CN113014097A - 一种无源无损软开关的Boost变换器和控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明实施例涉及开关电源技术领域，特别涉及一种无源无损软开关的Boost变换器和控制方法，通过在开关管两端并联容量较大的辅助箝位电容与辅助二极管的串联支路，使得开关管关断过程中电压变化几乎为零，从而实现近似零电压关断。在开关管漏极串联辅助电感，使开关管在极短的开通瞬间电流几乎为零，实现了开关管近似零电流开通。另一辅助电感与辅助二极管的串联支路释放存储在箝位电容里的能量到输入电源，实现电容的电荷守恒。因此，无源软开关电路所需能量都被无损地吸收和释放，实现了变换器的高效率运行。

Description

一种无源无损软开关的Boost变换器和控制方法

技术领域

本发明实施例涉及开关电源技术领域，特别涉及一种无源无损软开关的Boost变换器和控制方法。

背景技术

随着对DC-DC变换器尺寸和效率的研究，轻小化是目前研究的一个方向。开关频率与变换器的体积和重量相关，提高开关频率可以减小电容、电感等元件的体积，但是会导致较大的开关损耗、较高的开关应力和电磁损耗。为了解决这个矛盾，软开关技术应运而生。

软开关技术可以分为有源软开关和无源软开关两种。采用具有有源开关的辅助电路，具有软开关范围宽的优点。然而，有源电路使用的辅助开关需要额外的散热器。通常有源辅助开关源极不接地，必须采用浮动栅极驱动器。这将导致变换器电路更复杂，系统成本增加，功率密度可能降低。此外，有源电路的辅助开关通常工作在硬开关模式，开关损耗大，且存在寄生谐振与电压应力高的问题。

无源软开关电路不增加任何有源器件，因此变换器电路复杂度和控制难度都不会增加。但是现有无源软开关Boost电路或增加了多个辅助二极管，且二极管在较长时间内同时导通，引起更严重的导通损耗；或采用耦合电感以使辅助电感或者辅助漏感电流复位，引起磁芯损耗和线圈损耗增加，且连续的辅助电感电流导致开关管电流应力变大。除上述方法外，若以谐振方式实现软开关，则存在电压峰值高、谐振时间长的问题，谐振电流受负载电流以及占空比的影响，软开关范围受到很大的限制的问题。

发明内容

本发明实施例的目的在于提供一种无源无损软开关的Boost变换器和控制方法，通过设计合适的辅助电路参数控制策略，在很宽电压范围和满负载范围实现软开关，使用元器件数量少，电压应力增加小，易于设计并获得较高的效率，解决了现有技术中软开关范围受到很大的限制的问题。

为解决上述技术问题，第一方面，本发明的实施例提供了一种无源无损软开关的Boost变换器，其特征在于，包括电源V_i、功率MOSFET主开关Q、第一辅助电感L_a、第二辅助电感L_r、辅助箝位电容C_r、第一辅助续流二极管D_r1和第二辅助续流二极管D_r2；

所述功率MOSFET主开关Q的源极连接所述电源V_i的负极，所述功率MOSFET主开关Q的漏极连接所述第一辅助电感L_a的第二端，所述第一辅助电感L_a的第一端连接所述电源V_i的正极；所述第二辅助电感L_r的第一端连接所述第二辅助续流二极管D_r2的阳极，所述第二辅助电感L_r的第一端连接所述功率MOSFET主开关Q的源极；所述第二辅助续流二极管D_r2的阴极连接所述第一辅助续流二极管D_r1的阳极，所述第一辅助续流二极管D_r1的阴极连接所述电源V_i的正极。

作为优选的，还包括主滤波电感L和功率二极管D，所述主滤波电感L的第一端连接所述电源V_i的正极，所述主滤波电感L的第二端连接所述第一辅助电感L_a的第一端；所述功率二极管D的第一端连接所述第一辅助电感L_a的第一端，功率二极管D的第二端连接所述功率MOSFET主开关Q的漏极。

