CN101944852B - 多相开关电源转换电路 - Google Patents

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Abstract

一种多相开关电源转换电路，且总相数大于等于三，其包括：多个开关电路；多个变压器，每一个变压器具有初级绕组与次级绕组；多个输出整流电路，每一个输出整流电路连接于对应一个变压器的次级绕组；谐振网络为多相对称，具有多个对称端和多相分支，每一个对称端分别对应连接于一个开关电路的输出侧，多相分支共同连接于不同于输入电压源的正端点和第一参考端的谐振共接端并形成星形连接；控制电路，分别连接于多相开关电源转换电路的输出与每一个开关电路的控制端，用以根据输出电压控制多个开关电路导通或截止。本发明可以有效地降低输入输出电流的纹波、输入电流的电流峰值以及输出电压的纹波大小，可提供较快速的响应及良好的稳定度。

Description

多相开关电源转换电路
技术领域
本发明涉及一种电源转换电路，尤其涉及一种多相开关电源转换电路。
背景技术
随着针对电源产品的高功率密度，高效率的要求不断提升，提升电路的工作频率变得越来越重要。对于常见脉冲宽度调制(pulse width modulation,PWM)模式的电源转换电路来说，高开关频率能够减小电源的体积，但同时意味着较大的开关损耗。
谐振模式的电源转换电路因为利用了谐振网络，开关管的导通状态损耗与脉冲宽度调制模式的电源转换电路相比可能会有所增加。但是随着开关元件的进步，开关元件的导通状态电阻不断下降，由于导通状态损耗带来的损耗增加越来越有限。而谐振模式的电源转换电路往往拥有零电压或零电流开关条件以减小开关损耗，所以在高频工作下能够达到很高效率。同时由于开关频率的提高，电路体积也能够减小。因此，现在谐振模式的电源转换电路越来越受到重视并得到广泛应用。谐振模式的电源转换电路是达成高频率，高功率密度，高效率的重要方案之一。
请参阅图1，其为传统谐振模式的直流-直流电源转换电路的电路方框示意图。如图1所示，包含多个开关管的开关电路A1将输入电压源Vin进行斩波而产生一高频脉动电压，该高频脉动电压通过由谐振电感Lr、谐振电容Cr等组成的谐振网络A2进行谐振变换，使变压器Tr的初级绕组(primarywinding)产生电压变化，而将电能通过变压器Tr传送至连接于次级绕组(secondary winding)的滤波整流输出电路A3滤波及整流而产生输出电压Vo。其中，滤波整流输出电路A3往往包括输出电容Co，整流开关管Sw(例如二极管，MOSFET)等，有时也包含输出滤波电感Lo。需要补充说明的是，变压器存在激磁电感和漏感，它们也可以是谐振网络的一部分。例如在LLC线路中，当电路的开关频率低于LLC谐振网络的谐振频率的情况下，激磁电感参与谐振，此时谐振网络也包含了变压器的激磁电感。
请参阅图2并配合图1，图2为传统单相半桥LLC谐振模式的电源转换电路的电路示意图。如图2所示，其主要特点之一为初级绕组侧的开关管S1,S2的导通为零电压导通(zero voltage switching,ZVS)，而关断为谐振关断；当电路的开关频率低于LLC谐振网络的谐振频率 f r = 1 2 · π · L r · C r 且高于 f m = 1 2 · π · ( L r + L m ) · C r 时，次级绕组侧的开关管D1,D2会零电流关断，其中Lm为变压器Tr的激磁电感，该电感也可以通过在变压器Tr外与变压器Tr初级绕组并联一个独立的电感得到。由于该电路具备了软开关的工作条件，所以开关损耗很小，更因为电路架构简单，因此被广泛应用于例如LCD-TV、笔记本电脑(Notebook)、通信设备以及服务器的供电电路。
传统单相半桥LLC谐振变换电路虽然有很多好处，但是也有其缺点。比较大的缺点是随着功率的增加，特别是输出电流的增加，输出滤波器上的电流纹波会增加很多，从而导致输出电压Vo的纹波增大。为了降低输出的纹波，必须加大输出电容Co，甚至于输出侧设置较复杂的两级式滤波电路，而这些降低输出纹波的手段，一方面增加了元件数目与体积大小，另一方面也增加了成本。
当然，随着输出电流Io的增大，输入电流Iin的纹波也会对应增加，为了降低输入电流以及输出电流的纹波，两相交错谐振模式的直流-直流电源转换电路常常被采用。在专利号EP1331723A2中，提出了两相交错半桥LLC谐振模式的电源转换电路，其中两相电路的初级绕组侧的开关管在控制上存在90度相移，且开关频率相同。采用该交错技术以后，输出电流和输入电流的纹波都会大幅度降低。
然而，随着功率的进一步提高，两相交错控制谐振模式的电源转换电路也无法满足要求，需要使用多相交错谐振模式的直流-直流电源转换电路，例如三相交错控制的谐振模式的电源转换电路以更加有效的减小输出电流Io和输入电流Iin的纹波。
请参阅图3，其为一种传统三相交错半桥LLC谐振模式的电源转换电路的电路示意图。如图3所示，每一相电路P1,P2,P3的输入侧与输出侧分别并联连接在一起，每一相电路P1,P2,P3彼此之间除了输入侧与输出侧有连接关系外，并没有其他的连接关系。其中各相电路P1,P2,P3的第一控制信号S1a,S2a,S3a与第二控制信号S1b,S2b,S3b分别为互补关系；各相电路P1,P2,P3的第一控制信号S1a,S2a,S3a之间相位差为120度，对应各相电路P1,P2,P3的第二控制信号S1b,S2b,S3b之间相位差也为120度。
上述的这些方案应用于耗电量较高的电子产品时，在各相电路中相互对应的元件参数，例如谐振电容值(Cr1,Cr2,Cr3)或、谐振电感值(Lr1,Lr2,Lr3)以及激磁电感值(Lm1,Lm2,Lm3)，必需毫无偏差地相同的情况下，才能使各相电路具有相同大小的电流值，且相位差为120度。从目前大规模生产的元件能够达到的精确度来看，一般电感标示的电感值与实际的电感值之间具有-15%～+15%的偏差量(tolerance)，而电容标示的电容值与实际的电容值之间具有-20%～+20%的偏差量，若要进一步提高元件的精确度，价格往往会成倍上升。由此可知，一般同样标示值的元件例如电感、电容等，电感与电容彼此之间实际的电感值与电容值具有偏差量，会造成每相电路的谐振频率有差异，且差异值的范围相当大，在同样的输入输出条件下，由于元件的一致性不好，传统多相交错谐振模式的电源转换电路的工作点也会随之有很大的变化。请参阅图4，其为图3的电流波形示意图。如图3所示，每一相电路因为对应的元件彼此之间实际电感值与电容值具有偏差量，导致第一相电流i1、第二相电流i2以及第三相电流i3的电流峰值大为不同。由上述可知，传统多相交错谐振模式的电源转换电路若各相电路中相互对应的元件参数之间有一点偏差量，就会造成各相电路之间的电流值发生很大的偏差，各相电路中变压器的初级侧(primary side)以及次级侧(secondary side)的电流值会严重不对称，使整体电源转换电路的功率损失(power loss)增加且效率降低甚至于电路的电子元件损坏，无法运行。
Sanken公司的一篇公开于2001年3月23日的日本专利JP200178449中也发现此问题，可由此专利的图3得知各相电路不均流的情况。针对这个问题，该专利提出一个具体的解决方法，请参阅图5，其为专利号JP200178449的电源转换电路的电路示意图。如图5所示，每一相电路的谐振网络回路上串联连接一个耦合电感，分别为L12、L22和L32，这三个耦合电感彼此之间互相耦合，通过此额外串联连接的耦合电感L12,L22,L32使每一相电路之间有较好的均流。此方法需要在每一相电路中额外加入一个元件，不但会降低电源转换电路的效率，应用于电子产品时更会增加电子产品的体积。因此，如何发展一种可改善上述公知技术缺陷的多相开关电源转换电路，实为相关技术领域目前所迫切需要解决的问题。
发明内容
本发明的目的在于提供一种多相开关电源转换电路，于提供较高输出电流至负载或电子产品时，可以有效地降低输入输出电流的纹波、输入电流的电流值以及输出电压的纹波大小，更不用加大输出电容或于输出侧设置较复杂的两级式滤波电路，元件数目不会增加、体积较小且成本较低，同时电路简单可以应用于液晶电视(LCD-TV)、笔记本电脑、手持式通信装置以及服务器。此外，于各相对应的元件参数之间有偏差量或选用偏差量较大的元件时，在不考虑相位差下，不但不会造成各相电路之间的电流值发生很大的电流差值，更不会导致多相开关电源转换电路的电子元件损坏而无法运行。各相电路中变压器的初级侧与次级侧的电流值较对称，整体多相开关电源转换电路的功率损失较小且效率较高。负载处于高度耗电或高电流例如满载时，多相开关电源转换电路可提供较快速的响应及良好的稳定度。
