CN103219892B - 开关电源和开关电源控制方法 - Google Patents
开关电源和开关电源控制方法 Download PDFInfo
- Publication number
- CN103219892B CN103219892B CN201310116136.4A CN201310116136A CN103219892B CN 103219892 B CN103219892 B CN 103219892B CN 201310116136 A CN201310116136 A CN 201310116136A CN 103219892 B CN103219892 B CN 103219892B
- Authority
- CN
- China
- Prior art keywords
- circuit
- control signal
- control
- switching power
- signal
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Active
Links
Abstract
本发明公开了一种开关电源和开关电源控制方法，属于开关电源领域。所述方法包括：原边电路包括N个桥臂，控制电路发出N对控制所述N个桥臂的第一控制信号和N个控制所述整流开关的第二控制信号，其中，所述每对第一控制信号中，其中一个控制信号的高电平宽度为第一固定值，低电平宽度可调节，另一个控制信号的低电平宽度为第二固定值，高电平宽度可调节。本发明中不管输入电压怎样变化每个桥臂和整流开关都可工作在零电流开关或是零电压开关状态，从而提高了功率密度，降低了输出纹波，稳定了输出电压，保证了电源的可靠性。
Description
技术领域
本发明涉及开关电源领域，特别涉及一种开关电源和开关电源控制方法。
背景技术
随着通信技术的发展，产生了越来越多的信息，为了快速传递和处理这些信息，必须提高数字计算机CPU的处理速度。随着CPU处理速度的提高，对电源的性能要求也越来越高，传统的硬开关已经不能满足电源高工作频率、高转换效率的要求了，各种软开关技术应运而生。
现有技术中提供了一种不对称半桥式开关电源，如图1所示，Q1、Q2组成一个半桥，Q3为同步整流开关，Q1、Q2、Q3均由控制电路输出的PWM信号控制其开关状态。Lr，Cr组成的谐振电路，由Q1、Q2组成的半桥驱动。具体的工作流程为：Q1开通时，V1通过谐振电路加至变压器，此时副边开关Q3关断，没有电流，原边电流在变压器磁芯里存储能量，接下来，Q1关断，Q2开通，Q3也开通，电流流过Cr，Lr，和T1，Cr和Lr谐振，使得电流呈半正弦波状，电流折射到副边，通过Q3给电容Co充电，Co对电压进行平滑滤波，得到输出电压Vo，Vo给负载RL供电，同时输出电压被采样反馈给控制电路，控制电路根据反馈回来的信号，控制开关占空比，从而稳定输出电压。
由于现有的控制电路是由传统的PWM（Pulse Width Modulation，脉冲宽度调制）控制，传统的PWM的特点是：频率不变，导通时间和关断时间同时变化，当输入电压为48V时的同步整流管Q3实现了零电流开关,但当输入电压升到60v时，开关时刻电流成了较大的负值，不能实现零电流开关，导致电源上的损耗增加，降低了开关电源的可靠性。
发明内容
为了提高开关电源的可靠性，本发明实施例提供了一种开关电源和开关电源控制方法。所述技术方案如下：
第一方面，提供了一种开关电源，包括：原边电路、变压器组、副边电路、采样反馈电路和控制电路，N为大于1的自然数；
其中，所述变压器组包括N个变压器，所述副边电路包括N个整流开关，所述原边电路包括N个桥臂和N个电容，所述N个电容分别与所述N个变压器的原边绕组串联；
所述控制电路，用于发出N对控制所述N个桥臂的第一控制信号和N个控制所述整流开关的第二控制信号，其中，所述每对第一控制信号中，一个控制信号的高电平宽度为第一固定值，低电平宽度可调节，另一个控制信号的低电平宽度为第二固定值，高电平宽度可调节，所述每个桥臂由所述每对第一控制信号控制开与关，所述相邻的两对第一信号的相位差为360/N度；
所述每个桥臂用于在接收到所述第一控制信号后，驱动所述相应的变压器和所述相应的电容的工作，以得到所述副边电路的输出电压；
所述采样反馈电路，用于对所述原边电路的电容的电压或所述副边电路的输出电压进行采样，并将所述采样信号反馈给所述控制电路,所述控制电路还用于在收到所述采样信号后，根据所述采样信号控制所述每个桥臂的信号的占空比和频率，以稳定所述输出电压。
结合第一方面的第一种可能的实施方式，所述每个桥臂包括至少一对开关管，所述每对开关管串联在一起。
在第一种可能的实施方式中的第二种可能的实施方式，所述每对开关管的驱动信号互补，且存在死区时间。
