CN101615840B - 具有窄操作频段的谐振电路及共振式电源转换器 - Google Patents

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Abstract

本发明是一种具有窄操作频段的谐振电路及共振式电源转换器，该谐振电路包含两并联的谐振分支及一连接两谐振分支的辅助电感，各谐振分支具有相串接的串联电容与串联电感，该串联电感另一端连接一变压器的一次侧；以该谐振电路可提供两特征共同频率fr、fm，令使用该谐振电路的共振式电源转换器的工作频率fs能符合fs＞fr或fm＜fs＜fr这两种模式，通过两谐振分支配合该辅助电感，可缩减电源转换器在一定范围电压增益工作时的频率切换范围。

Description

具有窄操作频段的谐振电路及共振式电源转换器
技术领域
本发明是关于一种谐振电路，尤指一种应用于电源转换器当中的谐振电路。
背景技术
请参阅图24所示，于美国专利核准公告第6,344,979号专利案是揭露一种LLC共振电力转换器的电路图，主要包含一方波产生器100、一变压器110、一连接于该变压器110一次侧与方波产生器100输出端之间的共振单元120、一连接该变压器110二次侧的整流单元130、一设于整流单元130输出端的滤波单元140以及一连接该滤波单元140上的负载150。
其中，该共振单元120是以一串联电容Cr先串接一串联电感Ls后，再与变压器110所提供的一电感Lm并接，而此共振单元120的第一特征共振频率fr则由该串联电容Cr与串联电感Ls共同决定，另第二特征共振频率fm则由该串联电容Cr、串联电感Ls与电感Lm三者共同决定。
另请参阅图25所示，于美国专利公开第2005/0207180号申请案是揭露另一种共振电力转换器的电路图，主要结构及电路动作原理大致上与前述电路相同，但较能提高转换器的转换效率，但变压器110是提供两个一次侧绕组与两二次侧绕组，两一次侧绕组所提供的电感Lm1Lm2是互相串联，而两二次侧绕组则对应并联。
无论是前述何种电路，均属于LLC共振设计，这种电路的主要缺点在于为了调节输出电压，该共振电力转换器必须操作在一较广的工作频率范围，才能提供负载一稳定范围的工作电压，在无法提供较大工作频率范围的应用场合中，LLC共振设计将难以有效发挥其转换能力或是仅提供低效率的转换作业。
发明内容
本发明的目的是提供一种具有窄操作频段的谐振电路，可运用于电源转换装置中，该谐振电路允许在较窄的工作频率范围之内仍可确保电源转换装置具有正常运作的能力，以提供稳定的输出电压。
为达成前述目的，该谐振电路包含有：
相并联的第一谐振分支与第二谐振分支，该第一谐振分支与第二谐振分支各分别包含：
一串联电容；
一串接该串联电容的串联电感，该串联电感的另一端是连接一变压器其一次侧线圈，该变压器一次侧线圈是等效为一激磁电感并联一绕组；
一辅助电感，其第一端是连接该第一谐振分支的串联电感与变压器一次侧线圈的连接节点，其第二端是连接该第二谐振分支中的串联电感与变压器一次侧线圈的连接节点。
前述串联电容与串联电感作用而提供一第一特征共振频率fr；另串联电容、串联电感、激磁电感及辅助电感是共同提供一第二特征共振频率fm；其中，当谐振电路结合于电源转换装置时，依电源转换装置的工作频率fs可具有fs＞fr或fm＜fs＜fr两种模式，并可缩小该电源转换装置所使用的工作频率fs。
本发明的另一目的是提供一种共振式电源转换器，该共振式电源转换器具有双谐振分支结构的谐振电路，使电源转换器能在较小的工作频率范围之内即可正常进行电源转换，提供负载所需的工作电压。
为达成前述目的，该共振式电源转换器包含有：
一方波产生器；
一变压器单元，是提供两一次侧线圈及两二次侧线圈；
一谐振电路，是连接于该方波产生器与变压器单元的一次侧线圈，该谐振电路包含两并联的第一谐振分支及第二谐振分支，且第一谐振分支及第二谐振分支之间连接一辅助电感，所述第一谐振分支与第二谐振分支各包含：
一串联电容；
