TWI382642B - Resonant circuit with narrow operating frequency band and resonant power converter - Google Patents

Resonant circuit with narrow operating frequency band and resonant power converter Download PDF

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Description

具窄操作頻段之諧振電路及共振式電源轉換器
本發明係關於一種諧振電路，尤指一種應用於電源轉換器中當中的諧振電路。
請參閱第二十四圖所示，於美國專利核准公告第6,344,979號專利案係揭露一種LLC共振電力轉換器之電路圖，主要包含一方波產生器(100)、一變壓器(110)、一連接於該變壓器(110)一次側與方波產生器(100)輸出端之間的共振單元(120)、一連接該變壓器(110)二次側之整流單元(130)、一設於整流單元(130)輸出端的濾波單元(140)以及一連接該濾波單元(140)上的負載(150)。
其中，該共振單元(120)是以一串聯電容(Cr)先串接一串聯電感(Ls)後，再與變壓器(110)所提供的一電感(Lm)並接，而此共振單元(120)之第一特徵共振頻率(fr)則由該串聯電容(Cr)與串聯電感(Ls)共同決定，另第二特徵共振頻率(fm)則由該串聯電容(Cr)、串聯電感(Ls)與電感(Lm)三者共同決定。
另請參閱第二十五圖所示，於美國專利公開第2005/0207180號申請案係揭露另一種共振電力轉換器之電路圖，主要架構及電路動作原理大致上與前述電路相同，但較能提高轉換器的轉換效率，但變壓器(110)係提供兩個一次側繞組與兩二次側繞組，兩一次側繞組所提供之 電感(Lm1)(Lm2)係互相串聯，而兩二次側繞組則對應並聯。
無論是前述何種電路，均屬於LLC共振設計，這種電路的主要缺點在於為了調節輸出電壓，該共振電力轉換器必須操作在一較廣的工作頻率範圍，才能提供負載一穩定範圍的工作電壓，在無法提供較大工作頻率範圍的應用場合中，LLC共振設計將難以有效發揮其轉換能力或是僅提供低效率的轉換作業。
本發明之目的係提供一種具窄操作頻段之諧振電路，可運用於電源轉換裝置中，該諧振電路允許在較窄的工作頻率範圍之內仍可確保電源轉換裝置具有正常運作的能力，以提供穩定的輸出電壓。
為達成前述目的，該諧振電路包含有： 相並聯之第一諧振分支與第二諧振分支，該第一諧振分支與第二諧振分支各分別包含：一串聯電容；一串接該串聯電容之串聯電感，該串聯電感之另端係連接一變壓器其一次側線圈，該變壓器一次側線圈係等效為一激磁電感並聯一繞組；一輔助電感，其第一端係連接該第一諧振分支之串聯電感與變壓器一次側線圈的連接節點，其第二端係連接該第二諧振分支中之串聯電感與變壓器一次側線圈之連接節 點。
前述串聯電容與串聯電感作用而提供一第一特徵共振頻率fr；另串聯電容、串聯電感、激磁電感及輔助電感係共同提供一第二特徵共振頻率fm；其中，當諧振電路結合於電源轉換裝置時，依電源轉換裝置之工作頻率fs可具有fs>fr或fm<fs<fr兩種模式，並可縮小該電源轉換裝置所使用之工作頻率fs。
本發明之另一目的係提供一種共振式電源轉換器，該共振式電源轉換器具有雙諧振分支架構的諧振電路，使電源轉換器能在較小的工作頻率範圍之內即可正常進行電源轉換，提供負載所需的工作電壓。