在结合第一方面，或是在第一方面的第一种可能的实施方式中，或是在第一种可能的实施方式中的第二种可能的实施方式中的第三种可能的实施方式，当所述采样反馈电路位于所述原边电路上时，所述采样反馈电路对所述电容两端的电压分别进行采样，得到采样信号。
第二方面，提供了一种开关电源的控制方法，所述方法包括：
所述控制电路发出N对控制所述N个桥臂的第一控制信号和N个控制所述整流开关的第二控制信号，其中，所述每对第一控制信号中，其中一个控制信号的高电平宽度为第一固定值，低电平宽度可调节，另一个控制信号的低电平宽度为第二固定值，高电平宽度可调节，所述每个桥臂由所述每对第一控制信号控制开与关，所述相邻的两对第一信号的相位差为360/N度；
所述每个桥臂在接收到所述第一控制信号后，驱动所述相应的变压器和所述相应的电容的工作，以得到所述副边电路的输出电压；
所述采样反馈电路对所述原边电路的电压或所述副边电路的电压进行采样，并将所述采样信号反馈给所述控制电路,所述控制电路还用于在收到所述采样信号后，根据所述采样信号控制所述每个桥臂的信号的占空比和频率，以稳定所述输出电压。
本发明实施例提供的技术方案带来的有益效果是：原边电路包括N个桥臂，控制电路发出N对控制所述N个桥臂的第一控制信号和N个控制所述整流开关的第二控制信号，其中，所述每对第一控制信号中，其中一个控制信号的高电平宽度为第一固定值，低电平宽度可调节，另一个控制信号的低电平宽度为第二固定值，高电平宽度可调节，所述每个桥臂由所述每对第一控制信号控制开与关，所述相邻的两对第一信号的相位差为360/N度，这样，不管输入电压怎样变化每个桥臂和整流开关都可工作在零电流开关或是零电压开关状态，从而提高了功率密度，降低了输出纹波，稳定了输出电压，保证了电源的可靠性。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1是现有技术中提供的一种开关电源的示意图；
图2是本发明实施例中提供的一种开关电源的示意图；
图3是本发明实施例中提供的另一种开关电源的示意图；
图4是本发明实施例中提供的一种控制信号的示意图；
图5是本发明实施例中提供的另一种开关电源的示意图；
图6是本发明实施例中提供的另一种开关电源的示意图；
图7是本发明实施例中提供的另一种开关电源的示意图；
图8是本发明实施例中提供的另一种开关电源的示意图；
图9是本发明实施例中提供的一种开关电源控制方法的流程图。
具体实施方式
为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明实施方式作进一步地详细描述。
参见图2，本实施例中提供了一种开关电源，该开关电源包括：原边电路101、变压器组102、副边电路103、采样反馈电路104和控制电路105；
其中，所述变压器组102包括N个变压器，所述副边电路103包括N个整流开关，所述原边电路包括N个桥臂和N个电容，所述N个电容分别与所述N个变压器的原边绕组串联；
所述控制电路105，用于发出N对控制所述N个桥臂的第一控制信号和N个控制所述整流开关的第二控制信号，其中，所述每对第一控制信号中，其中一个控制信号的高电平宽度为第一固定值，低电平宽度可调节，另一个控制信号的低电平宽度为第二固定值，高电平宽度可调节，所述每个桥臂由所述每对第一控制信号控制开与关，所述相邻的两对第一信号的相位差为360/N度；
所述每个桥臂在接收到所述第一控制信号后，用于驱动所述相应的变压器和所述相应的电容的工作，以得到所述副边电路的输出电压；
所述采样反馈电路104，用于对所述原边电路101的电容的电压或所述副边电路103的输出电压进行采样，并将所述采样信号反馈给所述控制电路，所述控制电路还用于在收到所述采样信号后，根据所述采样信号控制所述每个桥臂的信号的占空比和频率，以稳定所述输出电压。
在另一实施例中，所述每个桥臂包括至少一对开关管，所述每对开关管串联在一起。其中，所述每对开关管的驱动信号互补，且存在死区时间。
在另一实施例中，所述整流开关包括至少一个开关管。
在另一实施例中，当所述电容为谐振电容时，所述原边电路还包括N个谐振电感，所述每个谐振电容和所述每个谐振电感组成谐振回路。
在另一实施例中，当所述电容为谐振电容时，所述副边电路还包括N个谐振电感，所述每个谐振电容和所述每个谐振电感组成谐振回路。
其中，可选地，谐振电感的个数小于等于N，即可以在每个变压器的副边电路中设置一谐振电感，也可以使多个变压器共用一个谐振电感，对此本实施例中并不做具体限定。
在另一实施例中，当所述采样反馈电路位于所述原边电路上时，所述采样反馈电路对所述电容两端的电压分别进行采样，得到采样信号。
其中，可选地，采样反馈电路可以对每个电容进行采样，也可以选择其中部分电容进行采样，对此本实施例中不做具体限定。
在另一实施例中，当所述采样反馈电路位于所述副边电路上时，所述采样反馈电路对所述输出电压进行采样，得到采样信号。
在另一实施例中，所述N个电容并联在一起。