一串接所述串联电容的串联电感，所述串联电感的另一端连接变压器单元的一对应的一次侧线圈，所述变压器各一次侧线圈等效为一激磁电感并联一绕组；
所述辅助电感其第一端连接所述第一谐振分支的串联电感变压器单元其中一个一次侧线圈的连接节点，其第二端是连接所述第二谐振分支中的串联电感与变压器单元的另一个一次侧线圈的连接节点：
一整流单元，是设于该变压器单元的二次侧线圈上，是由两二极管组成；
一滤波单元，是连接在该整流单元的输出端与一负载之间。
利用前述谐振电路的拓扑结构可产生两特征共振频率fr、fm，当电源转换器工作频率fs为fs＞fr或fm＜fs＜fr两种模式下，电源转换器仅须在一相对较小的工作频率范围下仍可对负载提供一相对较大范围的工作电压，提供电力转换效率与降低切换损失。
附图说明
图1是本发明谐振电路的等效电路图。
图2是应用本发明谐振电路构成一电源转换器的第一实施例的电路图。
图3是图2所示的电源转换器于第一工作模式fs＞fr下的波形图。
图4是第一工作模式下第一阶段的电路动作图。
图5是第一工作模式下第二阶段的电路动作图。
图6是第一工作模式下第三阶段的电路动作图。
图7是第一工作模式下第四阶段的电路动作图。
图8是第一工作模式下第五阶段的电路动作图。
图9是第一工作模式下第六阶段的电路动作图。
图10是图2所示的电源转换器于第二工作模式fm＜fs＜fr下的波形图。
图11是第二工作模式下第一阶段的电路动作图。
图12是第二工作模式下第二阶段的电路动作图。
图13是第二工作模式下第三阶段的电路动作图。
图14是第二工作模式下第四阶段的电路动作图。
图15是第二工作模式下第五阶段的电路动作图。
图16是第二工作模式下第六阶段的电路动作图。
图17是应用本发明谐振电路构成一电源转换器的第二实施例的电路图。
图18是应用本发明谐振电路构成一电源转换器的第三实施例的电路图。
图19是应用本发明谐振电路构成一电源转换器的第四实施例的电路图。
图20是应用本发明谐振电路构成一电源转换器的第五实施例的电路图。
图21是应用本发明谐振电路构成一电源转换器的第六实施例的电路图。
图22是应用本发明谐振电路构成一电源转换器的第七实施例的电路图。
图23是应用本发明谐振电路构成一电源转换器的第八实施例的电路图。
图24是习用一共振电力转换器的电路图。
图25是习用另一共振电力转换器的电路图。
附图标号
10 第一谐振分支
20 第二谐振分支
30 方波产生器
40 变压器单元
50 整流单元
60 滤波单元
70 负载
100 方波产生器
110 变压器
120 共振单元
130 整流单元
140 滤波单元
150 负载
Cr 串联电容
Co 滤波电容
L1Ls 串联电感
Lm、Lm1、Lm2 激磁电感
Lr 辅助电感
fr 第一特征共振频率
fm第二特征共振频率
fs 工作频率
Np 绕组
Q1～Q4 开关
D1～D2 二极管
Ds1、Ds2 寄生二极管
具体实施方式
请参考图1所示，本发明的LLLC谐振电路其等效电路可表示为：
第一谐振分支10，是由一串联电容Cr串接一串联电感L1的一端，再于该串联电感L1的另一端连接一变压器的一次侧，该变压器的一次侧是可等效表示成一激磁电感Lm及一绕组Np相并联；
第二谐振分支20，是并联前述第一谐振分支10，是由一串联电容Cr串接一串联电感L1的一端，再于该串联电感L1的另一端连接一变压器之一次侧，该变压器的一次侧是可等效表示成一激磁电感Lm及一绕组Np相并联；
一辅助电感Lr，是用以调整电流，其第一端连接该第一谐振分支10中的串联电感L1与变压器一次侧的连接节点，其第二端则是连接该第二谐振分支20中的串联电感L1与变压器一次侧的连接节点。
其中，前述第一谐振分支10与第二谐振分支20中的串联电感L1可以是两个独立的电感，也可以是耦合在同一个铁芯上的两个绕组。除了该激磁电感Lm之外，亦可在一次侧的两端再并联一实体电感，视为将激磁电感Lm与实体电感相并联。另外，前述两激磁电感Lm与两一次侧绕组Np，可以是两独立变压器各自的一次侧绕组，亦可以是由同一变压器在其一次侧所提供的两组独立线圈构成。在此谐振电路当中，串联电容Cr与串联电感L1作用而提供一第一特征共振频率fr；另串联电容Cr、串联电感L1、激磁电感Lm及辅助电感Lr是共同提供一第二特征共振频率fm。