為達成前述目的，該共振式電源轉換器包含有：一方波產生器；一變壓器單元，係提供兩一次側線圈及兩二次側線圈；一諧振電路，係連接於該方波產生器與變壓器單元的一次側線圈，該諧振電路包含兩並聯的第一諧振分支及第二諧振分支，且第一諧振分支及第二諧振分支之間連接一輔助電感：一整流單元，係設於該變壓器單元的二次側線圈上，係由兩二極體組成；一濾波單元，係連接在該整流單元之輸出端與一負載之間。
利用前述諧振電路之拓撲架構可產生兩特徵共振頻率 fr、fm，當電源轉換器工作頻率fs為fs>fr或fm<fs<fr兩種模式下，電源轉換器僅須在一相對較小的工作頻率範圍下仍可對負載提供一相對較大範圍的工作電壓，提供電力轉換效率與降低切換損失。
請參考第一圖所示，本發明之LLLC諧振電路其等效電路可表示為：第一諧振分支(10)，係由一串聯電容(Cr)串接一串聯電感(L1)之一端，再於該串聯電感(L1)之另一端連接一變壓器之一次側，該變壓器的一次側係可等效表示成一激磁電感(Lm)及一繞組(Np)相並聯；第二諧振分支(20)，係並聯前述第一諧振分支(10)，係由一串聯電容(Cr)串接一串聯電感(L1)之一端，再於該串聯電感(L1)之另一端連接一變壓器之一次側，該變壓器的一次側係可等效表示成一激磁電感(Lm)及一繞組(Np)相並聯；一輔助電感(Lr)，係用以調整電流，其第一端連接該第一諧振分支(10)中的串聯電感(L1)與變壓器一次側之連接節點，其第二端則是連接該第二諧振分支(20)中的串聯電感(L1)與變壓器一次側之連接節點。
其中，前述第一諧振分支(10)與第二諧振分支(20)中的串聯電感(L1)可以是兩個獨立的電感，也可以是耦合在同一個鐵芯上的兩個繞組。除了該激磁電感(Lm)之外，亦 可在一次側的兩端再並聯一實體電感，視為將激磁電感(Lm)與實體電感相並聯。另外，前述兩激磁電感(Lm)與兩一次側繞組(Np)，可以是兩獨立變壓器各自的一次側繞組，亦可以是由同一變壓器在其一次側所提供的兩組獨立線圈構成。在此諧振電路當中，串聯電容(Cr)與串聯電感(L1)作用而提供一第一特徵共振頻率(fr)；另串聯電容(Cr)、串聯電感(L1)、激磁電感(Lm)及輔助電感(Lr)係共同提供一第二特徵共振頻率(fm)。
請參考第二圖所示，本發明之諧振電路可應用於一直流/直流轉換器之中而實現共振式的電源轉換器，此實施例之轉換器的整體電路包含有：一方波產生器(30)，係由兩開關(Q1)(Q2)連接至一直流電源(Vs)構成，其中各開關(Q1)(Q2)之兩端係存在有一寄生二極體(Ds1)(Ds2)；一變壓器單元(40)，係提供兩一次側線圈及兩二次側線圈，各一次側線圈等效視為一激磁電感及一次側繞組(Np)，同樣在各二次側線圈至少可等效有一二次側繞組(Ns)，該變壓器單元(40)可由單顆變壓器構成，或是由兩顆獨立的變壓器共同組成；一諧振電路，係連接於該方波產生器(30)與變壓器單(40)一次側線圈之間，包含有第一諧振分支(10)、第二諧振分支(20)及一輔助電感(Lr)，其中該輔助電感(Lr)可進一步串接一隔絕直流電容(Cb)，達到阻絕直流的作用；一整流單元(50)，係設於該變壓器單元(40)的二次側 線圈上，係由兩二極體(D1)(D2)組成；一濾波單元(60)，係由一濾波電容(Co)構成，連接在該整流單元(50)的輸出端與一負載(70)之間。
前述電源轉換器依其工作頻率(fs)的狀態而具有兩種工作模式，即：fs>fr和fm<fs<fr。以下針對這兩種工作模述將分別詳述。