本实施例的有益效果是：原边电路包括N个桥臂，控制电路发出N对控制所述N个桥臂的第一控制信号和N个控制所述整流开关的第二控制信号，其中，所述每对第一控制信号中，其中一个控制信号的高电平宽度为第一固定值，低电平宽度可调节，另一个控制信号的低电平宽度为第二固定值，高电平宽度可调节，所述每个桥臂由所述每对第一控制信号控制开与关，所述相邻的两对第一信号的相位差为360/N度，这样不管输入电压怎样变化每个桥臂和整流开关都可工作在零电流开关或是零电压开关状态，从而提高了功率密度，降低了输出纹波，稳定了输出电压，保证了电源的可靠性。
参见图3，本实施例中提供了一种开关电源，该开关电源包括：原边电路、两个变压器、副边电路、采样反馈电路和控制电路。其中原边电路包括两个桥臂和两个谐振电容和两个谐振电感，两个谐振电容分别为Cr1和Cr2，两个谐振电感分别为Lr1和Lr2，每个桥臂包括两个MOSFET（金属-氧化物-半导体场效应管）开关管，分别为Q11和Q12，Q21和Q22，两个变压器分别为T1和T2，所述副边电路包括两个整流开关，每个整流开关包括一个开关，分别为Q13，Q23，副边电路包括电容C0和负载RL。每个桥臂中点到地之间，分别接入变压器原边组和谐振电容Cr1和Cr2，谐振电容再与谐振电感串联，组成谐振回路。
其中，原边电路中的开关管和副边电路中的开关管的导通或断开均由控制电路控制。控制电路发送给原边电路两对控制信号，分别控制两个桥臂，其中，每对控制信号的相位互补，并具有一定死区时间。如下图4所示的控制信号，其中，Vgs_Q11为Q11的驱动，Vgs_Q12为Q12的驱动，Vds_Q12为Q12的漏极电压；Vgs_Q21为Q21的驱动，Vgs_Q22为Q22的驱动，Vds_Q22为Q22的漏极电压。该控制信号频率随着输入电压变化而改变，即输入电压升高，则频率升高，输入电压下降则频率也降低，且每个开关周期内Q12，Q22具有固定的导通时间，但关断时间可变，反过来，Q11，Q21则有固定的关断时间，而开通时间可变。其中高电平宽度代表导通时间，低电平宽度代表关断时间。同时，两个桥臂的信号相位相差180度，谐振电容上的电压VCr1由Q11和Q21的占空比决定，即VCr1=Vin*D，Vin为输入电压，D表示Q11和Q21的占空比。当Q12开通时，谐振电感Lr1和谐振电容Cr1谐振，其谐振周期和Q12导通时间的2倍接近，且稍大，这样，当开关Q12、Q13关断时，电流接近0，即可实现零电流开关，大大降低Q13的体二极管的反向恢复损耗。同时，Q12关断时，有一个小电流给开关管的寄生电容充电形成较缓的电压斜坡，从而可实现ZVS开通和关断，Q11可实现ZVS开通，大大降低开关损耗。
另一方面，将采样反馈电路设置于原边电路上，由于谐振电容的电压和输出电压成正比，所以对谐振电容的电压进行采样，并根据采样出来的信号调节开关频率，以稳定输出电压。且采样反馈电路在原边电路上，避免了用光耦等安规隔离器件，节省面积和成本。
可选地，如图5所示，本实施例中还可将谐振电感Lr1和Lr2接在变压器的副边绕组和整流开关之间。
可选地，如图6所示，本实施例中还可以将谐振电容Cr1和Cr2并联在一起。
可选地，在副边电路中可以设置少于变压器个数的谐振电感，使一部分变压器共用一个谐振电感，从而达到节省空间的目的。如图7所示，本实施例中还可以使副边电路共用一个谐振电感Lr1。
其中，图5、图6、图7中电路的工作原理与图3的工作原理类似，对此本实施例不再赘述。
可选地，本实施例中在原边电路和副边电路中均不使用谐振电感，并将谐振电容换为普通电容。如图8所示，Q11，Q12和Cr1，T1的原边绕组形成一个Buck电路，此时Cr1上的电压取仅决于Q11导通的占空比，即Vcr1=Vin*D，D为Q11导通的占空比。Q12，T1，Cr1以及副边电路中的的整流开关和滤波电容C0组成一个正激直流变压电路，把Cr1上的电压Vcr1转换成一个和Vcr1成正比的输出电压Vo，同理，另一半电路工作原理图也是这样，两路按固定180度相位差工作，这样输出电压纹波大为降低。
本实施例中，变压器包括多个绕组，其中，至少一个原边绕组和一个副边绕组，变压器磁芯可以开气隙，可以几个变压器集成在一个磁芯上，以节省空间和成本。
本实施例的有益效果是：原边电路包括N个桥臂，控制电路发出N对控制所述每个桥臂的第一控制信号和N个控制所述整流开关的第二控制信号，其中，所述每对第一控制信号中，其中一个控制信号的高电平宽度为第一固定值，低电平宽度可调节，另一个控制信号的低电平宽度为第二固定值，高电平宽度可调节，不管输入电压怎样变化每个桥臂和整流开关都可工作在零电流开关或是零电压开关状态，从而提高了功率密度，降低了输出纹波，稳定了输出电压，保证了电源的可靠性。且将采样反馈电路放在原边电路上，避免了在电路中使用光耦等隔离器件，节省了面积和成本。
参见图9，本实施例中提供了一种上述开关电源的控制方法，包括：