请参考图2所示，本发明的谐振电路可应用于一直流/直流转换器之中而实现共振式的电源转换器，此实施例的转换器的整体电路包含有：
一方波产生器30，是由两开关Q1、Q2连接至一直流电源Vs构成，其中各开关Q1、Q2的两端是存在有一寄生二极管Ds1、Ds2；
一变压器单元40，是提供两一次侧线圈及两二次侧线圈，各一次侧线圈等效视为一激磁电感及一次侧绕组Np，同样在各二次侧线圈至少可等效有一二次侧绕组Ns，该变压器单元40可由单颗变压器构成，或是由两颗独立的变压器共同组成；
一谐振电路，是连接于该方波产生器30与变压器单40一次侧线圈之间，包含有第一谐振分支10、第二谐振分支20及一辅助电感Lr，其中该辅助电感Lr可进一步串接一隔绝直流电容Cb，达到阻绝直流的作用；
一整流单元50，是设于该变压器单元40的二次侧线圈上，是由两二极管D1D2组成；
一滤波单元60，是由一滤波电容Co构成，连接在该整流单元50的输出端与一负载70之间。
前述电源转换器依其工作频率fs的状态而具有两种工作模式，即：fs＞fr和fm＜fs＜fr。以下针对这两种工作模述将分别详述。
I、fs＞fr
当工作频率fs高于第一特征共振频率(fr)时，在一个开关周期内的稳态工作过程可分为6个阶段A～F，其工作波形请参阅图3所示，其中有关各电流的定义方向则请参考图2。
A、第1阶段t0～t1
如图4所示，在t0时刻前第二开关Q2正常导通工作，当t＝t0时，第二开关Q2受控关断，由于电感的存在，电流不能突变，故一次侧电流会通过第一开关Q1的寄生二极管Ds1而续流(忽略Q1和Q2输出电容充放电的过程)。流过变压器单元40的一次侧电流iP＝iL1-iLm-iLr，此时刻为负值；而连接二次侧的整流单元50中的二极管D2继续导通，一次侧电压Vp被箝位在-nVo，电流iLm与iLr反向线性增加；同时，谐振电流iL1快速反向减小。当t＝t1时，iL1＝iLm+iLr，iP反向减小为零，二次侧电流也减小到零，二极管D2不导通。
B、第2阶段t1～t2
如图5所示，当t＝t1时，电流iP为零，二极管(D2截止。此后，由于谐振电流iL1快速反向减小(正向增大)，使得电流iP大于零(iP＝iL1-iLm-iLr)，由于变压器单元关系，迫使二极管D1导通，一次侧电压Vp被箝位在nVo，电流iLm与iLr开始反向线性减小(正向线性增加)，电流iL1与iQ1为负，iQ1继续通过第一开关Q1的寄生二极管Ds1进行续流。当t＝t2时，变压器单元40的一次侧电流上升到iP＝iLm+iLr/2时，流经寄生二极管Ds1上的电流下降到零，该过程结束。第一开关Q1的驱动信号在t2之前输出，实现零电压导通(ZVS)。
C、第3阶段t2～t3
如图6所示，当t＝t2时，第一开关Q1开始具有正向电流，二极管D1继续导通，一次侧电压Vp仍是维持被箝位在nVo，电流iLm与iLr继续正向线性增加。当t＝t3时，第一开关Q1截止，该过程结束。在该过程中，流经激磁电感Lm、串联电感L1与辅助电感Lr上的电流完成换向(由负变正)。
D、第4阶段t3～t4
如图7所示，当t＝t3时，第一开关Q1转为截止，由于电感的存在，电流不能突变，故一次侧电流会通过第二开关Q2的寄生二极管Ds2而续流(忽略Q1和Q2的输出电容充放电的过程)。流经变压器单元40一次侧的电流为：iP＝iL1-iLm-iLr，此时刻为正；位于二次侧的二极管D1继续导通，而一次侧电压Vp被箝位在nVo，电流iLm与iLr正向线性增加，而谐振电流iL1减小；当t＝t4时，iL1＝iLm+iLr，iP＝0，相应的二次侧电流也为零，二极管D1截止。
E、第5阶段t4～t5