作为优选的，还包括输出储能电容C_o和负载R_L；所述输出储能电容C_o的第一端连接所述功率二极管D的第二端，所述输出储能电容C_o的第二段连接所述功率MOSFET主开关Q的漏极；所述负载R_L与所述输出储能电容C_o并联。

作为优选的，所述第二辅助电感L_r与所述第二辅助续流二极管D_r2串联组成第一支路，所述第一支路与所述第一辅助续流二极管D_r1串联组成第二支路，所述第二支路与所述电源V_i并联组成第三支路，所述第三支路与所述主滤波电感L串联组成第四支路，所述第二支路与所述辅助箝位电容C_r串联组成第五支路，所述第五支路与所述功率MOSFET主开关Q并联组成第六支路，所述第六支路与所述第一辅助电感L_a串联组成第七支路，所述第七支路与所述第四支路并联组成第八支路，所述第八支路与所述功率二极管D串联组成第九支路，所述第九支路与所述输出储能电容C_o并联。

作为优选的，所述主滤波电感L的容量为100μH，所述输出储能电容C_o容量为80μF，所述第一辅助电感L_a容量为1μH，所述第二辅助电感L_r容量为3μH，所述辅助箝位电容C_r的容量为10nF。

第二方面，本发明实施例提供一种无源无损软开关的Boost变换器的控制方法，基于本发明第一方面实施例所述的无源无损软开关的Boost变换器，包括：

t₀～t₁阶段：t₀时刻，功率MOSFET主开关Q关断，辅助箝位电容C_r两端电压为-V_i，电感电流流过辅助箝位电容C_r，对辅助箝位电容C_r以近似恒定电流放电，辅助箝位电容C_r电压绝对值线性下降；

t₁～t₂阶段：t₁时刻，主滤波电感L电压上升到等于-(V_o-V_i)，功率二极管D开通，主滤波电感L两端电压被箝位至-(V_o-V_i)，主滤波电感L通过功率二极管放电至输出，电流线性下降；

t₂～t₃阶段：t₂时刻，第一辅助电感L_a电流i_La下降到0；若第一辅助电感L_a储能达到预设值，第一辅助电感L_a电流i_La下降为0时，辅助箝位电容C_r电压将上升至大于V_o；当辅助箝位电容C_r电压大于V_o时，第二辅助续流二极管D_r2正向偏置，辅助箝位电容C_r通过第一辅助电感L_a和第二辅助电感L_r谐振放电，直到辅助箝位电容C_r电压等于V_o时，放电电流达到最大，此后放电电流逐步减小，主滤波电感L继续放电至输出端；

t₃～t₄阶段：t₃时刻，第二辅助电感L_r电流下降至零，辅助箝位电容C_r电压小于V_i+V_o；第二辅助续流二极管D_r2截止，电路进入续流阶段；

t₄～t₅阶段：t₄时刻，功率MOSFET主开关Q受控开通；第一辅助电感L_a电流为0，因此，功率MOSFET主开关Q开通瞬间电流近似为零，Q开通后，L_a电流上升；

t₅～t₆阶段：t₅时刻，第一辅助电感L_a电流i_La等于主滤波电感L电流i_L，功率二极管D自然关断，反向恢复电流大大减小；主滤波电感L与第一辅助电感L_a电压之和等于V_i，主滤波电感L与第一辅助电感L_a电流线性上升；辅助箝位电容C_r继续通过与第二辅助电感L_r谐振放电，当辅助箝位电容C_r电压放电到0，第二辅助电感L_r电流达到最大，辅助箝位电容C_r被反向充电，电压增加；

t₆～t₇阶段：t₆时刻，辅助箝位电容C_r电压上升至V_i时，第一辅助续流二极管D_r1正向偏置导通，辅助箝位电容C_r、第二辅助电感L_r电压被V_i箝位，辅助箝位电容C_r电压不变，第二辅助电感L_r电流线性减小；

t₇～t₀阶段：t₇时刻，第二辅助电感L_r电流下降到0，仅主滤波电感L在正向电压作用下电流线性上升，电路进入开通阶段。

本发明实施例针对Boost电路主开关硬关断损耗过大提出了一种无源无损软开关电路。通过在开关管两端并联容量较大的辅助箝位电容与辅助二极管的串联支路，使得开关管关断过程中电压变化几乎为零，从而实现近似零电压关断。在开关管漏极串联辅助电感，使开关管在极短的开通瞬间电流几乎为零，实现了开关管近似零电流开通。另一辅助电感与辅助二极管的串联支路释放存储在箝位电容里的能量到输入电源，实现电容的电荷守恒。因此，无源软开关电路所需能量都被无损地吸收和释放，实现了变换器的高效率运行。