I、fs>fr 當工作頻率(fs)高於第一特徵共振頻率(fr)時，在一個開關週期內的穩態工作過程可分為6個階段A~F，其工作波形請參閱第三圖所示，其中有關各電流的定義方向則請參考第二圖。
A、第1階段t0~t1 如第四圖所示，在t0時刻前第二開關(Q2)正常導通工作，當t＝t0時，第二開關(Q2)受控關斷，由於電感的存在，電流不能突變，故一次側電流會通過第一開關(Q1)的寄生二極體(Ds1)而續流(忽略Q1和Q2輸出電容充放電的過程)。流過變壓器單元(40)的一次側電流iP ＝iL1 －iLm －iLr ，此時刻為負值；而連接二次側之整流單元(50)中的二極體(D2)繼續導通，一次側電壓Vp被箝位在－nVo ，電流iLm 與iLr 反向線性增加；同時，諧振電流iL1快速反向減小。當t＝t1時，iL1 ＝iLm ＋iLr ，iP 反向減小為零，二次側電流也減小到零，二極體(D2)不導通。
B、第2階段t1~t2 如第五圖所示，當t＝t1時，電流iP 為零，二極體(D2 截止。此後，由於諧振電流iL1 快速反向減小(正向增大)，使得電流iP 大於零(iP ＝iL1 －iLm －iLr )，由於變壓器單元關係，迫使二極體(D1)導通，一次側電壓Vp被箝位在nVo ，電流iLm 與iLr 開始反向線性減小(正向線性增加)，電流iL1 與iQ1 為負，iQ1 繼續通過第一開關(Q1)的寄生二極體(Ds1)進行續流。當t＝t2時，變壓器單元(40)之一次側電流上升到iP ＝iLm ＋iLr /2時，流經寄生二極體(Ds1)上的電流下降到零，該過程結束。第一開關(Q1)的驅動信號在t2之前輸出，實現零電壓導通(ZVS)。
C、第3階段t2~t3 如第六圖所示，當t＝t2時，第一開關(Q1)開始具有正向電流，二極體(D1)繼續導通，一次側電壓Vp仍是維持被箝位在nVo ，電流iLm 與iLr 繼續正向線性增加。當t＝t3時，第一開關(Q1)截止，該過程結束。在該過程中，流經激磁電感(Lm)、串聯電感(L1)與輔助電感(Lr)上的電流完成換向(由負變正)。
D、第4階段t3~t4 如第七圖所示，當t＝t3時，第一開關(Q1)轉為截止，由於電感的存在，電流不能突變，故一次側電流會通過第二開關(Q2)的寄生二極體(Ds2)而續流(忽略Q1和Q2的輸出電容充放電的過程)。流經變壓器單元(40)一次側的電流為：iP ＝iL1 －iLm －iLr ，此時刻為正；位於二次側的二極體(D1)繼續導通，而一次側電壓(Vp)被箝位在nVo ，電流iLm 與iLr 正向線性增加，而諧振電流iL1 減小；當t＝t4時， iL1 ＝iLm ＋iLr ，iP ＝0，相應的二次側電流也為零，二極體(D1)截止。
E、第5階段t4~t5 如第八圖所示，當t＝t4時，電流iP 為零，二極體(D1)截止。此後，諧振電流iL1 持續減小，使得電流iP 小於零(iP ＝iL1 －iLm －iLr )，由於變壓器單元(40)的關係，迫使二極體(D2)導通，一次側電壓Vp被箝位在－nVo ，電流iLm 與iLr 開始線性減小，諧振電流iL1 為正，iQ2 為負並通過第二開關(Q2)的寄生二極體(Ds2)進行續流。當t＝t5時，一次側電流反向上升到iP ＝iLm ＋iLr /2時，流經寄生二極體(Ds2)上的電流下降到零，該過程結束。第二開關(Q2)的驅動信號在t5前送出，實現零電壓導通(ZVS)。
