第三功率开关管S3的漏极与耦合电感次级L2的同名端相连；第三功率开关管S3的源极与钳位电容Cc的一极相连；
第四功率开关管S4的源极与耦合电感初级L1的同名端相连；第四功率开关管S4的漏极与钳位电容Cc的一极相连，钳位电容Cc的另一极接地；
续流二极管Df的阴极与耦合电感初级L1的同名端相连；续流二极管Df的阳极接地；
第一体二极管D1的阳极和阴极分别与第一功率开关管S1的源极与漏极相连；第二体二极管D2的阳极和阴极分别与第二功率开关管S2的源极与漏极相连；第三体二极管D3的阳极和阴极分别与第三功率开关管S3的源极与漏极相连；第四体二极管D4的阳极和阴极分别与第四功率开关管S4的源极与漏极相连。
一较佳实施例之中，所述第一、第二、第三、第四功率开关管S1、S2、S3、S4均采用MOSFET功率开关管。
一较佳实施例之中，所述第一、第二、第三、第四功率开关管S1、S2、S3、S4的开通和关断均采用脉宽调制PWM进行控制。
一较佳实施例之中，第一功率开关管S1和第四功率开关管S4的栅极和源极间所加的PWM驱动信号相同，第二功率开关管S2和第三功率开关管S3的栅极和源极间所加的PWM驱动信号相同，第一、第四功率开关管S1、S4的栅极和源极间所加的PWM驱动信号与第二、第三功率开关管S2、S3的栅极和源极间所加的PWM驱动信号互补。
由上述对本发明的描述可知，与现有技术相比，本发明具有如下有益效果：
假设第一功率开关管S1的占空比为D，输入电压为Vi，耦合电感初级L1和次级L2的匝数比为
Figure GDA0002141675810000031
变换器输出电压为Vo，输出电压增益为Mbuck，则有如下关系式：
Figure GDA0002141675810000032
通过控制功率开关管PWM驱动信号的占空比，变换器可以得到所要求的输出电压。变换器的电压变比由占空比D和匝数比N两个自由度决定，通过调整耦合电感的匝数比，能够获取更大的电压变比，避免了极限占空比的使用，从而减小了电流纹波。且，本发明中耦合电感的采用提升了增益空间和功率密度。
同时，本发明无需增加额外的谐振电路，第一功率开关管S1能够实现零电压开通和零电压关断(ZVS)，第四功率开关管S4能够实现零电压开通(ZVS)，大大减小了开关损耗，降低了开关噪声，提高了变换器的可靠性。
附图说明
图1为本发明的电路结构示意图。
图2为本发明在是一个开关周期内的等效电路图之一，此时第一、第四功率开关管S1、S4开通，第二、第三功率开关管S2、S3关断；
图3为本发明在是一个开关周期内的等效电路图之二，此时第一、第四功率开关管S1、S4关断，第二、第三功率开关管S2、S3开通；
图4为本发明在一个开关周期内的t0～t1的工作模态图；
图5为本发明在一个开关周期内的t1～t2的工作模态图；
图6为本发明在一个开关周期内的t2～t3的工作模态图；
图7为本发明在一个开关周期内的t3～t4的工作模态图；
图8为本发明在一个开关周期内的t4～t5的工作模态图；
图9为本发明在一个开关周期内的t5～t6的工作模态图；
图10为本发明在一个开关周期内的t6～t7的工作模态图；
图11为本发明在一个开关周期内的t7～t8的工作模态图；
图12为本发明的关键波形图。
其中，L1-耦合电感初级，L2-耦合电感次级，Cf1-第一开关电容，Cf2-第二开关电容，Cc-钳位电容，Co-输出滤波电容、S1-第一功率开关管，S2-第二功率开关管，S3-第三功率开关管，S4-第四功率开关管，D1-第一体二极管，D2-第二体二极管，D3-第三体二极管，D4-第四体二极管，Df-续流二极管，Vi-输入电压，Vo-输出电压，Lk-漏电感，Lm-励磁电感，np-理想变压器初级绕组，ns-理想变压器次级绕组；
Vgs-S1-第一功率开关管S1的驱动信号，Vgs-S2-第二功率开关管S2的驱动信号，Vgs-S3-第三功率开关管S3的驱动信号，Vgs-S4-第四功率开关管S4的驱动信号；
具体实施方式
以下通过具体实施方式对本发明作进一步的描述。
参照图1至图12，一种带耦合电感的高变比软开关DC-DC降压变换器，包括由耦合电感次级L2和耦合电感初级L1构成的耦合电感、第一开关电容Cf1、第二开关电容Cf2、钳位电容Cc、输出滤波电容Co、第一功率开关管S1、第二功率开关管S2、第三功率开关管S3、第四功率开关管S4、第一体二极管D1、第二体二极管D2、第三体二极管D3、第四体二极管D4、续流二极管Df；
第一功率开关管S1为主开关管，其漏极与直流输入电源Vi的正极相连；第一功率开关管S1的源极与第一开关电容Cf1的一极相连；第一开关电容Cf1的另一极与耦合电感次级L2的同名端相连；