附图说明

一个或多个实施例通过与之对应的附图中的图片进行示例性说明，这些示例性说明并不构成对实施例的限定，附图中具有相同参考数字标号的元件表示为类似的元件，除非有特别申明，附图中的图不构成比例限制。

图1为本发明实施例的单开关无源无损软开关Boost变换器；

图2为本发明实施例的控制方法中t0～t1阶段等效电路示意图；

图3为本发明实施例的控制方法中t1～t2阶段等效电路示意图；

图4为本发明实施例的控制方法中t2～t3阶段等效电路示意图；

图5为本发明实施例的控制方法中t3～t4阶段等效电路示意图；

图6为本发明实施例的控制方法中t4～t5阶段等效电路示意图；

图7为本发明实施例的控制方法中t5～t6阶段等效电路示意图；

图8为本发明实施例的控制方法中t6～t7阶段等效电路示意图；

图9为本发明实施例的控制方法中t7～t0阶段等效电路示意图；

图10为本发明实施例的单开关无源无损软开关Boost变换器各工作模态的理论波形；

图11为本发明实施例的单开关无源无损软开关Boost变换器开关管Q的电压、电流波形；

图12为本发明实施例的单开关无源无损软开关Boost变换器续流二极管D的电压、电流波形；

图13为本发明实施例提出的电路的效率和普通Boost电路的效率曲线示意图；

图14为本发明实施例的高端连接方式对应的软开关实现方式示意图；

图15为本发明实施例的低端连接方式对应的软开关实现方式示意图；

图16为本发明实施例的带软开关的Buck示意图；

图17为本发明实施例的带软开关的Buck-Boost示意图；

图18为本发明实施例的带软开关的Cuk示意图；

图19为本发明实施例的带软开关的Zeta示意图；

图20为本发明实施例的带软开关的SEPIC示意图。

具体实施例

为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明的各实施例进行详细的阐述。然而，本领域的普通技术人员可以理解，在本发明各实施例中，为了使读者更好地理解本申请而提出了许多技术细节。但是，即使没有这些技术细节和基于以下各实施例的种种变化和修改，也可以实现本申请所要求保护的技术方案。以下各个实施例的划分是为了描述方便，不应对本发明的具体实现方式构成任何限定，各个实施例在不矛盾的前提下可以相互结合相互引用。

下面对本实施例的无源无损软开关的Boost变换器的实现细节进行具体的说明，以下内容仅为方便理解提供的实现细节，并非实施本方案的必须。

本发明的第一实施例提供了一种无源无损软开关的Boost变换器，其特征在于，包括电源V_i、功率MOSFET主开关Q、第一辅助电感L_a、第二辅助电感L_r、辅助箝位电容C_r、第一辅助续流二极管D_r1和第二辅助续流二极管D_r2；

所述功率MOSFET主开关Q的源极连接所述电源V_i的负极，所述功率MOSFET主开关Q的漏极连接所述第一辅助电感L_a的第二端，所述第一辅助电感L_a的第一端连接所述电源V_i的正极；所述第二辅助电感L_r的第一端连接所述第二辅助续流二极管D_r2的阳极，所述第二辅助电感L_r的第一端连接所述功率MOSFET主开关Q的源极；所述第二辅助续流二极管D_r2的阴极连接所述第一辅助续流二极管D_r1的阳极，所述第一辅助续流二极管D_r1的阴极连接所述电源V_i的正极。

在上述实施例的基础上，作为一种优选的实施方式，还包括主滤波电感L和功率二极管D，所述主滤波电感L的第一端连接所述电源V_i的正极，所述主滤波电感L的第二端连接所述第一辅助电感L_a的第一端；所述功率二极管D的第一端连接所述第一辅助电感L_a的第一端，功率二极管D的第二端连接所述功率MOSFET主开关Q的漏极。