F、第6階段t5~t6 如第九圖所示，當t＝t5時，第二開關(Q2)開始具有正向電流。二極體(D2)維持導通，一次側電壓Vp被箝位在－nVo ，電流iLm 與iLr 反向線性增大。當t＝t6時，第二開關(Q2)截止，該過程結束。在該過程中，流經激磁電感(Lm)、串聯電感(L1)與輔助電感(Lr)上的電流完成換向(由正變負)。此後進入下一個工作週期。
II、fm<fs<fr 當轉換器的工作頻率fs處於兩個特徵諧振頻率fm、fs之間時，在一個開關週期內的穩態工作過程亦可分為6個階段A~F，工作波形如第十圖所示，各電流的定義方向請參考第二圖。
A、第1階段t0~t1 如第十一圖所示，在t0時刻前第二開關(Q2)導通工作。當t＝t0時，第二開關(Q2)受到控制而變成截止，由於電感的存在，電流不能突變，一次側電流將通過第一開關(Q1)的寄生二極體(Ds1)而繼續維持流動(忽略Q1和Q2輸出電容充放電的過程)。使得諧振電流iL1 反向線性減小，流經變壓器單元(40)一次側的電流iP 由零變正，由於變壓器單元(40)的關係，使得二極體(D1)導通，－次側電壓(Vp)被箝位在nVo ，電流iLm 與iLr 反向線性減小(正向線性增加)。當t＝t1時，變壓器單元(40)的一次側電流上升到iP ＝iLm ＋iLr /2時，流經寄生二極體(Ds1)上的電流下降到零，該過程結束。第一開關(Q1)的驅動信號在t1前送出，實現零電壓導通(ZVS)。
B、第2階段t1~t2 如第十二圖所示，當t＝t1時，第一開關(Q1)開始具有正向電流。位於二次側的二極體(D1)繼續導通，一次側電壓Vp被箝位在nVo ，電流iLm 與iLr 繼續正向線性增加。當t＝t2時，變壓器單元(40)之一次側電流iP 諧振到零，流經二極體(D1)的電流也降為零，實現零電流關斷。在該過程中，流經激磁電感(Lm)、串聯電感(L1)與輔助電感(Lr)上的電流完成換向(由負變正)。
C、第3階段t2~t3 請參考第十三圖所示，當t＝t2時，一次側電流iP 諧振到零，二次側的二極體(D1)截止，負載能量完全由濾波電 容(Co)提供。此時iL1 ＝iLm ＋iLr ；流經第二開關(Q1)的電流iQ1 ＝2iLm ＋iLr 。此時，激磁電感(Lm)、串聯電感(L1)、輔助電感(Lr)和串聯電容(Cr)產生諧振，只是激磁電感(Lm)與輔助電感(Lr)的值比較大，因此iLm 、iLr 在這個過程中，變化較小。
D、第4階段t3~t4 如第十四圖所示，當t＝t3時，第一開關(Q1)控制為截止，由於電感的存在，電流不能突變，一次側電流通過第二開關(Q2)的寄生二極體(Ds2)而維持流動(忽略Q1和Q2輸出電容充放電的過程)。使得諧振電流iL1 正向線性減小，流經變壓器單元(40)一次側的電流iP 由零變負，由於變壓器單元(40)的關係，使得二次側的二極體(D2)導通，一次側電壓Vp被箝位在－n ．V o ，電流iLm 與iLr 開始正向線性減小。當t＝t4時，當一次側電流iP ＝iLm ＋iLr /2時，流經寄生二極體(Ds2)上的電流下降到零。第二開關(Q2)的驅動信號在t4之前送出，實現零電壓導通(ZVS)。
E、第5階段t4~t5 如第十五圖所示，當t＝t4時，第二開關(Q2)開始流經正向電流。二極體(D2)繼續導通，一次側電壓被箝位在－n ．V o ，電流iLm 與iLr 反向線性增加。當t＝t5時，一次側電流iP 諧振到零，流經二極體(D2)的電流也為零，實現零電流關斷。在該過程中，流經激磁電感(Lm)、串聯電感(L1)與輔助電感(Lr)上的電流完成換向(由正變負)。