为达上述目的，本发明的一较广义实施方式为提供一种多相开关电源转换电路，用以接收输入电压源的电能而产生输出电压至负载，且总相数大于等于三，多相开关电源转换电路包括：多个开关电路，其中每个开关电路的输入侧连接于输入电压源的端点与第一参考端；多个变压器，每一个变压器具有初级绕组与次级绕组；多个输出整流电路，每一个输出整流电路对应连接于多个变压器的其中一个变压器的次级绕组，用以整流而产生输出电压至负载；谐振网络，为多相对称的连接关系，具有多个对称端和多相分支，谐振网络的每一个对称端分别对应连接于多个开关电路其中的一个开关电路的输出侧，多相分支共同连接于不同于输入电压源的正端点和第一参考端的谐振共接端并形成星形连接；以及控制电路，分别连接于多相开关电源转换电路的输出与多个开关电路的每一个开关电路的控制端，用以根据输出电压控制多个开关电路导通或截止，使输入电压源的电能选择性地传送至谐振网络，所述谐振网络包括多个谐振电感、多个主谐振电容以及多个激磁电感，所述多个激磁电感是所述多个变压器本身的激磁电感或所述多个变压器外分别并联的一个独立电感，所述多个谐振电感的一个谐振电感与所述多个主谐振电容的一个主谐振电容串联连接，所述多个谐振电感的一个谐振电感与所述多个变压器的一个变压器的该初级绕组串联连接。
为达上述目的，本发明的另一较广义实施方式为提供一种多相开关电源转换电路，用以接收输入电压源的电能而产生输出电压至负载，且总相数大于等于三，多相开关电源转换电路包括：多个开关电路，其中每个开关电路的输入侧连接于输入电压源的正端点与第一参考端；多个变压器，每一个变压器具有初级绕组与次级绕组；多个输出整流电路，每一个输出整流电路对应连接于多个变压器的其中一个变压器的次级绕组，用以整流而产生输出电压至负载；谐振网络，为多相对称的连接关系，具有多个对称端、多相分支与环形电路，环形电路的每一个环形接点连接于多相分支对应的一相分支，且谐振网络的每一个对称端分别对应连接于多个开关电路其中的一个开关电路的输出侧；以及控制电路，分别连接于多相开关电源转换电路的输出与多个开关电路的每一个开关电路的控制端，用以根据输出电压控制多个开关电路导通或截止，使输入电压源的电能选择性地传送至谐振网络，所述谐振网络包括多个谐振电感、多个主谐振电容以及多个激磁电感，所述多个激磁电感是所述多个变压器本身的激磁电感或所述多个变压器外分别并联的一个独立电感，所述多个谐振电感的一个谐振电感与所述多个主谐振电容的一个主谐振电容串联连接，所述多个谐振电感的一个谐振电感与所述多个变压器的一个变压器的该初级绕组串联连接。
为达上述目的，本发明的另一较广义实施方式为提供一种多相开关电源转换电路，用以接收输入电压源的电能而产生输出电压至负载，且总相数大于等于三，该多相开关电源转换电路包括：多个开关电路，其中每个开关电路的输入侧连接于输入电压源的正端点与第一参考端；多个变压器，每一个变压器具有初级绕组与次级绕组；多个输出整流电路，每一个输出整流电路对应连接于多个变压器的其中一个变压器的次级绕组，用以整流而产生输出电压至负载；谐振网络，为多相对称的连接关系，具有多个对称端与环形电路，环形电路的每一个环形接点连接于多个对称端对应的一个对称端，且谐振网络的每一个对称端分别对应连接于多个开关电路其中的一个开关电路的输出侧；以及控制电路，分别连接于多相开关电源转换电路的输出与多个开关电路的每一个开关电路的控制端，用以根据输出电压控制多个开关电路导通或截止，使输入电压源的电能选择性地传送至谐振网络，所述谐振网络包括多个谐振电感、多个主谐振电容以及多个激磁电感，所述多个激磁电感是所述多个变压器本身的激磁电感或所述多个变压器外分别并联的一个独立电感，所述多个谐振电感的一个谐振电感与所述多个主谐振电容的一个主谐振电容串联连接，所述多个谐振电感的一个谐振电感与所述多个变压器的一个变压器的该初级绕组串联连接。
综上所述，本发明的多相开关电源转换电路于提供较高输出电流至负载或电子产品时，可以有效地降低输入输出电流的纹波、输入电流的电流峰值以及输出电压的纹波大小，更不用加大输出电容或于输出侧设置较复杂的两级式滤波电路，元件数目不会增加、体积较小且成本较低，同时电路简单可以应用于液晶电视(LCD-TV)、服务器，以及通信系统等。此外，于各相对应的元件参数之间有偏差量或选用偏差量较大的元件时，不会造成各相电路之间的电流值发生很大的电流差值，因此，不会导致多相开关电源转换电路的电子元件损坏而无法运行。各相电路中变压器的初级侧与次级侧的电流值较对称，整体多相开关电源转换电路的功率损失较小且效率较高。负载处于高度耗电例如满载时，多相开关电源转换电路可提供较快速的响应及良好的稳定度。
附图说明
图1：为传统谐振模式的直流-直流电源转换电路的电路方框示意图。
图2：为传统单相半桥LLC谐振模式的电源转换电路的电路示意图。
图3：为传统三相交错半桥LLC谐振模式的电源转换电路的电路示意图。
图4：为图3的电流波形示意图。
图5：为专利号JP200178449的电源转换电路的电路示意图。
图6：为本发明较佳实施例的多相开关电源转换电路的电路方框示意图。
图7：为本发明较佳实施例的多相开关电源转换电路的详细电路示意图。
图8：为图7的谐振网络的等效电路示意图。
图9A：为图7的多相开关电源转换电路的信号时序示意图。
图9B：为图7的多相开关电源转换电路的电路波形示意图。
图9C：为图7的多相开关电源转换电路的另一波形示意图。
图10A：为表格2的输出电流值与均流误差值的对应关系图。
图10B：为表格4的输出电流值与均流误差值的对应关系图。
图11：为本发明另一较佳实施例的多相开关电源转换电路的详细电路示意图。
图12：为本发明另一较佳实施例的多相开关电源转换电路的详细电路示意图。
图13：为本发明另一较佳实施例的多相开关电源转换电路的详细电路示意图。
图14：为本发明另一较佳实施例的多相开关电源转换电路的详细电路示意图。
图15：为本发明另一较佳实施例的多相开关电源转换电路的详细电路示意图。
图16：为本发明另一较佳实施例的多相开关电源转换电路的详细电路示意图。
上述附图中的附图标记说明如下：
Figure GDA00002395213800071
Figure GDA00002395213800081
具体实施方式
体现本发明特征与优点的一些典型实施例将在后段的说明中详细叙述。应理解的是本发明能够在不同的方式上具有各种的变化，其皆不脱离本发明的范围，且其中的说明及附图在本质上当作说明之用，而非用以限制本发明。
请参阅图6，其为本发明较佳实施例的多相(大于等于三相)开关电源转换电路的电路方框示意图。如图1所示，本发明的多相开关电源转换电路1用以接收输入电压源Vin的电能而产生额定的输出电压Vo至负载2，在本实施例中，该多相开关电源转换电路1为三相，其包括：第一开关电路11a、第二开关电路11b、第三开关电路11c、谐振网络12、第一变压器Tr1、第二变压器Tr2、第三变压器Tr3、第一输出整流电路13a、第二输出整流电路13b、第三输出整流电路13c、输出滤波电路14以及控制电路15。其中，第一开关电路11a、第二开关电路11b以及第三开关电路11c的输入连接于多相开关电源转换电路1的输入，第一开关电路11a、第二开关电路11b以及第三开关电路11c的输出分别对应连接于谐振网络12的第一对称端12a、第二对称端12b以及第三对称端12c，用以接收输入电压源Vin的电能而分别产生第一相电压V1、第二相电压V2以及第三相电压V3。
在本实施例中，第一激磁电感Lm1、第二激磁电感Lm2以及第三激磁电感Lm3分别并联连接于第一变压器Tr1的初级绕组N1p、第二变压器Tr2的初级绕组N2p以及第三变压器Tr3的初级绕组N3p。这些激磁电感可以是变压器Tr1、Tr2、Tr3本身的激磁电感，也可以通过在变压器Tr1、Tr2、Tr3外分别并联一个独立的电感得到。
谐振网络12的一部分包含第一激磁电感Lm1、第二激磁电感Lm2以及第三激磁电感Lm3，且与谐振网络的另一部分121构成三相对称的连接关系，用以分别根据第一相电压V1、第二相电压V2以及第三相电压V3形成谐振关系(resonant)，对应产生第一相电流i1、第二相电流i2、第三相电流i3流入谐振网络12，且通过谐振网络12的特性分别使第一变压器Tr1的初级绕组N1p、第二变压器Tr2的初级绕组N2p以及第三变压器Tr3的初级绕组N3p的电压产生变化，而对应使第一变压器Tr1的次级绕组N1s、第二变压器Tr2的次级绕组N2s以及第三变压器Tr3的次级绕组N3s产生感应电压。
第一输出整流电路13a、第二输出整流电路13b以及第三输出整流电路13c的输入侧分别对应连接于第一变压器Tr1的次级绕组N1s、第二变压器Tr2的次级绕组N2s以及第三变压器Tr3的次级绕组N3s，而第一输出整流电路13a、第二输出整流电路13b以及第三输出整流电路13c的输出侧连接于输出滤波电路14的输入侧，用以分别实现整流功能。输出滤波电路14用以减小输出电压Vo的纹波，其输出侧连接于负载2。当然在实际运用时，各变压器的次级侧也可以采用这样的结构即每一个输出整流电路的输出侧都可以连接到各自对应的输出滤波电路的输入侧，用以分别实现各自的整流滤波功能，而各个对应的输出滤波电路的输出侧则共同连接于负载。