在上述实施例的基础上，作为一种优选的实施方式，还包括输出储能电容C_o和负载R_L；所述输出储能电容C_o的第一端连接所述功率二极管D的第二端，所述输出储能电容C_o的第二段连接所述功率MOSFET主开关Q的漏极；所述负载R_L与所述输出储能电容C_o并联。

在上述实施例的基础上，作为一种优选的实施方式，所述第二辅助电感L_r与所述第二辅助续流二极管D_r2串联组成第一支路，所述第一支路与所述第一辅助续流二极管D_r1串联组成第二支路，所述第二支路与所述电源V_i并联组成第三支路，所述第三支路与所述主滤波电感L串联组成第四支路，所述第二支路与所述辅助箝位电容C_r串联组成第五支路，所述第五支路与所述功率MOSFET主开关Q并联组成第六支路，所述第六支路与所述第一辅助电感L_a串联组成第七支路，所述第七支路与所述第四支路并联组成第八支路，所述第八支路与所述功率二极管D串联组成第九支路，所述第九支路与所述输出储能电容C_o并联。

在上述实施例的基础上，作为一种优选的实施方式，所述主滤波电感L的容量为100μH，所述输出储能电容C_o容量为80μF，所述第一辅助电感L_a容量为1μH，所述第二辅助电感L_r容量为3μH，所述辅助箝位电容C_r的容量为10nF。

本发明第二方面实施例对所述单开关无源无损软开关Boost电路，提出一种大大减小续流二极管反向恢复损耗，实现功率MOSFET开关管近似零电流开通与近似零电压关断的调制策略：

t₀～t₁阶段：t₀时刻，功率MOSFET主开关Q关断，辅助箝位电容C_r两端电压为-U_i，由于辅助箝位电容C_r的箝位作用，电感电流流过辅助箝位电容C_r，对辅助箝位电容C_r以近似恒定电流放电，辅助箝位电容C_r电压绝对值线性下降；

u_Cr＝i_L+La(t₀)sinω(t-t₀)/ωC_r-V_icosω(t-t₀) (1)

其中：

开关两端电压从零开始线性上升，功率MOSFET主开关Q为近似零电压关断。由于L与L_a电压极性不变，电流继续增加。辅助箝位电容C_r电容放电至电压等于零时，L与L_a串联总电流i_L+La达最大，如下所示。

i_L+La＝ωC_rV_isinω(t-t₀)+i_L+La(t₀)cosω(t-t₀) (3)

设计使辅助箝位电容C_r较小，且C_r/(L+L_a)<<1，因此ωC_rU_i<<i_L+_La(t₀)。当电感L电压到达-(V_o-V_i)时，ω(t-t₀)接近0，因此(1)(3)可作如下近似：

u_Cr≈-V_i+i_L+La(t₀)(t-t₀)/C_r (4)

i_L+La＝V_i/(L+L_a)(t-t₀)+i_L+La(t₀) (5)

此后，电感L与L_a对辅助箝位电容C_r以近似恒定电流反向充电，辅助箝位电容Cr电压上升直到L两端电压u_L＝-(V_o-V_i)时，此过程结束。

t₁～t₂阶段：t₁时刻，L电压上升到等于-(V_o-V_i)，功率二极管D开通。此后，L两端电压被箝位至-(V_o-V_i)。L通过续流二极管放电至输出，电流线性下降；

i_L＝i_L+La(t₁)-V_o(t-t₁)/L (6)

辅助电感L_a与C_r谐振继续对C_r充电，电压u_Cr继续增加。有下式：

u_Cr＝cosω_a(t-t₁)(V_o-V_i)L_a/L+i_L+La(t₁)sinω_a(t-t₁)/ωC_r+(V_o-V_i) (7)

i_La＝-ω_aC_rL_a(V_o-V_i)sinω_a(t-t₁)/L+i_L+La(t₁)cosω_a(t-t₁) (8)