F、第6階段t5~t6 如第十六圖所示，當t＝t5時，一次側電流諧振到零，二次側的二極體(D2)截止，負載能量完全由濾波電容(Co)提供。此時iL1 ＝iLm ＋iLr ；流經第二開關(Q2)的電流iQ2 ＝2iLm ＋iLr 。此時，激磁電感(Lm)、串聯電感(L1)、輔助電感(Lr)和串聯電容(Cr)產生諧振，只是激磁電感(Lm)，串聯電感(Lr)值比較大，因此iLm 、iLr 在這個過程中，變化較小。此後，進入下一個工作週期。
在工作頻率fm<fs<fr時，本發明之轉換器具有LLC諧振電路的作用，nVo>Vin/2(n為變壓器單元之匝數比)： 於背景技術所述第二十四圖中的LLC轉換電路工作在fm<fs<fr時，它的輸入與輸出電壓間的關係可表示為：
其中Im_LLC 為磁化電流的峰值，同時也是作為開關元件的MOS的關斷電流；Tr 對應於第一諧振頻率fr的周期；Ts 對應於工作頻率fs的周期。
相對於習知之轉換電路，本發明第一圖之LLLC轉換器工作在fm<fs<fr時，它的輸入電壓Vin與輸出電壓Vo間的關係可表示為：
其中Im_LLLC 為磁化電流的峰值；ILr_LLLC 為輔助電感Lr電流的峰值；Tr 對應於第一諧振頻率fr的周期；Ts 對應於工作頻率fs的周期。
在本發明中，作為開關元件的MOS電晶體的關斷電 流為2I m_LLLC ＋I Lr _LLLC ，且本發明串聯電容(Cr)上流過的電流約為習知技術中串聯電容(Cr)的一半，當兩者電壓耐壓一致的情況下，C r _LLC ＝2C r _LLLC 。
因此取習知LLC與本發明LLLC的MOS電晶體關斷電流與電壓耐壓一致的情況下，公式(1)可改寫成：
從公式(2)與(3)的比較中，可以看出，LLLC的電壓增益比LLC大，因此在相同電壓增益範圍下，LLLC的工作頻率切換範圍比LLC窄。
從上面的工作過程分析和工作波形圖來看：本發明的工作原理類似於LLC架構，可以完全實現開關元件(Q1)(Q2)的零電壓開通、輸出整流元件的零電流關斷，從而使該電源轉換器呈現高效率和低EMI。
當輔助電感(Lr)取無窮大時，可以等效成兩個LLC的並聯；當串聯電感(Lm)取無窮大時，輔助電感(Lr)發揮的作用與串聯電感(Lm)相似，而且可使該轉換器在一定範圍電壓增益工作時的頻率切換範圍更窄。
從以上的分析可以知道，本發明更適合於有保持時間(hold up time)要求，且轉換效率要求比較高的場合。
以上是以電源轉換器之第一實施例加以說明，請參考第十七圖所示的第二實施例，其中，該隔絕直流電容(Cb)係改為連接在方波產生器(30)與兩諧振分支(10)(20)之間，在該位置，隔絕直流電容(Cb)將承受主功率電流之應力。
請參考第十八及第十九圖所示，為電源轉換器之第三、第四實施例，該隔絕直流電容(Cb)與變壓器單元(40)一次側其中的一繞組(Np)互相串聯，在該位置，隔絕直流電容(Cb)將承受一半的主功率電流之應力。
請參考第二十圖所示，為電源轉換器之第五實施例，係將原隔絕直流電容(Cb)利用兩電容(Cb1)(Cb2)取代，分別與變壓器單元(40)一次側的兩繞組(Np)相串聯。前述隔絕直流電容的設置位置有以上幾種，並可以組合放置，其中放在輔助電感(Lr)支路位置是電流應力最小的。
請參考第二十一圖所示，為電源轉換器之第六實施例，將隔絕直流電容(Cb)用兩顆電容(Cb1)和(Cb2)代替，且在輔助電感(Lr)的支路上串聯了一變壓器單元(40)提供的輔助繞組(Np’)，如此並不會改變電路的工作原理，只會影響參數的設計。
請參考第二十二圖所示，為電源轉換器之第七實施例，係將變壓器單元(40)的兩輔助繞組(Np’)分別串聯在兩分支中串聯電感(L1)與串聯電容(Cr)的支路上，這種接法對參數設計的影響更大。