控制电路15分别连接于多相开关电源转换电路1的输出、第一开关电路11a的控制端、第二开关电路11b的控制端以及第三开关电路11c的控制端，用以根据输出电压Vo等信号产生第一相的第一控制信号S1a、第一相的第二控制信号S1b、第二相的第一控制信号S2a、第二相的第二控制信号S2b、第三相的第一控制信号S3a以及第三相的第二控制信号S3b，通过第一相的第一控制信号S1a、第一相的第二控制信号S1b、第二相的第一控制信号S2a、第二相的第二控制信号S2b、第三相的第一控制信号S3a以及第三相的第二控制信号S3b分别控制第一开关电路11a、第二开关电路11b以及第三开关电路11c导通或截止，使输入电压源Vin的电能选择性地经由第一开关电路11a、第二开关电路11b以及第三开关电路11c传送至谐振网络12，对应使第一开关电路11a、第二开关电路11b以及第三开关电路11c分别产生第一相电压V1、第二相电压V2以及第三相电压V3。
第一相的第一控制信号S1a、第一相的第二控制信号S1b、第二相的第一控制信号S2a、第二相的第二控制信号S2b、第三相的第一控制信号S3a以及第三相的第二控制信号S3b的开关频率是根据输出电压Vo而变化，当输出电压Vo低于额定电压值时，控制电路15会减小开关频率。反之，当输出电压Vo高于额定电压值时，控制电路15会提高开关频率。
请参阅图7并配合图6，图7为本发明较佳实施例的多相开关电源转换电路的详细电路示意图。如图7所示，第一开关电路11a包含第一开关Q1a与第二开关Q1b组成的半桥线路，其中第一开关电路11a的第一开关Q1a的第一端与第二端分别连接于输入电压源Vin的正端点与谐振网络12的第一对称端12a，而第一开关电路11a的第二开关Q1b的第一端与第二端分别连接于谐振网络12的第一对称端12a与第一参考端COM1。至于第一开关电路11a的第一开关Q1a与第二开关Q1b的控制端则分别连接于控制电路15(未图示)，且接收控制信号S1a和S1b而分别根据第一相的第一控制信号S1a与第二控制信号S1b导通或截止，使输入电压源Vin的电能选择性地经由第一开关Q1a传送至谐振网络12的第一对称端12a，而产生第一相电压V1。
相似地，第二开关电路11b包含第一开关Q2a与第二开关Q2b组成的半桥线路，其中第二开关电路11b的第一开关Q2a的第一端与第二端分别连接于输入电压源Vin的正端点与谐振网络12的第二对称端12b，而第二开关电路11b的第二开关Q2b的第一端与第二端分别连接于谐振网络12的第二对称端12b与第一参考端COM1。至于第二开关电路11b的第一开关Q2a与第二开关Q2b的控制端则分别连接于控制电路15(未图示)，且接收控制信号S2a和S1b而分别根据第二相的第一控制信号S2a与第二控制信号S2b导通或截止，使输入电压源Vin的电能选择性地经由第一开关Q2a传送至谐振网络12的第二对称端12b，而产生第二相电压V2。
相似地，第三开关电路11c包含第一开关Q3a与第二开关Q3b组成的半桥线路，其中第三开关电路11c的第一开关Q3a的第一端与第二端分别连接于输入电压源Vin的正端点与谐振网络12的第三对称端12c，而第三开关电路11c的第二开关Q3b的第一端与第二端分别连接于谐振网络12的第三对称端12c与第一参考端COM1。至于第三开关电路11c的第一开关Q3a与第二开关Q3b的控制端分别连接于控制电路15(未图示)，且接收控制信号S3a和S3b而分别根据第三相的第一控制信号S3a与第二控制信号S3b导通或截止，使输入电压源Vin的电能选择性地经由第一开关Q3a传送至谐振网络12的第三对称端12c，而产生第三相电压V3。
在本实施例中，谐振网络12包含第一谐振电感Lr1、第二谐振电感Lr2、第三谐振电感Lr3、第一激磁电感Lm1、第二激磁电感Lm2以及第三激磁电感Lm3、第一主谐振电容Cr1、第二主谐振电容Cr2以及第三主谐振电容Cr3。其中，第一主谐振电容Cr1、第一激磁电感Lm1以及第一谐振电感Lr1串联连接构成第一相分支(branch)，第二主谐振电容Cr2、第二激磁电感Lm2以及第二谐振电感Lr2串联连接构成第二相分支，第三主谐振电容Cr3、第三激磁电感Lm3以及第三谐振电感Lr3串联连接构成第三相分支。第一相分支连接于谐振网络12的第一对称端12a与谐振共接端Kr之间，第二相分支连接于谐振网络12的第二对称端12b与谐振共接端Kr之间，第三相分支连接于谐振网络12的第三对称端12c与谐振共接端Kr之间，三相分支行成一个星形(Y形)连接，使得谐振网络12形成三相对称。其中，该谐振共接端Kr是一个不同于第一参考端COM1的一个端点。
第一输出整流电路13a、第二输出整流电路13b以及第三输出整流电路13c可以是但不限为半波整流或全波整流，可以使用全桥整流等方式实现，更可以采用一般的整流二极管整流或是采用同步整流管进行同步整流，在本实施例中，第一输出整流电路13a、第二输出整流电路13b以及第三输出整流电路13c为全桥整流电路。其中，第一输出整流电路13a包含第一二极管D1a (diode)、第二二极管D1b、第三二极管D1c以及第四二极管D1d，第一输出整流电路13a的第一二极管D1a与第二二极管D1b的阴极端连接于输出滤波电路14的输入侧，第一输出整流电路13a的第三二极管D1c与第四二极管D1d的阳极端连接于第二参考端COM2，第一输出整流电路13a的第一二极管D1a的阳极端与第三二极管D1c的阴极端连接于第一变压器Tr1的次级绕组N1s的一端，第一输出整流电路13a的第二二极管D1b的阳极端与第四二极管D1d的阴极端连接于第一变压器Tr1的次级绕组N1s的另一端。
至于，第二输出整流电路13b的第一二极管D2a、第二输出整流电路13b的第二二极管D2b、第二输出整流电路13b的第三二极管D2c以及第二输出整流电路13b的第四二极管D2d、第三输出整流电路13c的第一二极管D3a、第三输出整流电路13c的第二二极管D3b、第三输出整流电路13c的第三二极管D3c以及第三输出整流电路13c的第四二极管D3d的连接关系相似于第一输出整流电路13a，在此不再赘述。在本实施例中，输出滤波电路14包含输出电容Co，且连接于多相开关电源转换电路1的输出与第二参考端COM2之间，用以消除输出电压Vo的高频噪声。
由于本发明的多相开关电源转换电路1的谐振网络12的连接关系为多相对称，因此，谐振网络12的电路特性可以简单地等效为多相的等效阻抗(impedance)，且多相的等效阻抗为多相对称连接关系，以下将以三相举例说明。请参阅图8并配合图7，图8为图7的谐振网络的等效电路示意图。如图8所示，谐振网络12等效为第一相等效阻抗Z1、第二相等效阻抗Z2以及第三相等效阻抗Z3。第一相等效阻抗Z1连接于谐振网络12的第一对称端12a与谐振共接端Kr之间，第二相等效阻抗Z2连接于谐振网络12的第二对称端12b与谐振共接端Kr之间，第三相等效阻抗Z3连接于谐振网络12的第三对称端12c与谐振共接端Kr之间。第一相等效阻抗Z1、第二相等效阻抗Z2以及第三相等效阻抗Z3分别包含了谐振网络12各分支的阻抗以及个各相的负载信息等。举例而言，依据第一相输出功率和输出电压，可以得到该相负载阻抗。将该负载阻抗等效至第一变压器Tr1的初级侧再与第一变压器Tr1的第一激磁电感Lm1并联，之后再与第一谐振电感Lr1、第一主谐振电容Cr1串联，以此计算的阻抗即为第一相等效阻抗Z1，同理可以分别求得第二相等效阻抗Z2与第三相等效阻抗Z3。
为了简化分析，可以采用谐振电路常用的频域分析方法，通过电路原理的分析，很容易得到如下公式。其中，第一相电压V1、第二相电压V2以及第三相电压V3的电压变化量(幅值)相同，且相位差等于360度除以总相数，在本实施例中，相位差为120度，而第一相电流i1、第二相电流i2、第三相电流i3的关系式如下：
i 1 = V 1 ( Z 2 / / Z 3 ) + Z 1 - V 2 ( Z 1 / / Z 3 ) + Z 2 · Z 1 / / Z 3 Z 1 - V 3 ( Z 1 / / Z 2 ) + Z 3 · Z 1 / / Z 2 Z 1 - - - ( 1 ) ,
i 2 = V 2 ( Z 1 / / Z 3 ) + Z 2 - V 3 ( Z 1 / / Z 2 ) + Z 3 · Z 2 / / Z 1 Z 2 - V 1 ( Z 2 / / Z 3 ) + Z 1 · Z 2 / / Z 3 Z 2 - - - ( 2 ) ,
i 3 = V 3 ( Z 1 / / Z 2 ) + Z 3 - V 1 ( Z 2 / / Z 3 ) + Z 1 · Z 2 / / Z 3 Z 3 - V 2 ( Z 1 / / Z 3 ) + Z 2 · Z 1 / / Z 3 Z 3 - - - ( 3 ) .