其中：

t₂～t₃阶段：t₂时刻，L_a电流i_La下降到0。若输出电流较大，则L_a储能足够多，L_a电流i_La下降为0时，C_r电压将上升至大于V_o。当C_r电压大于V_o时，辅助续流二极管D_r2正向偏置，C_r通过辅助电感L_r与L_a谐振放电，直到C_r电压等于V_o时，放电电流达到最大，此后放电电流逐渐减小，电感L继续放电至输出端；

u_Cr＝[u_Cr(t₂)-V_o]cosω_ar(t-t₂)+V_o (10)

i_Lr＝ω_arC_r[u_Cr(t₂)-V_o]sinω_ar(t-t₂) (11)

其中谐振频率：

电感电流i_L如下：

i_L＝i_L(t₂)-(V_o-V_i)(t-t₂)/L (13)

t₃～t₄阶段：t₃时刻，辅助电感L_r电流下降至零，C_r电压小于V_i+V_o。辅助续流二极管D_r2截止，辅助电路结束工作，电路等效于普通的Boost电路续流阶段；

i_L＝i_L(t₃)-(V_o-V_i)(t-t₃)/L (14)

t₄～t₅阶段：t₄时刻，功率MOSFET主开关Q受控开通。由于电感L_a电流为0，因此，开关管开通瞬间电流近似为零，为近似零电流开通。功率MOSFET主开关Q开通后，L_a电流迅速上升；

i_La＝V_o(t-t₄)/L_a (15)

在L_a电流上升到L中流过的电流之前，二极管D继续导通，流过的电流为电感L与L_a电流之差。L两端电压等于V_o，电流继续线性下降，可表示为：

i_L＝i_L(t₄)-(V_o-V_i)(t-t₄)/L (16)

辅助二极管D_r2正向偏置，C_r通过与L_r发生谐振放电，电压以余弦规律减小，L_r电流以正弦规律增加，分别如下所示。

u_Cr＝u_Cr(t₄)cosω_r(t-t₄) (17)

i_Lr＝ω_rC_ru_Cr(t₄)sinω_r(t-t₄) (18)

其中：

t₅～t₆阶段：t₅时刻，L_a电流i_La等于电感L电流i_L，功率二极管自然关断，反向恢复电流大大减小。L与L_a电压之和等于V_i，因此，L与L_a电流线性上升。C_r继续通过与L_r谐振放电，当C_r电压放电到0，L_r电流达到最大，此后C_r被反向充电，电压增加；

u_Cr＝u_Cr(t₅)cosω_r(t-t₅) (20)

i_Lr＝ω_rC_ru_Cr(t₅)sinω_r(t-t₅) (21)

i_L＝i_La＝i_L+La＝i_L(t₅)-V_i(t-t₅)/(L+L_a) (22)

t₆～t₇阶段：t₆时刻，C_r电压上升至V_i时，辅助二极管D_r1正向偏置导通，C_r、L_r电压被V_i箝位，C_r电压不变，L_r电流迅速线性减小；

i_Lr＝i_Lr(t₆)-V_i(t-t₆)/L_r (23)

i_L＝i_La＝i_L+La＝i_L(t₆)-V_i(t-t₆)/(L+L_a) (24)

t₇～t₀阶段：t₇时刻，L_r电流下降到0，辅助电路自然断开，仅电感L在正向电压作用下电流线性上升，电路等效为普通Boost电路开关管开通阶段；

i_L＝i_La＝i_L+La＝i_L(t₇)-V_i(t-t₇)/(L+L_a) (25)

以上工作过程，若输出电流较小，则L_a储能少，从而t₂～t₃阶段不存在。在t₁～t₂阶段结束时，L_a电流已经下降到零，C_r电压将上升至大于U_i而小于V_o。软开关电路仍然能正常工作，此时，工作周期减少为7个阶段。