201、所述控制电路发出N对控制所述N个桥臂的第一控制信号和N个控制所述整流开关的第二控制信号，其中，所述每对第一控制信号中，其中一个控制信号的高电平宽度为第一固定值，低电平宽度可调节，另一个控制信号的低电平宽度为第二固定值，高电平宽度可调节，所述每个桥臂由所述每对第一控制信号控制开与关，所述相邻的两对第一信号的相位差为360/N度；
202、所述每个桥臂在接收到所述第一控制信号后，驱动所述相应的变压器和所述相应的电容的工作，以得到所述副边电路的输出电压；
203、所述采样反馈电路对所述原边电路的电容的电压或所述副边电路的输出电压进行采样，并将所述采样信号反馈给所述控制电路,所述控制电路还用于在收到所述采样信号后，根据所述采样信号控制所述每个桥臂的信号的占空比和频率，以稳定所述输出电压。
本实施例的有益效果是：原边电路包括N个桥臂，控制电路发出N对控制所述N个桥臂的第一控制信号和N个控制所述整流开关的第二控制信号，其中，所述每对第一控制信号中，其中一个控制信号的高电平宽度为第一固定值，低电平宽度可调节，另一个控制信号的低电平宽度为第二固定值，高电平宽度可调节，所述每个桥臂由所述每对第一控制信号控制开与关，所述相邻的两对第一信号的相位差为360/N度，这样不管输入电压怎样变化每个桥臂和整流开关都可工作在零电流开关或是零电压开关状态，从而提高了功率密度，降低了输出纹波，稳定了输出电压，保证了电源的可靠性。
以上所述仅为本发明的较佳实施例，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。
Claims (9)
1.一种开关电源，其特征在于，包括：原边电路、变压器组、副边电路、采样反馈电路和控制电路，N为大于1的自然数；
其中，所述变压器组包括N个变压器，所述副边电路包括N个整流开关，所述原边电路包括N个桥臂和N个电容，所述N个电容分别与所述N个变压器的原边绕组串联；
所述控制电路，用于发出N对控制所述N个桥臂的第一控制信号和N个控制所述整流开关的第二控制信号，其中，所述每对第一控制信号中，一个控制信号的高电平宽度为第一固定值，低电平宽度可调节，另一个控制信号的低电平宽度为第二固定值，高电平宽度可调节，所述每个桥臂由所述每对第一控制信号控制开与关，所述相邻的两对第一信号的相位差为360/N度；
所述每个桥臂用于在接收到所述第一控制信号后，驱动所述相应的变压器和所述相应的电容的工作，以得到所述副边电路的输出电压；
所述采样反馈电路，用于对所述原边电路的电容的电压或所述副边电路的输出电压进行采样，并将所述采样信号反馈给所述控制电路,所述控制电路还用于在收到所述采样信号后，根据所述采样信号控制所述每个桥臂的信号的占空比和频率，以稳定所述输出电压；
当所述采样反馈电路位于所述原边电路上时，所述采样反馈电路对所述电容两端的电压分别进行采样，得到所述采样信号。
2.根据权利要求1所述的开关电源，其特征在于，所述每个桥臂包括至少一对开关管，所述每对开关管串联在一起。
3.根据权利要求2所述的开关电源，其特征在于，所述每对开关管的驱动信号互补，且存在死区时间。
4.根据权利要求1-3任一项所述的开关电源，其特征在于，所述整流开关包括至少一个开关管。
5.根据权利要求1所述的开关电源，其特征在于，当所述电容为谐振电容时，所述原边电路还包括N个谐振电感，所述每个谐振电容和所述每个谐振电感组成谐振回路。
6.根据权利要求1所述的开关电源，其特征在于，当所述电容为谐振电容时，所述副边电路还包括N个谐振电感，所述每个谐振电容和所述每个谐振电感组成谐振回路。
7.根据权利要求1所述的开关电源，其特征在于，当所述采样反馈电路位于所述副边电路上时，所述采样反馈电路对所述输出电压进行采样，得到采样信号。
8.根据权利要求1所述的开关电源，其特征在于，所述N个电容并联在一起。
9.一种如权利要求1所述的开关电源的控制方法，其特征在于，所述方法包括：
所述控制电路发出N对控制所述N个桥臂的第一控制信号和N个控制所述整流开关的第二控制信号，其中，所述每对第一控制信号中，一个控制信号的高电平宽度为第一固定值，低电平宽度可调节，另一个控制信号的低电平宽度为第二固定值，高电平宽度可调节，所述每个桥臂由所述每对第一控制信号控制开与关，所述相邻的两对第一信号的相位差为360/N度；
所述每个桥臂在接收到所述第一控制信号后，驱动所述相应的变压器和所述相应的电容的工作，以得到所述副边电路的输出电压；