請參考第二十三圖，係基於前述第二十二圖的基礎，將半橋拓撲變成全橋拓撲，故具有四顆切換開關(Q1)~(Q4)，惟該諧振線路並無改變，隔絕直流電容(Cb)置於中間與該輔助電感(Lr)串聯。
(10)‧‧‧第一諧振分支
(20)‧‧‧第二諧振分支
(30)‧‧‧方波產生器
(40)‧‧‧變壓器單元
(50)‧‧‧整流單元
(60)‧‧‧濾波單元
(70)‧‧‧負載
(100)‧‧‧方波產生器
(110)‧‧‧變壓器
(120)‧‧‧共振單元
(130)‧‧‧整流單元
(140)‧‧‧濾波單元
(150)‧‧‧負載
(Cr)‧‧‧串聯電容
(Co)‧‧‧濾波電容
(L1)(Ls)‧‧‧串聯電感
(Lm)(Lm1)(Lm2)‧‧‧激磁電感
(Lr)‧‧‧輔助電感
(fr)‧‧‧第一特徵共振頻率
(fm)‧‧‧第二特徵共振頻率
(fs)‧‧‧工作頻率
(Np)‧‧‧繞組
(Q1)~(Q4)‧‧‧開關
(D1)~(D2)‧‧‧二極體
(Ds1)(Ds2)‧‧‧寄生二極體
第一圖：係本發明諧振電路之等效電路圖。
第二圖：係應用本發明諧振電路構成一電源轉換器之第一實施例的電路圖。
第三圖：係第二圖所示之電源轉換器於第一工作模式fs>fr下的波形圖。
第四圖：係第一工作模式下第一階段的電路動作圖。
第五圖：係第一工作模式下第二階段的電路動作圖。
第六圖：係第一工作模式下第三階段的電路動作圖。
第七圖：係第一工作模式下第四階段的電路動作圖。
第八圖：係第一工作模式下第五階段的電路動作圖。
第九圖：係第一工作模式下第六階段的電路動作圖。
第十圖：係第二圖所示之電源轉換器於第二工作模式fm<fs<fr下的波形圖。
第十一圖：係第二工作模式下第一階段的電路動作圖。
第十二圖：係第二工作模式下第二階段的電路動作圖。
第十三圖：係第二工作模式下第三階段的電路動作圖。
第十四圖：係第二工作模式下第四階段的電路動作圖。
第十五圖：係第二工作模式下第五階段的電路動作圖。
第十六圖：係第二工作模式下第六階段的電路動作 圖。
第十七圖：係應用本發明諧振電路構成一電源轉換器之第二實施例的電路圖。
第十八圖：係應用本發明諧振電路構成一電源轉換器之第三實施例的電路圖。
第十九圖：係應用本發明諧振電路構成一電源轉換器之第四實施例的電路圖。
第二十圖：係應用本發明諧振電路構成一電源轉換器之第五實施例的電路圖。
第二十一圖：係應用本發明諧振電路構成一電源轉換器之第六實施例的電路圖。
第二十二圖：係應用本發明諧振電路構成一電源轉換器之第七實施例的電路圖。
第二十三圖：係應用本發明諧振電路構成一電源轉換器之第八實施例的電路圖。
第二十四圖：係習用一共振電力轉換器之電路圖。
第二十五圖：係習用另一共振電力轉換器之電路圖。
(10)‧‧‧第一諧振分支
(20)‧‧‧第二諧振分支
(Cr)‧‧‧串聯電容
(L1)‧‧‧串聯電感
(Lm)‧‧‧激磁電感
(Lr)‧‧‧輔助電感
(Np)‧‧‧繞組

Claims (14)

  1. 一種具窄操作頻段之之諧振電路，包含：相並聯之第一諧振分支與第二諧振分支，該第一諧振分支與第二諧振分支各包含：一串聯電容；一串接該串聯電容之串聯電感，該串聯電感之另端係連接一變壓器其一次側線圈，該變壓器一次側線圈係等效為一激磁電感並聯一繞組；一輔助電感，其第一端係連接該第一諧振分支之串聯電感與變壓器一次側的連接節點，其第二端係連接該第二諧振分支中之串聯電感與變壓器一次側之連接節點。