如图8所示，当t＝t4时，电流iP为零，二极管D1截止。此后，谐振电流iL1持续减小，使得电流iP小于零(iP＝iL1-iLm-iLr)，由于变压器单元40的关系，迫使二极管D2导通，一次侧电压Vp被箝位在-nVo，电流iLm与iLr开始线性减小，谐振电流iL1为正，iQ2为负并通过第二开关Q2的寄生二极管Ds2进行续流。当t＝t5时，一次侧电流反向上升到iP＝iLm+iLr/2时，流经寄生二极管Ds2上的电流下降到零，该过程结束。第二开关Q2的驱动信号在t5前送出，实现零电压导通(ZVS)。
F、第6阶段t5～t6
如图9所示，当t＝t5时，第二开关Q2开始具有正向电流。二极管D2维持导通，一次侧电压Vp被箝位在-nVo，电流iLm与iLr反向线性增大。当t＝t6时，第二开关Q2截止，该过程结束。在该过程中，流经激磁电感Lm、串联电感L1与辅助电感Lr上的电流完成换向(由正变负)。此后进入下一个工作周期。
II、fm＜fs＜fr
当转换器的工作频率fs处于两个特征谐振频率fm、fs之间时，在一个开关周期内的稳态工作过程亦可分为6个阶段A～F，工作波形如图10所示，各电流的定义方向请参考图2。
A、第1阶段t0～t1
如图11所示，在t0时刻前第二开关Q2导通工作。当t＝t0时，第二开关Q2受到控制而变成截止，由于电感的存在，电流不能突变，一次侧电流将通过第一开关Q1的寄生二极管Ds1而继续维持流动(忽略Q1和Q2输出电容充放电的过程)。使得谐振电流iL1反向线性减小，流经变压器单元40一次侧的电流iP由零变正，由于变压器单元40的关系，使得二极管D1导通，一次侧电压Vp被箝位在nVo，电流iLm与iLr反向线性减小(正向线性增加)。当t＝t1时，变压器单元40的一次侧电流上升到iP＝iLm+iLr/2时，流经寄生二极管Ds1上的电流下降到零，该过程结束。第一开关Q1的驱动信号在t1前送出，实现零电压导通(ZVS)。
B、第2阶段t1～t2
如图12所示，当t＝t1时，第一开关Q1开始具有正向电流。位于二次侧的二极管D1继续导通，一次侧电压Vp被箝位在nVo，电流iLm与iLr继续正向线性增加。当t＝t2时，变压器单元40的一次侧电流iP谐振到零，流经二极管D1的电流也降为零，实现零电流关断。在该过程中，流经激磁电感Lm、串联电感L1与辅助电感Lr上的电流完成换向(由负变正)。
C、第3阶段t2～t3
请参考图13所示，当t＝t2时，一次侧电流iP谐振到零，二次侧的二极管D1截止，负载能量完全由滤波电容Co提供。此时iL1＝iLm+iLr；流经第一开关Q1的电流iQ1＝2iLm+iLr。此时，激磁电感Lm、串联电感L1、辅助电感Lr和串联电容Cr产生谐振，只是激磁电感Lm与辅助电感Lr的值比较大，因此iLm、iLr在这个过程中，变化较小。
D、第4阶段t3～t4
如图14所示，当t＝t3时，第一开关Q1控制为截止，由于电感的存在，电流不能突变，一次侧电流通过第二开关Q2的寄生二极管Ds2而维持流动(忽略Q1和Q2输出电容充放电的过程)。使得谐振电流iL1正向线性减小，流经变压器单元40一次侧的电流iP由零变负，由于变压器单元40的关系，使得二次侧的二极管D2导通，一次侧电压Vp被箝位在-n·Vo，电流iLm与iLr开始正向线性减小。当t＝t4时，当一次侧电流iP＝iLm+iLr/2时，流经寄生二极管Ds2上的电流下降到零。第二开关Q2的驱动信号在t4之前送出，实现零电压导通(ZVS)。
E、第5阶段t4～t5
如图15所示，当t＝t4时，第二开关Q2开始流经正向电流。二极管D2继续导通，一次侧电压被箝位在-n·Vo，电流iLm与iLr反向线性增加。当t＝t5时，一次侧电流iP谐振到零，流经二极管D2的电流也为零，实现零电流关断。在该过程中，流经激磁电感Lm、串联电感L1与辅助电感Lr上的电流完成换向(由正变负)。
F、第6阶段t5～t6
如图16所示，当t＝t5时，一次侧电流谐振到零，二次侧的二极管D2截止，负载能量完全由滤波电容Co提供。此时iL1＝iLm+iLr；流经第二开关Q2的电流iQ2＝2iLm+iLr。此时，激磁电感Lm、串联电感L1、辅助电感Lr和串联电容Cr产生谐振，只是激磁电感Lm，串联电感Lr值比较大，因此iLm、iLr在这个过程中，变化较小。此后，进入下一个工作周期。