所述采样反馈电路对所述原边电路的电容的电压或所述副边电路的输出电压进行采样，并将所述采样信号反馈给所述控制电路,所述控制电路还用于在收到所述采样信号后，根据所述采样信号控制所述每个桥臂的信号的占空比和频率，以稳定所述输出电压。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN201310116136.4A CN103219892B (zh) | 2013-04-03 | 2013-04-03 | 开关电源和开关电源控制方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN201310116136.4A CN103219892B (zh) | 2013-04-03 | 2013-04-03 | 开关电源和开关电源控制方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN103219892A CN103219892A (zh) | 2013-07-24 |
| CN103219892B true CN103219892B (zh) | 2015-07-08 |
Family
ID=48817451
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN201310116136.4A Active CN103219892B (zh) | 2013-04-03 | 2013-04-03 | 开关电源和开关电源控制方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN103219892B (zh) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN110868131A (zh) * | 2019-12-03 | 2020-03-06 | 徐汇 | 一种自动化设备精度调节系统 |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| TWI493315B (zh) * | 2013-11-15 | 2015-07-21 | 友聲電子有限公司 | 電流產生裝置及其控制方法 |
| CN107493016B (zh) * | 2017-09-27 | 2019-04-19 | 广州金升阳科技有限公司 | 一种不对称半桥反激电路的控制方法及电路 |
| CN109327065B (zh) * | 2018-12-06 | 2020-02-21 | 华为技术有限公司 | 无线充电系统的接收端、方法、用电终端、发射端及系统 |
| CN113346760A (zh) * | 2021-06-29 | 2021-09-03 | 同济大学 | 一种用于高效率功率变换器的谐振特性动态构建方法 |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5946206A (en) * | 1997-02-17 | 1999-08-31 | Tdk Corporation | Plural parallel resonant switching power supplies |
| CN1790887A (zh) * | 2005-11-25 | 2006-06-21 | 浙江大学 | 一种隔离型多路输出直流－直流变换器 |
| CN101944852A (zh) * | 2009-07-07 | 2011-01-12 | 台达电子工业股份有限公司 | 多相开关电源转换电路 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4406967B2 (ja) * | 1999-09-03 | 2010-02-03 | サンケン電気株式会社 | 直流電源装置 |
-
2013
- 2013-04-03 CN CN201310116136.4A patent/CN103219892B/zh active Active
Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5946206A (en) * | 1997-02-17 | 1999-08-31 | Tdk Corporation | Plural parallel resonant switching power supplies |
| CN1790887A (zh) * | 2005-11-25 | 2006-06-21 | 浙江大学 | 一种隔离型多路输出直流－直流变换器 |
| CN101944852A (zh) * | 2009-07-07 | 2011-01-12 | 台达电子工业股份有限公司 | 多相开关电源转换电路 |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN110868131A (zh) * | 2019-12-03 | 2020-03-06 | 徐汇 | 一种自动化设备精度调节系统 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN103219892A (zh) | 2013-07-24 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| WO2020248472A1 (zh) | 不对称半桥变换器及控制方法 | |