耦合电感次级L2的异名端与第二开关电容Cf2的一极相连；第二开关电容Cf2的另一极与耦合电感初级L1的同名端相连，耦合电感初级L1的异名端与输出电压Vo的正极相连；
第二功率开关管S2为续流辅助开关管，其漏极与第一功率开关管S1的源极相连；第二功率开关管S2的源极与耦合电感次级L2的异名端相连；
第三功率开关管S3为续流辅助开关管，其漏极与耦合电感次级L2的同名端相连；第三功率开关管S3的源极与钳位电容Cc的一极相连；
第四功率开关管S4为钳位辅助开关管，其源极与耦合电感初级L1的同名端相连；第四功率开关管S4的漏极与钳位电容Cc的一极相连，钳位电容Cc的另一极接地；
续流二极管Df的阴极与耦合电感初级L1的同名端相连；续流二极管Df的阳极接地；
第一体二极管D1的阳极和阴极分别与第一功率开关管S1的源极与漏极相连；第二体二极管D2的阳极和阴极分别与第二功率开关管S2的源极与漏极相连；第三体二极管D3的阳极和阴极分别与第三功率开关管S3的源极与漏极相连；第四体二极管D4的阳极和阴极分别与第四功率开关管S4的源极与漏极相连。
本实施例中，所述第一、第二、第三、第四功率开关管S1、S2、S3、S4均采用MOSFET功率开关管。
本实施例中，所述第一、第二、第三、第四功率开关管S1、S2、S3、S4的开通和关断均采用脉宽调制PWM进行控制。如图12所示，开关周期为T，D为第一、第四功率开关管S1、S4的PWM驱动信号的占空比。变换器的开关频率综合考虑系统容量、开关管电压电流应力和系统效率优化等因素合理选取。
本实施例中，第一功率开关管S1和第四功率开关管S4的栅极和源极间所加的PWM驱动信号相同，第二功率开关管S2和第三功率开关管S3的栅极和源极间所加的PWM驱动信号相同，第一、第四功率开关管S1、S4的栅极和源极间所加的PWM驱动信号与第二、第三功率开关管S2、S3的栅极和源极间所加的PWM驱动信号互补。
图2、图3为变换器一个开关周期T内的等效电路图，有两种工作模态。
当第一、第四功率开关管S1、S4开通，第二、第三功率开关管S2、S3关断时，DT期间的等效电路如图2所示，则：
Figure GDA0002141675810000061
Figure GDA0002141675810000062
当第一、第四功率开关管S1、S4关断，第二、第三功率开关管S2、S3开通时，(1-D)T期间的等效电路如图3所示，则：
Figure GDA0002141675810000071
Figure GDA0002141675810000072
Figure GDA0002141675810000073
由以上五式得变换器的电压增益表达式为：
Figure GDA0002141675810000074
根据上述驱动方式，在一个开关周期T中，图1所示的主电路有8种工作模态。其中，考虑到第一功率开关管S1的寄生电容Cr；耦合电感等效为理想变压器和励磁电感并联再和漏感串联：
模态一[t0～t1]：如图4所示，在t0时刻，第一、第四功率开关管S1、S4开通，第二、第三功率开关管S2、S3关断。在开关管S4导通之前，开关管S4的体二极管D4已经导通，所以，第四功率开关管S4实现了零电压开通(ZVS)。漏感电流ilk和励磁电感电流ilm线性上升。第一开关电容Cf1、第二开关电容Cf2通过第一功率开关管S1和理想变压器副边ns串联充电，钳位电容Cc通过第四功率开关管S4线性放电。输入电压Vi、钳位电容Cc向第一开关电容Cf1、第二开关电容Cf2、励磁电感Lm和负载传输能量。在t1时刻，第四功率开关管S4关断，进入下一开关模态。
模态二[t1～t2]：如图5所示，在t1时刻，第四功率开关管S4关断，第一功率开关管S1仍保持开通。漏感电流ilk和励磁电感电流ilm线性上升。第一开关电容Cf1、第二开关电容Cf2继续通过第一功率开关管S1和理想变压器副边ns串联充电。输入电压Vi向第一开关电容Cf1、第二开关电容Cf2、励磁电感Lm和负载传输能量。此开关模态持续的时间很短，可以近似的认为流过漏感和励磁电感的电流保持不变。在t2时刻，第一功率开关管S1关断，第二、第三功率开关管S2、S3开通，进入下一开关模态。
模态三[t2～t3]：如图6所示，在t2时刻，第一功率开关管S1关断，第二、第三功率开关管S2、S3开通，续流二极管Df导通。输入电流开始对第一功率开关管S1的寄生电容Cr充电，由于寄生电容Cr很小，故第一功率开关管S1两端的电压Vds-S1近似从零线性上升。由于考虑了寄生电容Cr，第一功率开关管S1实现了零电压关断(ZVS)。漏感电流ilk和励磁电感电流ilm开始线性减小。第一开关电容Cf1开始通过第二功率开关管S2线性放电。与此同时，钳位电容Cc开始通过第三功率开关管S3线性充电。在t3时刻，第一功率开关管S1两端的电压Vds-S1上升至Vi-VCf2，该模态结束，开始进入下一开关模态。