以上分析过程涉及的开关周期内各阶段开关管电压与电感电流关于驱动信号的时序波形如图10。

本实施例进行了实验研究，为了便于比较，证明本发明提出的电路和调制方法的有效性，设计具有相同主拓扑参数的软开关Boost变换器与普通同步整流Boost电路：额定输入电压与输出电压分别为30V、50V，开关频率100kHz，主电感L设计为100μH，输出储能电容C_o为80μF。辅助电感L_a为1μH，辅助电感L_r为3μH，辅助电路箝位电容C_r为10nF，辅助电路肖特基二极管D_r1、D_r2采用SS3200。图11为本发明提出的软开关Boost电路的功率MOSFET主开关Q的电压、电流波形，图12为续流二极管的电压、电流波形。由软开关电路测量波形可见，功率MOSFET主开关Q开通过程中，漏源极电压下降为零，流过功率MOSFET主开关Q的电流几乎为零，即功率MOSFET主开关Q为近似零电流开通。在功率MOSFET主开关Q关断瞬间，流过功率MOSFET主开关Q漏源极的电流迅速下降为零，而漏源电压几乎为零，实现了开关功率MOSFET主开关Q的近似零电压关断。同时，在开关功率MOSFET主开关Q开通过程中，续流二极管D继续保持导通续流。在功率MOSFET主开关Q完全开通后，流过辅助电感L_a的电流线性下降，因此，续流二极管D的电流缓慢下降直到为零，二极管D关断，大大降低了二极管D反向恢复电流。图12中二极管D关断时未见明显反向恢复电流，只是由于二极管寄生电容与辅助电感L_a谐振，引起了一定的谐振电压尖峰，通过提高续流二极管D的耐压值可保障电路的安全运行。最后通过效率对比实验来验证了所发明的软开关电路的优越性，图13为测量的本发明提出的电路的效率和普通Boost电路的效率曲线。由效率曲线可见，本发明软开关Boost电路可将效率提升0.5％以上。

增加的软开关辅助电路具有如下特征：开关管与主电感之间串联一个辅助电感L_a，在辅助电感L_a与功率MOSFET主开关Q的连接点接入辅助箝位电容C_r。辅助二极管D_r1和L与C_r串联支路并联，辅助电感L_r与辅助二极管D_r1串联辅助电感L_r后和功率MOSFET主开关Q与C_r的串联支路并联。根据功率MOSFET主开关Q与电感L在电路中的位置关系，分为高端连接方式和低端连接方式，与之对应的软开关实现方式如图14、图15。将以上软开关法则应用于其他DC-DC变换器，可以得到带软开关的Buck如图16、Buck-Boost如图17、Cuk如图18、Zeta如图19、SEPIC如图20等拓扑。

本领域的普通技术人员可以理解，上述各实施例是实现本发明的具体实施例，而在实际应用中，可以在形式上和细节上对其作各种改变，而不偏离本发明的精神和范围。

Claims (6)

1.一种无源无损软开关的Boost变换器，其特征在于，包括电源V_i、功率MOSFET主开关Q、第一辅助电感L_a、第二辅助电感L_r、辅助箝位电容C_r、第一辅助续流二极管D_r1和第二辅助续流二极管D_r2；

所述功率MOSFET主开关Q的源极连接所述电源V_i的负极，所述功率MOSFET主开关Q的漏极连接所述第一辅助电感L_a的第二端，所述第一辅助电感L_a的第一端连接所述电源V_i的正极；所述第二辅助电感L_r的第一端连接所述第二辅助续流二极管D_r2的阳极，所述第二辅助电感L_r的第一端连接所述功率MOSFET主开关Q的源极；所述第二辅助续流二极管D_r2的阴极连接所述第一辅助续流二极管D_r1的阳极，所述第一辅助续流二极管D_r1的阴极连接所述电源V_i的正极。

2.根据权利要求1所述的无源无损软开关的Boost变换器，其特征在于，还包括主滤波电感L和功率二极管D，所述主滤波电感L的第一端连接所述电源V_i的正极，所述主滤波电感L的第二端连接所述第一辅助电感L_a的第一端；所述功率二极管D的第一端连接所述第一辅助电感L_a的第一端，功率二极管D的第二端连接所述功率MOSFET主开关Q的漏极。