在工作频率fm＜fs＜fr时，本发明的转换器具有LLC谐振电路的作用，nVo＞Vin/2(n为变压器单元的匝数比)：
于背景技术所述图24中的LLC转换电路工作在fm＜fs＜fr时，它的输入与输出电压间的关系可表示为：
V o = V in 2 n + I m _ LLC 4 n C r _ LLc ( T s - T r ) - - - ( 1 )
其中Im_LLC为磁化电流的峰值，同时也是作为开关元件的MOS的关断电流；Tr对应于第一谐振频率fr的周期；Ts对应于工作频率fs的周期。
相对于已知的转换电路，本发明图1的LLLC转换器工作在fm＜fs＜fr时，它的输入电压Vin与输出电压Vo间的关系可表示为：
V o = V in 2 n + I m _ LLLC + I Lr _ LLLC 4 n C r _ LLLC ( T s - T r ) - - - ( 2 )
其中Im_LLLC为磁化电流的峰值；ILr_LLLC为辅助电感Lr电流的峰值；Tr对应于第一谐振频率fr的周期；Ts对应于工作频率fs的周期。
在本发明中，作为开关元件的MOS晶体管的关断电流为2Im_LLLC+ILr_LLLC，且本发明串联电容Cr上流过的电流约为已知技术中串联电容Cr的一半，当两者电压耐压一致的情况下，Cr_LLC＝2Cr_LLLC。
因此取已知LLC与本发明LLLC的MOS晶体管关断电流与电压耐压一致的情况下，公式(1)可改写成：
V o = V in 2 n + I m _ LLLC + 1 2 I Lr _ LLLC 4 n C r _ LLLC ( T s - T r ) - - - ( 3 )
从公式(2)与(3)的比较中，可以看出，LLLC的电压增益比LLC大，因此在相同电压增益范围下，LLLC的工作频率切换范围比LLC窄。
从上面的工作过程分析和工作波形图来看：本发明的工作原理类似于LLC结构，可以完全实现开关元件Q1、Q2的零电压开通、输出整流元件的零电流关断，从而使该电源转换器呈现高效率和低EMI。
当辅助电感Lr取无穷大时，可以等效成两个LLC的并联；当串联电感Lm取无穷大时，辅助电感Lr发挥的作用与串联电感Lm相似，而且可使该转换器在一定范围电压增益工作时的频率切换范围更窄。
从以上的分析可以知道，本发明更适合于有保持时间(hold up time)要求，且转换效率要求比较高的场合。
以上是以电源转换器的第一实施例加以说明，请参考图17所示的第二实施例，其中，该隔绝直流电容Cb是改为连接在方波产生器30与两谐振分支10、20之间，在该位置，隔绝直流电容Cb将承受主功率电流的应力。
请参考图18及图19所示，为电源转换器的第三、第四实施例，该隔绝直流电容Cb与变压器单元40一次侧其中的一绕组Np互相串联，在该位置，隔绝直流电容Cb将承受一半的主功率电流的应力。
请参考图20所示，为电源转换器的第五实施例，是将原隔绝直流电容Cb利用两电容Cb1 Cb2取代，分别与变压器单元40一次侧的两绕组Np相串联。前述隔绝直流电容的设置位置有以上几种，并可以组合放置，其中放在辅助电感Lr支路位置是电流应力最小的。
请参考图21所示，为电源转换器的第六实施例，将隔绝直流电容Cb用两颗电容Cb1和Cb2代替，且在辅助电感Lr的支路上串联了一变压器单元40提供的辅助绕组Np’，如此并不会改变电路的工作原理，只会影响参数的设计。
请参考图22所示，为电源转换器的第七实施例，是将变压器单元40的两辅助绕组Np ’分别串联在两分支中串联电感L1与串联电容Cr的支路上，这种接法对参数设计的影响更大。
请参考图23，是基于前述图22的基础，将半桥拓扑变成全桥拓扑，故具有四颗切换开关Q1～Q4，而且该谐振线路并无改变，隔绝直流电容Cb置于中间与该辅助电感Lr串联。

Claims (14)

1.一种具有窄操作频段的谐振电路，其特征在于，所述具有窄操作频段的谐振电路包含：
相并联的第一谐振分支与第二谐振分支，所述第一谐振分支与第二谐振分支各包含：