由上述第一相电流i1、第二相电流i2、第三相电流i3的关系式(1),(2),(3)中可以看出，每一相的电流不仅和这第一相电压V1、第二相电压V2以及第三相电压V3的幅值和相位相关，还和第一相等效阻抗Z1、第二相等效阻抗Z2以及第三相等效阻抗Z3相关。因此，第一相电压V1、第二相电压V2、第三相电压V3、第一相电流i1、第二相电流i2以及第三相电流i3皆为向量。
当第一谐振电感Lr1、第二谐振电感Lr2以及第三谐振电感Lr3的电感值相等，第一主谐振电容Cr1、第二主谐振电容Cr2以及第三主谐振电容Cr3的电容值相等，第一激磁电感Lm1、第二激磁电感Lm2以及第三激磁电感Lm3的电感值相等，即表示谐振网络12中每一相对应的元件参数相等。相对地，第一相等效阻抗Z1、第二相等效阻抗Z2以及第三相等效阻抗Z3会相等，对应使第一相电流i1、第二相电流i2、第三相电流i3相等，且相位差为120度，在不考虑相位差下第一相电流i1、第二相电流i2、第三相电流i3的电流值实质上相等。
当第一谐振电感Lr1、第二谐振电感Lr2以及第三谐振电感Lr3的电感值有偏差量，或第一主谐振电容Cr1、第二主谐振电容Cr2以及第三主谐振电容Cr3的电容值有偏差量，或第一激磁电感Lm1、第二激磁电感Lm2以及第三激磁电感Lm3的电感值有偏差量，即表示谐振网络12中每一相对应的元件参数有偏差量，会对应使第一相等效阻抗Z1、第二相等效阻抗Z2以及第三相等效阻抗Z3有偏差量。
从上面关系式(1),(2),(3)可知，第一相电流i1不仅和第一相电压V1以及第一相等效阻抗Z1相关，更与第二相电压V2、第三相电压V3、第二相等效阻抗Z2以及第三相等效阻抗Z3相关。第二相电流i2不仅和第二相电压V2以及第二相等效阻抗Z2相关，更与第一相电压V1、第三相电压V3、第一相等效阻抗Z1以及第三相等效阻抗Z3相关。第三相电流i3不仅和第三相电压V3以及第三相等效阻抗Z3相关，更与第一相电压V1、第二相电压V2、第一相等效阻抗Z1以及第二相等效阻抗Z2相关。
由于，第一相电流i1、第二相电流i2、第三相电流i3的电流值会受谐振网络12中每一相对应的元件参数影响，因此，当谐振网络12中每一相对应的元件参数有偏差量时，谐振网络12中每一相对应的元件参数会相互作用而影响第一相电流i1、第二相电流i2、第三相电流i3的电流值，使第一相电流i1、第二相电流i2、第三相电流i3的电流差值可以有效地被降低。
请参阅图9A并配合图7，图9A为图7的多相开关电源转换电路的信号时序示意图。如图9A所示，第一相的第一控制信号S1a与第二控制信号S1b为互补关系，当第一相的第一控制信号S1a为高电位的使能状态(enable)时，第一相的第二控制信号S1b为低电位的禁能状态(disable)，此时，第一开关电路11a的第一开关Q1a会根据使能状态的第一控制信号S1a而导通，输入电压源Vin的电能经由第一开关Q1a传送至谐振网络12的第一对称端12a，而第一开关电路11a的第二开关Q1b则会根据禁能状态的第二控制信号S1b而截止。当第一相的第一控制信号S1a为低电位的禁能状态时，第一相的第二控制信号S1b对应为高电位的使能状态，此时，第一开关电路11a的第一开关Q1a会根据禁能状态的第一控制信号S1a而截止，输入电压源Vin的电能无法经由第一开关Q1a传送至谐振网络12的第一对称端12a，而第一开关电路11a的第二开关Q1b则会根据使能状态的第二控制信号S1b而导通，使谐振网络12的第一对称端12a通过第二开关Q1b连接至第一参考端COM1。
同样地，第二相的第一控制信号S2a与第二控制信号S2b为互补关系，第三相的第一控制信号S3a与第二控制信号S3b为互补关系，而第二开关电路11b的第一开关Q2a和第二开关Q2b、第三开关电路11c的第一开关Q3a和第二开关Q3b一样会分别根据第二相的第一控制信号S2a、第二相的第二控制信号S2b、第三相的第一控制信号S3a以及第三相的第二控制信号S3b的使能状态或禁能状态对应导通或截止。
在本实施例中，谐振网络12为三相对称，因此，第一相的第一控制信号S1a、第二相的第一控制信号S2a以及第三相的第一控制信号S3a的相位差设定为120度，对应使第一相电压V1、第二相电压V2以及第三相电压V3的相位差为120度。
请参阅图9B并配合图7，图9B为图7的多相开关电源转换电路的电路波形示意图。如图9B所示，在t0-t1时间区间，第一相的第一控制信号S1a、第二相的第二控制信号S2b以及第三相的第一控制信号S3a为高电位的使能状态，对应使第一开关电路11a的第一开关Q1a、第二开关电路11b的第二开关Q2b以及第三开关电路11c的第一开关Q3a导通。在t1-t2时间区间，第三相的第一控制信号S3a改变为低电位的禁能状态，对应第三开关电路11c的第一开关Q3a截止，所以t1-t2时间区间为第三开关电路11c的第一开关Q3a与第二开关Q3b的死区时间。此时，正的第三相电流i3会对第三开关电路11c的第二开关Q3b的寄生电容(未图示)放电，在第三开关电路11c的第二开关Q3b未再次导通之前，第三开关电路11c的第二开关Q3b的寄生电容的电压值会降低到零电压值，从而实现零电压开通。之后，由于交错相的工作方式，在t7-t8时间区间也为第三开关电路11c的第一开关Q3a与第二开关Q3b的死区时间，此时，第三相的第一控制信号S3a与第二控制信号S3b同时为禁能状态，对应使第三开关电路11c的第一开关Q3a与第二开关Q3b同时截止。相似地，在t3-t4时间区间为第二开关电路11b的第一开关Q2a与第二开关Q2b的死区时间，在t5-t6时间区间为第一开关电路11a的第一开关Q1a与第二开关Q1b的死区时间。
请参阅图9C并配合图7与图9B，图9C为图7的多相开关电源转换电路的另一波形示意图。第一输出整流电路13a输出的第一输出整流电流io1、第二输出整流电路13b输出的第二输出整流电流io2以及第三输出整流电路13c输出的第三输出整流电流io3分别为第一相电流i1、第二相电流i2以及第三相电流i3经过整流后得到，即是将第一相电流i1、第二相电流i2以及第三相电流i3小于零的部分依据时间轴轴对称后变成大于零的整流电流。因此如图9B所示的第一相电流i1、第二相电流i2以及第三相电流i3的相位差为120度，对应使图9C所示的第一输出整流电路13a输出的第一输出整流电流io1、第二输出整流电路13b输出的第二输出整流电流io2以及第三输出整流电路13c输出的第三输出整流电流io3的相位差为60度。
由于，第一输出整流电流io1、第二输出整流电流io2以及第三输出整流电流io3在不同时间为峰值(peak)，因此，第一输出整流电流io1、第二输出整流电流io2以及第三输出整流电流io3相加后(io1+io2+io3)的波形会具有较小的纹波，对应使多相开关电源转换电路1的输出电流Io的纹波有效地被降低。
同理，第一相电流i1、第二相电流i2以及第三相电流i3在不同时间为峰值，因此，第一相电流i1、第二相电流i2以及第三相电流i3相加后(i1+i2+i3)的波形(未图示)会具有较小的纹波，同样可以有效地降低多相开关电源转换电路1的输入电流Iin的纹波。
请参阅表格1，其为谐振网络中每一相的元件参数值。如表格1所示，第一激磁电感Lm1、第二激磁电感Lm2以及第三激磁电感Lm3的平均电感值为99.6微亨(micro-henry,μH)，依计算式(a1)定义并计算三相激磁电感值的偏差度如下：
Figure GDA00002395213800161
可知三相的激磁电感值偏差度大约为15%。
  Lm1～Lm3(μH)   Lr1～Lr3(μH)   Cr1～Cr3(nF)
  第一相   98.69   14.91   6.778
  第二相   92.73   14.89   6.73
  第三相   107.4   15.13   6.79
表格1