  2. 如申請專利範圍第1項所述具窄操作頻段之諧振電路，該變壓器單元包含兩獨立的變壓器，前述第一諧振分支與第二諧振分支係分別連接該兩獨立變壓器的一次側線圈。
  3. 如申請專利範圍第1項所述具窄操作頻段之諧振電路，該變壓器單元為單一的變壓器，其具有兩獨立的一次側線圈，兩激磁電感係分別由該變壓器的兩一次側線圈所提供，前述第一諧振分支與第二諧振分支係分別連接該兩獨立的一次側線圈。
  4. 如申請專利範圍第1、2或3項所述具窄操作頻段之諧振電路，該串聯電容與串聯電感作用而提供一第一特徵共振頻率fr；另串聯電容、串聯電感、激磁電感及輔助電感係共同提供一第二特徵共振頻率fm。
  5. 如申請專利範圍第1、2或3項所述具窄操作頻段之諧振電路，該變壓器一次側係進一步並聯有實體電感。
  6. 一種共振式電源轉換器，包含有：一方波產生器；一變壓器單元，係提供兩一次側線圈及兩二次側線圈；一諧振電路，係連接於該方波產生器與變壓器單元的一次側，該諧振電路包含兩並聯的第一諧振分支及第二諧振分支，且第一諧振分支及第二諧振分支之間連接一輔助電感，其中，該第一諧振分支與第二諧振分支各包含：一串聯電容；一串接該串聯電容之串聯電感，該串聯電感之另一端連接變壓器單元之一對應的一次側線圈，該變壓器各一次側線圈係等效為一激磁電感並聯一繞組；該輔助電感其第一端連接該第一諧振分支之串聯電感變壓器單元其中一個一次側線圈的連接節點，其第二端係連接該第二諧振分支中之串聯電感與變壓器單元之另一個一次側線圈之連接節點；一整流單元，係設於該變壓器單元的二次側繞組上，係由兩二極體組成；一濾波單元，係連接在該整流單元之輸出端與一負載之間。
  7. 如申請專利範圍第6項所述之共振式電源轉換器，該變壓器單元包含兩獨立的變壓器，前述第一諧振分支與第二諧振分支係分別連接該兩獨立變壓器的一次側線 圈。
  8. 如申請專利範圍第6項所述之共振式電源轉換器，該變壓器單元為單一的變壓器，其具有兩獨立的一次側線圈，兩激磁電感係分別由該變壓器的兩一次側線圈所提供，前述第一諧振分支與第二諧振分支係分別連接該兩獨立的一次側線圈。
  9. 如申請專利範圍第6至8項任一項所述之共振式電源轉換器，該串聯電容與串聯電感作用而提供一第一特徵共振頻率fr；另串聯電容、串聯電感、激磁電感及輔助電感係共同提供一第二特徵共振頻率fm；其中，該共振式電源轉換器之工作頻率為fs，且fs>fr或fm<fs<fr。
  10. 如申請專利範圍第6至8項任一項所述之共振式電源轉換器，該諧振電路進一步包含一隔絕直流電容，該隔絕直流電容與該輔助電感串接。
  11. 如申請專利範圍第6至8項任一項所述之共振式電源轉換器，該諧振電路進一步包含一隔絕直流電容，該隔絕直流電容一端連接該方波產生器，另一端同時連接第一諧振分支之串聯電感與第二諧振分支之激磁電感。
  12. 如申請專利範圍第6至8項任一項所述之共振式電源轉換器，該諧振電路進一步包含一隔絕直流電容，該隔絕直流電容一端同時連接該方波產生器與第一諧振分支之串聯電感，另一端連接第二諧振分支之激磁電感。
  13. 如申請專利範圍第6至8項任一項所述之共振 式電源轉換器，該諧振電路進一步包含一隔絕直流電容，該隔絕直流電容一端連接一諧振分支中的該激磁電感，另一端同時連接同一諧振分支中之串聯電感與該輔助電感。
  14. 如申請專利範圍第6至8項任一項所述之共振式電源轉換器，該諧振電路進一步包含兩隔絕直流電容，兩隔絕直流電容分別與兩一次側繞組串聯。
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