一串联电容；
一串接所述串联电容的串联电感，所述串联电感的另一端连接一变压器其一次侧线圈，所述变压器一次侧线圈等效为一激磁电感并联一绕组；
一辅助电感，其第一端连接所述第一谐振分支的串联电感与变压器一次侧的连接节点，其第二端连接所述第二谐振分支中的串联电感与变压器一次侧的连接节点。
2.如权利要求1所述具有窄操作频段的谐振电路，其特征在于，所述变压器单元包含两独立的变压器，前述第一谐振分支与第二谐振分支分别连接所述两独立变压器的一次侧线圈。
3.如权利要求1所述具有窄操作频段的谐振电路，其特征在于，所述变压器单元为单一的变压器，其具有两独立的一次侧线圈，两激磁电感分别由所述变压器的两一次侧线圈所提供，前述第一谐振分支与第二谐振分支分别连接所述两独立的一次侧线圈。
4.如权利要求1、2或3所述具有窄操作频段的谐振电路，其特征在于，所述串联电容与串联电感作用而提供一第一特征共振频率fr；另串联电容、串联电感、激磁电感及辅助电感是共同提供一第二特征共振频率fm。
5.如权利要求1、2或3所述具有窄操作频段的谐振电路，其特征在于，所述变压器一次侧进一步并联有实体电感。
6.一种共振式电源转换器，其特征在于，所述共振式电源转换器包含有：
一方波产生器；
一变压器单元，提供两一次侧线圈及两二次侧线圈；
一谐振电路，连接于所述方波产生器与变压器单元的一次侧，所述谐振电路包含两并联的第一谐振分支及第二谐振分支，且第一谐振分支及第二谐振分支之间连接一辅助电感，所述第一谐振分支与第二谐振分支各包含：
一串联电容；
一串接所述串联电容的串联电感，所述串联电感的另一端连接变压器单元的一对应的一次侧线圈，所述变压器各一次侧线圈等效为一激磁电感并联一绕组；
所述辅助电感其第一端连接所述第一谐振分支的串联电感变压器单元其中一个一次侧线圈的连接节点，其第二端是连接所述第二谐振分支中的串联电感与变压器单元的另一个一次侧线圈的连接节点；
一整流单元，是设于所述变压器单元的二次侧绕组上，是由两二极管组成；
一滤波单元，是连接在所述整流单元的输出端与一负载之间。
7.如权利要求6所述的共振式电源转换器，其特征在于，所述变压器单元包含两独立的变压器，前述第一谐振分支与第二谐振分支分别连接所述两独立变压器的一次侧线圈。
8.如权利要求6所述的共振式电源转换器，其特征在于，所述变压器单元为单一的变压器，其具有两独立的一次侧线圈，两激磁电感分别由所述变压器的两一次侧线圈所提供，前述第一谐振分支与第二谐振分支分别连接所述两独立的一次侧线圈。
9.如权利要求6至8任一项所述的共振式电源转换器，其特征在于，所述串联电容与串联电感作用而提供一第一特征共振频率fr；另串联电容、串联电感、激磁电感及辅助电感是共同提供一第二特征共振频率fm；
其中，所述共振式电源转换器的工作频率为fs，且fs＞fr或fm＜fs＜fr。
10.如权利要求6至8任一项所述的共振式电源转换器，其特征在于，所述谐振电路进一步包含一隔绝直流电容，所述隔绝直流电容与所述辅助电感串接。
11.如权利要求6至8任一项所述的共振式电源转换器，其特征在于，所述谐振电路进一步包含一隔绝直流电容，所述隔绝直流电容一端连接所述方波产生器，另一端同时连接第一谐振分支的串联电感与第二谐振分支的激磁电感。
12.如权利要求6至8任一项所述的共振式电源转换器，其特征在于，所述谐振电路进一步包含一隔绝直流电容，所述隔绝直流电容一端同时连接所述方波产生器与第一谐振分支的串联电感，另一端连接第二谐振分支的激磁电感。
13.如权利要求6至8任一项所述的共振式电源转换器，其特征在于，所述谐振电路进一步包含一隔绝直流电容，所述隔绝直流电容一端连接一谐振分支中的所述激磁电感，另一端同时连接同一谐振分支中的串联电感与所述辅助电感。
14.如权利要求6至8任一项所述的共振式电源转换器，其特征在于，所述谐振电路进一步包含两隔绝直流电容，两隔绝直流电容分别与两一次侧绕组串联。
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