本发明的多相开关电源转换电路1即使谐振网络12中每一相对应的元件参数有较大偏差量时，利用谐振网络12的对称特性以及各相之间的互相影响可以有效降低第一相电流i1、第二相电流i2以及第三相电流i3的电流差值，以及第一输出整流电流io1、第二输出整流电流io2以及第三输出整流电流io3的电流差值，从而使第一相电流i1、第二相电流i2以及第三相电流i3近似均流，且第一输出整流电流io1、第二输出整流电流io2以及第三输出整流电流io3也近似均流。为了测量第一相电流i1、第二相电流i2、第三相电流i3、第一输出整流电流io1、第二输出整流电流io2以及第三输出整流电流io3的电流差值与均流的程度，于此定义均流误差值（current sharing error,CSE）的概念，以三相为例，输出整流电流均流误差值为
CSE = Max ( i o 1 ~ i o 3 - I o / 3 ) I o / 3 - - - ( 4 ) .
其中，Io为多相开关电源转换电路1的输出电流，而关系式(4)的含义是将输出电流Io的三分之一作为基准，取各相的输出整流电流与该基准差值的最大值后再规一化(normalization)以后得到均流误差值。若均流误差值越小，表示第一输出整流电流io1、第二输出整流电流io2以及第三输出整流电流io3之间的电流差值越小，均流的状况越好。同样地，第一相电流i1、第二相电流i2以及第三相电流i3的电流差值也越小。
请参阅表格2，其为在表格1的元件参数值的情况下输出电流值与均流误差值的关系表。如表格2所示，第一行(row)为多相开关电源转换电路的输出电流Io的电流值，且根据表格1所示的每一相元件参数值，对应取得第二行中传统多相交错开关电源转换电路(如图3所示)的第一均流误差值CSE_a1，以及第三行中本发明的多相开关电源转换电路1的第二均流误差值CSE_a2。
  Io(A)   6   9   12   15   18   21
  CSE_a1   45.50％   33.83％   25.58％   21.06％   17.08％   14.84％
  CSE_a2   4.30％   6.07％   5.60％   5.28％   4.38％   3.99％
表格2
请参阅图10A与表格2，图10A为表格2的输出电流值与均流误差值的对应关系图。在本实施例中，三相激磁电感的电感值大约为15%的偏差量，在此情况下，不论输出电流Io在轻载(例如6A,9A等)或满载(例如21A)下，本发明的多相开关电源转换电路1的第二均流误差值CSE_a2都能够有效地降低到10%以下，具有非常好的效果。反观传统多相交错开关电源转换电路，不但传统多相交错开关电源转换电路的第一均流误差值CSE_a1较大，第一均流误差值CSE_a1更会随着输出电流Io产生较大的变化。换言之，每一相对应的元件参数的偏差量除了会严重影响第一相电流i1、第二相电流i2、第三相电流i3、第一输出整流电流io1、第二输出整流电流io2以及第三输出整流电流io3的电流差值与均流的程度之外，在轻载或满载时所造成的影响也会不同。
请参阅表格3，其为谐振网络中另一组每一相的元件参数值。由于元件本身于制造时，相同参数标示值的元件本身彼此于出厂时就存在无法避免的偏差值，表格3所示为此情况。其中，第一主谐振电容Cr1、第二主谐振电容Cr2以及第三主谐振电容Cr3的平均电容值为7.1纳法(nano-farad,nF)，依计算式(a2)定义并计算主谐振电容的偏差度如下:
Figure GDA00002395213800181
主谐振电容的偏差度大约为15%。
  Lm1～Lm3(μH)   Lr1～Lr3(μH)   Cr1～Cr3(nF)
  第一相   90.23   14.91   7.778
  第二相   89.85   14.89   6.73
  第三相   89.5   15.13   6.79
表格3
请参阅表格4，其为表格3的元件参数值所对应的输出电流值与均流误差值。如表格4所示，第一行为多相开关电源转换电路的输出电流Io的电流值，且根据表格3所示的每一相元件参数值，对应取得第二行中传统多相交错开关电源转换电路(如图3所示)的第三均流误差值CSE_b1，以及第三行中本发明的多相开关电源转换电路1的第四均流误差值CSE_b2。
  Io(A)   6   9   12   15   18   21
  CSE_b1   55.30％   42.57％   31.88％   25.58％   22.47％   18.97％
  CSE_b2   19.15％   12.93％   9.10％   9.48％   8.40％   7.86％
表格4
请参阅图10B与表格4，图10B为表格4的输出电流值与均流误差值的对应关系图。在本实施例中，主谐振电容的偏差度大约15%，在此情况下，输出电流Io在半载(例如11A至21A)以上，本发明的多相开关电源转换电路1的第四均流误差值CSE_b2都能够有效地降低到10%以下，即使输出电流Io在轻载(例如6A至9A)时，第四均流误差值CSE_b2也能降低到20%以下。反观传统多相开关电源转换电路，不但传统多相开关电源转换电路的第三均流误差值CSE_b1较大，第三均流误差值CSE_b1也更容易随输出电流Io变化而产生较大的变化。
整体而言，本发明的多相开关电源转换电路1即使谐振网络12中每一相对应的元件参数值的具有较大偏差量时，本发明的多相开关电源转换电路1可以在大多数的情况下(例如半载以上)有效地将均流误差值降低到10%以下，使第一相电流i1、第二相电流i2以及第三相电流i3的电流差值较小，同样地，第一输出整流电流io1、第二输出整流电流io2以及第三输出整流电流io3的电流差值也较小，均流的状况较佳。
请参阅图11并配合图7，图11为本发明另一较佳实施例的多相开关电源转换电路的详细电路示意图。图11与图7不同之处在于谐振网络12、第一变压器Tr1、第二变压器Tr2、第三变压器Tr3、第一输出整流电路13a、第二输出整流电路13b以及第三输出整流电路13c。如图11所示，第一变压器Tr1的次级绕组N1s、第二变压器Tr2的次级绕组N2s以及第三变压器Tr3的次级绕组N3s更分别包含一中心抽头(center tap)，第一输出整流电路13a、第二输出整流电路13b以及第三输出整流电路13c为全波整流电路，且每一输出整流电路仅包含两个二极管。以第一输出整流电路13a为例，仅包含第一二极管D1a与第二二极管D1b，其中，第一二极管D1a与第二二极管D1b的阳极端连接于第二参考端COM2，第一二极管D1a与第二二极管D1b的阴极端各连接于第一变压器Tr1的次级绕组N1s的一端，第一变压器Tr1的次级绕组N1s的中心抽头则连接于输出滤波电路14的输入侧。当然该全波整流电路也可以用同步整流管来实现。
至于，图11与图7的谐振网络12不同之处在于第一相分支、第二相分支以及第三相分支中的元件串联连接的顺序不相同。于图11中，第一相分支中的元件串联连接的顺序依序为第一变压器Tr1的初级绕组N1p、第一谐振电感Lr1以及第一主谐振电容Cr1，第二相分支中的元件串联连接的顺序依序为第二变压器Tr2的初级绕组N2p、第二谐振电感Lr2以及第二主谐振电容Cr2，第三相分支中的元件串联连接的顺序依序为第三变压器Tr3的初级绕组N3p、第三谐振电感Lr3以及第三主谐振电容Cr3。同样地，第一相分支连接于谐振网络12的第一对称端12a与谐振共接端Kr之间，第二相分支连接于谐振网络12的第二对称端12b与谐振共接端Kr之间，第三相分支连接于谐振网络12的第三对称端12c与谐振共接端Kr之间，使得谐振网络12三相对称，元件串联连接的顺序的改变并不改变电路的特性，因此，电路特性同上所述，在此不再赘述。