模态四[t3～t4]：如图7所示，在t3时刻，第一功率开关管S1两端的电压Vds-S1上升至Vi-VCf2，第一功率开关管S1完全关断。漏感电流ilk和励磁电感电流ilm线性减小。第一开关电容Cf1继续通过第二功率开关管S2线性放电，第二开关电容Cf2开始通过续流二极管Df、理想变压器副边ns、第三功率开关管S3线性放电。与此同时，钳位电容Cc继续通过第三功率开关管S3线性充电。第一开关电容Cf1、第二开关电容Cf2、励磁电感Lm向钳位电容Cc和负载传输能量。在t4时刻，第二、第三功率开关管S2、S3关断，开始进入下一模态。
模态五[t4～t5]：如图8所示，在t4时刻，第二、第三功率开关管S2、S3关断。第一功率开关管S1的寄生电容Cr开始放电。由于寄生电容Cr很小，故第一功率开关管S1两端的电压Vds-S1近似从Vi-VCf2线性下降。漏感电流ilk和励磁电感电流ilm线性减小。与此同时，第一开关电容Cf1、第二开关电容Cf2开始通过理想变压器副边ns串联放电。在t5时刻，第一功率开关管S1的寄生电容Cr放电完毕，第一功率开关管S1两端的电压Vds-S1下降至零，该模态结束，开始进入下一模态。
模态六[t5～t6]：如图9所示，在t5时刻，第一功率开关管S1的寄生电容Cr放电完毕，第一功率开关管S1两端的电压Vds-S1下降至零，与此同时，第一功率开关管S1的体二极管D1开始导通。开关S1两端的电压被钳位到零，为零电压开通开关S1提供了条件。为了实现第一功率开关管S1的零电压开通(ZVS)，必须在理想变压器副边电流ins(t)反向之前对开关S1施加控制信号。漏感电流ilk和励磁电感电流ilm线性减小。第一开关电容Cf1、第二开关电容Cf2继续通过理想变压器副边ns串联放电。该模态的等效电路和上一模态类似。
模态七[t6～t7]：如图10所示，在t6时刻，第一功率开关管S1开通，在开关S1导通之前，开关管S1的体二极管D1已经导通，所以，第一功率开关管S1实现了零电压开通(ZVS)。理想变压器副边电流ins(t)反向，流经第一功率开关管S1。漏感电流ilk、励磁电感电流ilm以及续流二极管电流idf线性减小。与此同时，第一开关电容Cf1、第二开关电容Cf2开始通过理想变压器副边ns串联充电。在t7时刻，续流二极管Df停止导通，与此同时，第四功率开关管S4的体二极管D4开始导通，开始进入下一模态。该模态的等效电路与上一模态相同。
模态八[t7～t8]：如图11所示，在t7时刻，续流二极管Df零电流关断，第四功率开关管S4的体二极管D4开始导通，开关S4两端的电压被钳位到零，为零电压开通开关S4提供了条件。钳位电容Cc通过第四功率开关管S4的体二极管D4线性充电。续流二极管Df两端的电压被钳位电容Cc钳位至VCc。漏感电流ilk和励磁电感电流ilm开始线性增加。第一开关电容Cf1、第二开关电容Cf2继续通过理想变压器副边ns串联充电。输入电压Vi向第一开关电容Cf1、第二开关电容Cf2、钳位电容Cc、励磁电感Lm和负载传输能量。为了实现第四功率开关管S4的零电压开通(ZVS)，必须在钳位电容电流iCc(t)反向之前对开关S4施加控制信号。在t8时刻，变换器在一个开关周期内的开关模态结束，开始下一开关周期的工作。
通过控制功率开关管PWM驱动信号的占空比，变换器可以得到所要求的输出电压。变换器的电压变比由占空比D和匝数比N两个自由度决定，通过调整耦合电感的匝数比，能够获取更大的电压变比，避免了极限占空比的使用，从而减小了电流纹波。且，本发明中耦合电感的采用提升了增益空间和功率密度。
同时，本发明无需增加额外的谐振电路，第一功率开关管S1能够实现零电压开通和零电压关断(ZVS)，第四功率开关管S4能够实现零电压开通(ZVS)，大大减小了开关损耗，降低了开关噪声，提高了变换器的可靠性。
上述仅为本发明的具体实施方式，但本发明的设计构思并不局限于此，凡利用此构思对本发明进行非实质性的改动，均应属于侵犯本发明保护范围的行为。

Claims (2)

1.一种带耦合电感的高变比软开关DC-DC降压变换器，其特征在于：包括由耦合电感次级L2和耦合电感初级L1构成的耦合电感、第一开关电容Cf1、第二开关电容Cf2、钳位电容Cc、输出滤波电容Co、第一功率开关管S1、第二功率开关管S2、第三功率开关管S3、第四功率开关管S4、第一体二极管D1、第二体二极管D2、第三体二极管D3、第四体二极管D4、续流二极管Df；