3.根据权利要求2所述的无源无损软开关的Boost变换器，其特征在于，还包括输出储能电容C_o和负载R_L；所述输出储能电容C_o的第一端连接所述功率二极管D的第二端，所述输出储能电容C_o的第二段连接所述功率MOSFET主开关Q的漏极；所述负载R_L与所述输出储能电容C_o并联。

4.根据权利要求3所述的无源无损软开关的Boost变换器，其特征在于，所述第二辅助电感L_r与所述第二辅助续流二极管D_r2串联组成第一支路，所述第一支路与所述第一辅助续流二极管D_r1串联组成第二支路，所述第二支路与所述电源V_i并联组成第三支路，所述第三支路与所述主滤波电感L串联组成第四支路，所述第二支路与所述辅助箝位电容C_r串联组成第五支路，所述第五支路与所述功率MOSFET主开关Q并联组成第六支路，所述第六支路与所述第一辅助电感L_a串联组成第七支路，所述第七支路与所述第四支路并联组成第八支路，所述第八支路与所述功率二极管D串联组成第九支路，所述第九支路与所述输出储能电容C_o并联。

5.根据权利要求4所述的无源无损软开关的Boost变换器，其特征在于，所述主滤波电感L的容量为100μH，所述输出储能电容C_o容量为80μF，所述第一辅助电感L_a容量为1μH，所述第二辅助电感L_r容量为3μH，所述辅助箝位电容C_r的容量为10nF。

6.一种根据权利要求5所述无源无损软开关的Boost变换器的控制方法，其特征在于，包括：

t₀～t₁阶段：t₀时刻，功率MOSFET主开关Q关断，辅助箝位电容C_r两端电压为-V_i，电感电流流过辅助箝位电容C_r，对辅助箝位电容C_r以近似恒定电流放电，辅助箝位电容C_r电压绝对值线性下降；

t₁～t₂阶段：t₁时刻，主滤波电感L电压上升到等于-(V_o-V_i)，功率二极管D开通，主滤波电感L两端电压被箝位至-(V_o-V_i)，主滤波电感L通过功率二极管放电至输出，电流线性下降；

t₂～t₃阶段：t₂时刻，第一辅助电感L_a电流i_La下降到0；若第一辅助电感L_a储能达到预设值，第一辅助电感L_a电流i_La下降为0时，辅助箝位电容C_r电压将上升至大于V_o；当辅助箝位电容C_r电压大于V_o时，第二辅助续流二极管D_r2正向偏置，辅助箝位电容C_r通过第一辅助电感L_a和第二辅助电感L_r谐振放电，直到辅助箝位电容C_r电压等于V_o时，放电电流达到最大，此后放电电流逐步减小，主滤波电感L继续放电至输出端；

t₃～t₄阶段：t₃时刻，第二辅助电感L_r电流下降至零，辅助箝位电容C_r电压小于V_i+V_o；第二辅助续流二极管D_r2截止，电路进入续流阶段；

t₄～t₅阶段：t₄时刻，功率MOSFET主开关Q受控开通；第一辅助电感L_a电流为0，因此，功率MOSFET主开关Q开通瞬间电流近似为零，Q开通后，L_a电流上升；

t₅～t₆阶段：t₅时刻，第一辅助电感L_a电流i_La等于主滤波电感L电流i_L，功率二极管D自然关断，反向恢复电流大大减小；主滤波电感L与第一辅助电感L_a电压之和等于V_i，主滤波电感L与第一辅助电感L_a电流线性上升；辅助箝位电容C_r继续通过与第二辅助电感L_r谐振放电，当辅助箝位电容C_r电压放电到0，第二辅助电感L_r电流达到最大，辅助箝位电容C_r被反向充电，电压增加；

t₆～t₇阶段：t₆时刻，辅助箝位电容C_r电压上升至V_i时，第一辅助续流二极管D_r1正向偏置导通，辅助箝位电容C_r、第二辅助电感L_r电压被V_i箝位，辅助箝位电容C_r电压不变，第二辅助电感L_r电流线性减小；

t₇～t₀阶段：t₇时刻，第二辅助电感L_r电流下降到0，仅主滤波电感L在正向电压作用下电流线性上升，电路进入开通阶段。

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