请参阅图12并配合图11，图12为本发明另一较佳实施例的多相开关电源转换电路的详细电路示意图。图12与图11不同之处在于图12的谐振网络12更包含第一次谐振电容Cr1b、第二次谐振电容Cr2b以及第三次谐振电容Cr3b。其中，第一次谐振电容Cr1b、第二次谐振电容Cr2b以及第三次谐振电容Cr3b分别连接于第一相分支、第二相分支、第三相分支以及第一参考端COM1，用以改善或调整每一相的谐振特性，尤其在谐振网络12中每一相对应的元件参数的偏差量过大时，通过直接设置第一次谐振电容Cr1b、第二次谐振电容Cr2b以及第三次谐振电容Cr3b可以更有效地调整且改善每一相的谐振特性。
在本实施例中，第一次谐振电容Cr1b的一端连接于第一谐振电感Lr1与第一主谐振电容Cr1，第一次谐振电容Cr1b的另一端与第一参考端COM1连接，第二次谐振电容Cr2b的一端连接于第二谐振电感Lr2与第二主谐振电容Cr2，第二次谐振电容Cr2b的另一端与第一参考端COM1连接，第三次谐振电容Cr3b的一端连接于第三谐振电感Lr3与第三主谐振电容Cr3，第三次谐振电容Cr3b的另一端与第一参考端COM1连接。至于，谐振网络12的电路特性一样可以简单地等效为多相的等效电抗，且多相的等效电抗为多相对称连接关系，因此，电路特性同上所述，在此不再赘述。另外，各次谐振电容Cr1b、Cr2b、Cr3b的另一端也可以与变压器的初级绕组侧相对于第一参考端COM1固定的电位点，例如输入电压源Vin的正端点相连接。
请参阅图13并配合图11，图13为本发明另一较佳实施例的多相开关电源转换电路的详细电路示意图。图13的多相开关电源转换电路1为四相，除了谐振网络12不同于图11外，图13的多相开关电源转换电路1更包含第四开关电路11d、第四输出整流电路13d以及第四变压器Tr4。
相似地，第四开关电路11d的输入与多相开关电源转换电路1的输入连接，第四开关电路11d的输出与谐振网络12的第四对称端12d连接，用以接收输入电压源Vin的电能而产生第四相电压V4。第四激磁电感Lm4与第四变压器Tr4的初级绕组N4p并联，并同样为谐振网络12的一部分，相较于图11，图13的谐振网络12更包含第四主谐振电容Cr4与第四谐振电感Lr4。在本实施例中，第四激磁电感Lm4与第四变压器Tr4的初级绕组N4p并联后与第四谐振电感Lr4以及第四主谐振电容Cr4串联连接构成第四相分支，且第四相分支连接于谐振网络12的第四对称端12d与谐振共接端Kr之间，四相分支连接于共接端Kr形成一星形连接（该星形连接包含有四条分支，图7以及图11中的星形连接包含有三条分支，图12中的谐振网络12的部分电路即除去各相次谐振电容后第一相、第二相以及第三相分支也形成了星形连接），使得谐振网络12形成四相对称。第四输出整流电路13d的输入侧连接于第四变压器Tr4的次级绕组N4s，第四输出整流电路13d的输出侧连接于输出滤波电路14的输入侧，用以将第四变压器Tr4的次级绕组N4s的感应电压整流。
图13与图11的多相开关电源转换电路1另一不同处在于第一相电压V1、第二相电压V2、第三相电压V3、第四相电压V4；第一相电流i1、第二相电流i2、第三相电流i3、第四相电流i4；第一输出整流电流io1、第二输出整流电流io2、第三输出整流电流io3、第四输出整流电流io4；第一相的第一控制信号S1a、第二相的第一控制信号S2a、第三相的第一控制信号S3a、第四相的第一控制信号S4a；第一相的第二控制信号S1b、第二相的第二控制信号S2b、第三相的第二控制信号S3b、第四相的第二控制信号S4b的相位差为90度。至于，谐振网络12的电路特性一样可以简单地等效为多相的等效电抗，且多相的等效电抗为多相对称连接关系，因此，电路特性同上所述，在此不再赘述。
请参阅图14并配合图11，图14为本发明另一较佳实施例的多相开关电源转换电路的详细电路示意图。图14的谐振网络12的连接关系不同于图11，在图14的实施例中，谐振网络12除了包含第一相分支、第二相分支以及第三相分支外，更包含一环形电路（在图14中显示为一三角形电路即Δ形电路，在电路原理中星形和环形例如三角形电路之间可以做等价的转换，也就是说二者是等价的）。其中，第一相分支由第一主谐振电容Cr1与第一谐振电感Lr1串联连接构成，第二相分支由第二主谐振电容Cr2与第二谐振电感Lr2串联连接构成，第三相分支由第三主谐振电容Cr3与第三谐振电感Lr3串联连接构成。环形电路由第一变压器Tr1的初级绕组N1p、第二变压器Tr2的初级绕组N2p以及第三变压器Tr3的初级绕组N3p互相环形连接构成，且相连接处分别为环形电路的第一环形接点122a、第二环形接点122b以及第三环形接点122c，其中第一激磁电感Lm1、第二激磁电感Lm2、第三激磁电感Lm3分别和N1p、N2p、N3p并联连接。
在本实施例中，第一相分支连接于谐振网络12的第一对称端12a与环形电路的第一环形接点122a，第二相分支连接于谐振网络12的第二对称端12b与环形电路的第二环形接点122b，第三相分支连接于谐振网络12的第三对称端12b与环形电路的第三环形接点122c，使得谐振网络12形成三相对称。同样地，谐振网络12的电路特性一样可以简单地等效为多相的等效电抗，且多相的等效电抗为多相对称连接关系，因此，电路特性同上所述，在此不再赘述。
在一些实施例中，第一相分支由第一变压器Tr1的初级绕组N1p与第一谐振电感Lr1串联连接构成，第二相分支由第二变压器Tr2的初级绕组N2p与第二谐振电感Lr2串联连接构成，第三相分支由第三变压器Tr3的初级绕组N3p与第三谐振电感Lr3串联连接构成，环形电路由第一主谐振电容Cr1、第二主谐振电容Cr2以及第三主谐振电容Cr3互相环形连接构成，谐振网络12同样可以形成三相对称。其中，第一激磁电感Lm1、第二激磁电感Lm2、第三激磁电感Lm3分别和N1p、N2p、N3p并联连接。
在一些实施例中，第一谐振电感Lr1、第二谐振电感Lr2以及第三谐振电感Lr3分别为第一变压器Tr1的初级绕组N1p、第二变压器Tr2的初级绕组N2p以及第三变压器Tr3的初级绕组N3p的漏电感。
请参阅图15并配合图14，图15为本发明另一较佳实施例的多相开关电源转换电路的详细电路示意图。图15的谐振网络12的连接关系不同于图14，图15的谐振网络12仅包含环形电路，不包含第一相分支、第二相分支以及第三相分支，且环形电路的第一环形接点122a、第二环形接点122b以及第二环形接点122c分别连接于谐振网络12的第一对称端12a、第二对称端12b以及第三对称端12c。而环形电路本身同样具备对称性，即各环形连接点122a,122b,122c连接起来的各环形电路分支在电路特性上相同。
其中，第一主谐振电容Cr1和第一谐振电感Lr1与第一变压器Tr1的初级绕组N1p串联连接构成第一环形电路分支，该环形电路分支对应的环形接点分别为第一环形接点122a和第二环形接点122b。相似地，第二主谐振电容Cr2和第二谐振电感Lr2与第二变压器Tr2的初级绕组N2p串联连接构成第二环形电路分支，第三主谐振电容Cr3和第三谐振电感Lr3与第三变压器Tr3的初级绕组N3p串联连接构成第三环形电路分支，最后，谐振网络12仅有环形分支。
请参阅图16并配合图11，图16为本发明另一较佳实施例的多相开关电源转换电路的详细电路示意图。图16的第一开关电路11a、第二开关电路11b、第三开关电路11c不同于图11，如图16所示，第一开关电路11a包含第三开关Q1c、第四开关Q1d、第五开关Q1e、第六开关Q1f、第一分压电容C1a、第二分压电容C1b、第一整流二极管D1e、第二整流二极管D1f以及第一相电容C1c，且控制电路15根据输出电压Vo等信号产生第一相的第三控制信号S1c、第一相的第四控制信号S1d、第一相的第五控制信号S1e、第一相的第六控制信号S1f、第二相的第三控制信号S2c、第二相的第四控制信号S2d、第二相的第五控制信号S2e、第二相的第六控制信号S2f、第三相的第三控制信号S3c、第三相的第四控制信号S3d、第三相的第五控制信号S3e以及第三相的第六控制信号S3f。