第一功率开关管S1的漏极与直流输入电源Vi的正极相连；第一功率开关管S1的源极与第一开关电容Cf1的一极相连；第一开关电容Cf1的另一极与耦合电感次级L2的同名端相连；
耦合电感次级L2的异名端与第二开关电容Cf2的一极相连；第二开关电容Cf2的另一极与耦合电感初级L1的同名端相连，耦合电感初级L1的异名端与输出电压Vo的正极相连；
第二功率开关管S2的漏极与第一功率开关管S1的源极相连；第二功率开关管S2的源极与耦合电感次级L2的异名端相连；
第三功率开关管S3的漏极与耦合电感次级L2的同名端相连；第三功率开关管S3的源极与钳位电容Cc的一极相连；
第四功率开关管S4的源极与耦合电感初级L1的同名端相连；第四功率开关管S4的漏极与钳位电容Cc的一极相连，钳位电容Cc的另一极接地；
续流二极管Df的阴极与耦合电感初级L1的同名端相连；续流二极管Df的阳极接地；
第一体二极管D1的阳极和阴极分别与第一功率开关管S1的源极与漏极相连；第二体二极管D2的阳极和阴极分别与第二功率开关管S2的源极与漏极相连；第三体二极管D3的阳极和阴极分别与第三功率开关管S3的源极与漏极相连；第四体二极管D4的阳极和阴极分别与第四功率开关管S4的源极与漏极相连；
所述第一、第二、第三、第四功率开关管S1、S2、S3、S4的开通和关断均采用脉宽调制PWM进行控制；
第一功率开关管S1和第四功率开关管S4的栅极和源极间所加的PWM驱动信号相同，第二功率开关管S2和第三功率开关管S3的栅极和源极间所加的PWM驱动信号相同，第一、第四功率开关管S1、S4的栅极和源极间所加的PWM驱动信号与第二、第三功率开关管S2、S3的栅极和源极间所加的PWM驱动信号互补。
2.如权利要求1所述的一种带耦合电感的高变比软开关DC-DC降压变换器，其特征在于：所述第一、第二、第三、第四功率开关管S1、S2、S3、S4均采用MOSFET功率开关管。
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* Cited by examiner, † Cited by third party
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CN110247546A (zh) * 2019-06-04 2019-09-17 苏州汇川联合动力系统有限公司 非隔离型双开关降压电路及直流-直流变换器
CN112953240B (zh) * 2021-03-08 2023-10-20 浙江工业大学 一种基于耦合电感的高增益储能降压转换器
WO2022266819A1 (zh) * 2021-06-21 2022-12-29 华为技术有限公司 电压变换电路及其控制方法、电子设备
CN114844365A (zh) * 2022-05-18 2022-08-02 厦门大学 带耦合电感和开关电容的ipos型高变比软开关变流器

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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TWI262646B (en) * 2005-07-13 2006-09-21 Wai Zheng Zhong High-efficiency bidirectional converter for power sources with great voltage diversity
US7649754B1 (en) * 2007-10-01 2010-01-19 Wittenbreder Jr Ernest Henry Self limiting zero voltage switching power conversion networks
CN104967313A (zh) * 2015-07-20 2015-10-07 哈尔滨工业大学 一种耦合电感型三电平Zeta变换器
CN105391287A (zh) * 2015-11-23 2016-03-09 中国矿业大学 基于双耦合电感和单开关的零输入电流纹波高增益变换器
CN107017772B (zh) * 2017-06-02 2019-02-19 哈尔滨工业大学 一种基于交错并联结构的高升压比双向dc/dc变换器
CN107086785A (zh) * 2017-06-27 2017-08-22 厦门大学 一种单相高增益升压型变换器的软开关实现方法

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