于第一开关电路11a中，第一相的第三开关Q1c连接于输入电压源Vin的正端点与第一相的第一连接端K1a之间，第一相的第四开关Q1d连接于第一相的第一连接端K1a与谐振网络12的第一对称端12a之间，第一相的第五开关Q1e连接于谐振网络12的第一对称端12a与第一相的第二连接端K1b之间，第一相的第六开关Q1f连接于第一相的第二连接端K1b与第一参考端COM1之间，第一相的第三开关Q1c、第四开关Q1d、第五开关Q1e以及第六开关Q1d的控制端分别连接于控制电路15，第一相电容C1c连接于第一相的第一连接端K1a与第一相的第二连接端K1b之间，第一分压电容C1a连接于输入电压源Vin的正端点与第一相的第三连接端K1c之间，第二分压电容C1b连接于第一相的第三连接端K1c与第一参考端COM1之间，第一相的第一整流二极管D1e连接于第一相的第三连接端K1c与第一连接端K1a之间，第一相的第二整流二极管D1f连接于第一相的第二连接端K1b与第三连接端K1c之间。
其中，第一相的第一分压电容C1a与第二分压电容C1b构成对输入电压源Vin分压电路，在正常情况下，各分压电容的电压均为电压源Vin电压的一半。即在第一相的第三连接端K1c产生分压电压也是电压源Vin电压的一半。第一相的第三开关Q1c、第四开关Q1d、第五开关Q1e以及第六开关Q1f分别根据第一相的第三控制信号S1c、第四控制信号S1d、第五控制信号S1e以及第六控制信号S1f导通或截止，使输入电压源Vin的电能选择性地经由第一相的第三开关Q1c和/或第四开关Q1f传送至谐振网络12的第一对称端12a，而产生第一相电压V1。
当第一相的第三控制信号S1c与第四控制信号S1d为使能状态，而第一相的第五控制信号S1e与第六控制信号S1f为禁能状态时，第一相的第三开关Q1c与第四开关Q1d会对应导通，使输入电压源Vin的电能经由第三开关Q1c与第四开关Q1d传送至谐振网络12的第一对称端12a，而第一相的第五开关Q1e与第六开关Q1d则会对应截止，此时，第一相电压V1等于输入电压源Vin。
当第一相的第四控制信号S1d为使能状态，而第一相的第三控制信号S1c、第五控制信号S1e与第六控制信号S1f为禁能状态时，第一相的第四开关Q1d会对应导通，使输入电压源Vin的电能经由第一相的第一分压电容C1a、第一整流二极管D1e以及第四开关Q1d传送至谐振网络12的第一对称端12a，而第一相的第三开关Q1c,第五开关Q1e与第六开关Q1d则会对应截止，此时，第一相电压V1为输入电压源Vin的一半(0.5Vin)。
当第一相的第三控制信号S1c与第四控制信号S1d为禁能状态，而第一相的第五控制信号S1e与第六控制信号S1f为使能状态时，第一相的第三开关Q1c与第四开关Q1d会对应截止，而第一相的第五开关Q1e与第六开关Q1d则会对应导通，使谐振网络12的第一对称端12a通过第五开关Q1e与第六开关Q1d连接至第一参考端COM1，此时，第一相电压V1为零电压值。
本实施例中，第一开关电路11a产生的第一相电压V1的电压可以是Vin、0.5Vin或0三种情况，因此被称为三电平电路。由于在第一相电压以及第一参考端或输入电压源Vin的正端点之间连接有2个开关，因此，每个开关的电压应力可以降低一半，在采用同样的电子元件下，输入电压源Vin的电压上限值可以是原来的两倍。所以，三电平电路特别适合应用于输入电压源Vin的电压值较高的电子产品。至于，第二开关电路11b与第三开关电路11c的电路连接关系相似于第一开关电路11a，且运行方式也相似，于此不再赘述。于本实施例中，多相开关电源转换电路1为三相电路，因此第一相、第二相以及第三相的控制信号之间相位差为120度。
当然，前面的各种实施方式都可以应用在图16中的三电平线路中，例如图16中的多相开关电源转换电路可以为四相电路，如图13所示，则各相之间的控制信号之间的相位差为90度，也可以为更多相，则各相之间的控制信号之间的相位差等于360度除以总相数；图16中的多相开关电源转换电路中的谐振网络12，输出整流电路13，输出滤波电路14也可以采用前述实施例中的各种变化电路。
本发明的控制电路15可以是但不限定为脉冲宽度调制控制器(pulsewidth modulation controller,PWM controller)、脉冲频率调制控制器(pulsefrequency modulation controller,PFM controller)或数字信号处理器(digitalsignal processor,DSP)。对应不同的控制器多相开关电源转换电路工作于不同的模式下。例如控制电路15为一脉冲频率调制控制器时，多相开关电源转换电路工作于调频模式下，并且多相开关电源转换电路可以是一个谐振电路；控制电路15为一脉冲宽度调制控制器时，多相开关电源转换电路工作于脉冲宽度调制模式下；控制电路15也可以兼有脉冲宽度调制以及脉冲频率调制两种功能，则多相开关电源转换电路即可以以脉冲宽度调制工作也可以以调频模式工作，例如在重载时以调频模式工作而在轻载时以脉冲宽度调制模式工作，这样可以使得全范围内的效率都保持在一个比较高的值。至于控制电路15为数字信号处理器时，多相开关电源转换电路工作模式则取决于数字信号处理器内部的程序，可以以调频模式工作也可以以脉冲宽度调制模式工作。本发明的开关元件可以是但不限定为双极结型晶体管(Bipolar JunctionTransistor,BJT)或金属氧化物半导体场效应晶体管(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor,MOSFET)。
综上所述，本发明的多相开关电源转换电路于提供较高输出电流至负载或电子产品时，可以有效地降低输入输出电流的纹波、输入电流的电流峰值以及输出电压的纹波大小，更不用加大输出电容或于输出侧设置较复杂的两级式滤波电路，元件数目不会增加、体积较小且成本较低，同时电路简单可以应用于液晶电视(LCD-TV)、服务器，以及通信系统等。此外，于各相对应的元件参数之间有偏差量或选用偏差量较大的元件时，不会造成各相电路之间的电流值发生很大的电流差值，因此，不会导致多相开关电源转换电路的电子元件损坏而无法运行。各相电路中变压器的初级侧与次级侧的电流值较对称，整体多相开关电源转换电路的功率损失较小且效率较高。负载处于高度耗电例如满载时，多相开关电源转换电路可提供较快速的响应及良好的稳定度。
本发明得由本领域普通技术人员任施匠思而为诸般修饰，然皆不脱如附权利要求所欲保护的范围。

Claims (24)

1.一种多相开关电源转换电路，用以接收一输入电压源的电能而产生一输出电压至一负载，且总相数大于等于三，该多相开关电源转换电路包括：
多个开关电路，其中每个开关电路的输入侧连接于该输入电压源的一正端点与一第一参考端；
多个变压器，每一个变压器具有一初级绕组与一次级绕组；
多个输出整流电路，每一个输出整流电路对应连接于所述多个变压器的其中一个变压器的该次级绕组，用以整流而产生该输出电压至该负载；
一谐振网络，为多相对称的连接关系，具有多个对称端和多相分支，该谐振网络的每一个对称端分别对应连接于所述多个开关电路其中的一个开关电路的输出侧，所述多相分支共同连接于不同于该输入电压源的该正端点和该第一参考端的一谐振共接端并形成一星形连接；以及
一控制电路，连接于该多相开关电源转换电路的输出与所述多个开关电路的每一个开关电路的控制端，用以根据该输出电压控制所述多个开关电路导通或截止，使该输入电压源的电能选择性地传送至该谐振网络；
其中，所述谐振网络包括多个谐振电感、多个主谐振电容以及多个激磁电感，所述多个激磁电感是所述多个变压器本身的激磁电感或所述多个变压器外分别并联的一个独立电感，所述多个谐振电感的一个谐振电感与所述多个主谐振电容的一个主谐振电容串联连接，所述多个谐振电感的一个谐振电感与所述多个变压器的一个变压器的该初级绕组串联连接。
2.如权利要求1所述的多相开关电源转换电路，其中所述多相分支的每一相分支包含了串联连接的所述多个主谐振电容的一个主谐振电容以及所述多个谐振电感中与该主谐振电容对应的一个谐振电感。
3.如权利要求2所述的多相开关电源转换电路，其中所述多个谐振电感分别对应为所述多个变压器的每一个变压器的该初级绕组的漏电感。
4.如权利要求2所述的多相开关电源转换电路，其中该谐振网络更包含多个次谐振电容，且所述多个次谐振电容的每一个次谐振电容对应连接于所述多相分支的一相分支与该第一参考端之间，或连接于所述多相分支的一相分支与该输入电压源的该正端点之间。
5.如权利要求2所述的多相开关电源转换电路，其中所述多相分支的每一相分支更包含所述多个激磁电感的一个激磁电感，该激磁电感串联连接于该主谐振电容以及该谐振电感。
6.如权利要求1所述的多相开关电源转换电路更包含至少一输出滤波电路连接于所述多个输出整流电路与该负载之间，用以减小该输出电压的纹波。
7.如权利要求6所述的多相开关电源转换电路，其中该输出滤波电路包含一输出电容连接于所述多个输出整流电路。
8.如权利要求1所述的多相开关电源转换电路，其中该控制电路根据该输出电压产生多相的第一控制信号，且所述多相的第一控制信号之间具有一相位差。
9.如权利要8所述的多相开关电源转换电路，其中该控制电路根据该输出电压产生多相的第二控制信号，且所述多相的第二控制信号与对应所述多相的第一控制信号为互补关系。
10.如权利要求9所述的多相开关电源转换电路，其中所述多相的第一控制信号与第二控制信号的开关频率根据该输出电压而变化。
11.如权利要求8所述的多相开关电源转换电路，其中该相位差为360度除以总相数。
12.如权利要求1所述的多相开关电源转换电路，其中所述多个输出整流电路为半波整流式或全波整流式电路。
13.如权利要求1所述的多相开关电源转换电路，其中所述多个开关电路的每一个开关电路包含：
一第一开关，该第一开关的第一端、第二端与控制端分别连接于该输入电压源的该正端点、该谐振网络对应的对称端与该控制电路；以及
一第二开关，该第二开关的第一端、第二端与控制端分别连接于该谐振网络对应的对称端、该第一参考端与该控制电路；
其中，该控制电路根据该输出电压控制所述多个开关电路的每一个开关电路的该第一开关与该第二开关导通或截止，使该输入电压源的电能选择性地传送至该谐振网络。
14.如权利要求1所述的多相开关电源转换电路，其中所述多个开关电路的每一个开关电路包含：
一第三开关，连接于该输入电压源的该正端点与对应一相的第一连接端之间；
一第四开关，连接于对应一相的第一连接端与该谐振网络对应的一对称端之间；
一第五开关，连接于该谐振网络对应的对称端与对应一相的第二连接端之间；
一第六开关，连接于对应一相的第二连接端与该第一参考端之间；
一第一相电容，连接于对应一相的第一连接端与第二连接端之间；
一第一分压电容，连接于该输入电压源的该正端点与对应一相的第三连接端之间；
一第二分压电容，连接于对应一相的第三连接端与该第一参考端之间；
一第一整流二极管，连接于对应一相的第三连接端与第一连接端之间；以及
一第二整流二极管，连接于对应一相的第二连接端与第三连接端之间；
其中，每一相的该第三开关、该第四开关、该第五开关以及该第六开关的控制端分别连接于该控制电路，且分别根据对应的控制信号导通或截止，使该输入电压源的电能选择性地经由所述多个开关电路传送至该谐振网络。
15.一种多相开关电源转换电路，用以接收一输入电压源的电能而产生一输出电压至一负载，且总相数大于等于三，该多相开关电源转换电路包括：
多个开关电路，其中每个开关电路的输入侧连接于该输入电压源的一正端点与一第一参考端；
多个变压器，每一个变压器具有一初级绕组与一次级绕组；
多个输出整流电路，每一个输出整流电路对应连接于所述多个变压器的其中一个变压器的该次级绕组，用以整流而产生该输出电压至该负载；
一谐振网络，为多相对称的连接关系，具有多个对称端、多相分支与一环形电路，该环形电路的每一个环形接点连接于所述多相分支对应的一相分支，且该谐振网络的每一个对称端分别对应连接于所述多个开关电路其中的一个开关电路的输出侧；以及
一控制电路，分别连接于所述多相开关电源转换电路的输出与所述多个开关电路的每一个开关电路的控制端，用以根据该输出电压控制所述多个开关电路导通或截止，使该输入电压源的电能选择性地传送至该谐振网络；
其中，所述谐振网络包括多个谐振电感、多个主谐振电容以及多个激磁电感，所述多个激磁电感是所述多个变压器本身的激磁电感或所述多个变压器外分别并联的一个独立电感，所述多个谐振电感的一个谐振电感与所述多个主谐振电容的一个主谐振电容串联连接，所述多个谐振电感的一个谐振电感与所述多个变压器的一个变压器的该初级绕组串联连接。
16.如权利要求15所述的多相开关电源转换电路，其中该环形电路由所述多个主谐振电容互相环形连接构成。
17.如权利要求16所述的多相开关电源转换电路，所述多相分支的每一相分支由所述多个谐振电感对应的一个谐振电感与所述多个变压器对应的一个变压器的该初级绕组互相串联连接构成。
18.如权利要求15所述的多相开关电源转换电路，其中该环形电路由所述多个谐振电感互相环形连接构成。
19.如权利要求18所述的多相开关电源转换电路，其中所述多相分支的每一相分支由所述多个主谐振电容对应的一个主谐振电容与所述多个变压器对应的一个变压器的该初级绕组互相串联连接构成。
20.如权利要求15所述的多相开关电源转换电路，该环形电路由所述多个变压器的每一个变压器的该初级绕组互相环形连接构成。
21.如权利要求20所述的多相开关电源转换电路，其中所述多相分支的每一相分支由所述多个主谐振电容对应的一个主谐振电容与所述多个谐振电感对应的一个谐振电感互相串联连接构成。
22.如权利要求15所述的多相开关电源转换电路，该环形电路由所述多个变压器的每一个变压器的该初级绕组，所述多个主谐振电容对应的每一个主谐振电容以及所述多个谐振电感对应的每一个谐振电感互相环形连接构成。
23.一种多相开关电源转换电路，用以接收一输入电压源的电能而产生一输出电压至一负载，且总相数大于等于三，该多相开关电源转换电路包括：
多个开关电路，其中每个开关电路的输入侧连接于该输入电压源的一正端点与一第一参考端；
多个变压器，每一个变压器具有一初级绕组与一次级绕组；
多个输出整流电路，每一个输出整流电路对应连接于所述多个变压器的其中一个变压器的该次级绕组，用以整流而产生该输出电压至该负载；
一谐振网络，为多相对称的连接关系，具有多个对称端与一环形电路，该环形电路的每一个环形接点连接于所述多个对称端对应的一个对称端，且该谐振网络的每一个对称端分别对应连接于所述多个开关电路其中的一个开关电路的输出侧；以及
一控制电路，分别连接于该多相开关电源转换电路的输出与所述多个开关电路的每一个开关电路的控制端，用以根据该输出电压控制所述多个开关电路导通或截止，使该输入电压源的电能选择性地传送至该谐振网络；
其中，所述谐振网络包括多个谐振电感、多个主谐振电容以及多个激磁电感，所述多个激磁电感是所述多个变压器本身的激磁电感或所述多个变压器外分别并联的一个独立电感，所述多个谐振电感的一个谐振电感与所述多个主谐振电容的一个主谐振电容串联连接，所述多个谐振电感的一个谐振电感与所述多个变压器的一个变压器的该初级绕组串联连接。
24.如权利要23所述的多相开关电源转换电路，该环形电路由所述多个主谐振电容、所述多个谐振电感和所述多个变压器对应的多个初级绕组互相环形连接构成，该环形电路中的每一个环形电路分支包括串联连接的所述多个主谐振电容的一个主谐振电容、所述多个谐振电感中与该主谐振电容对应的一个谐振电感以及所述多个变压器中与该主谐振电容对应的一个变压器的初级绕组。
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