| CN101197540B (zh) | 一种直流变换器 | |
| CN101043183B (zh) | 一种功率变换器 | |
| CN101562399B (zh) | 一种全桥双输出直流-直流变换器 | |
| CN103219892B (zh) | 开关电源和开关电源控制方法 | |
| CN103580484B (zh) | 同步整流装置及其控制方法 | |
| CN103595260A (zh) | 一种推挽串联谐振软开关变换器 | |
| CN103891120A (zh) | 开关电源装置 | |
| CN105450030B (zh) | 双变压器变绕组隔离变换器及其控制方法 | |
| CN101615840A (zh) | 具有窄操作频段的谐振电路及共振式电源转换器 | |
| CN103066854B (zh) | 全桥拓扑电源、控制方法及通信设备 | |
| CN102497108A (zh) | Llc谐振型推挽正激变换拓扑 | |
| CN105207483A (zh) | Llc谐振式电源转换器 | |
| CN101478238A (zh) | 一种三电平并联谐振dc-dc变流器 | |
| CN103944402A (zh) | 一种零电压开关的它激式推挽变换器的控制方法及变换器 | |
| CN110957914B (zh) | 变换装置 | |
| KR20180004675A (ko) | 보조 lc 공진 회로를 갖는 양방향 컨버터 및 그 구동 방법 | |
| CN105915063A (zh) | 一种带隔离输出的同步降压拓扑电路 | |
| Wu et al. | Active‐clamped ZVS current‐fed push–pull isolated dc/dc converter for renewable energy conversion applications | |
| CN114337344A (zh) | 一种基于自适应混合整流多开关谐振llc变换器的控制方法 | |
| CN201490890U (zh) | 可工作于移相谐振和pwm模式的变换器 | |
| Shin et al. | Analysis of LLC resonant converter with current-doubler rectification circuit | |
| CN203617902U (zh) | 集成降压-反激式高功率因数恒流电路及装置 | |
| CN201409088Y (zh) | 一种全桥双输出直流-直流变换器 | |
| CN104135154A (zh) | 一种隔离型四元件谐振电路及控制方法 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| C06 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| C10 | Entry into substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| C14 | Grant of patent or utility model | ||
| GR01 | Patent grant | ||
| TR01 | Transfer of patent right | ||
| TR01 | Transfer of patent right |
Effective date of registration: 20211103 Address after: 518043 No. 01, 39th floor, building a, antuoshan headquarters building, No. 33, antuoshan Sixth Road, Xiang'an community, Xiangmihu street, Futian District, Shenzhen, Guangdong Province Patentee after: Huawei Digital Energy Technology Co.,Ltd. Address before: 518129 Bantian HUAWEI headquarters office building, Longgang District, Guangdong, Shenzhen Patentee before: HUAWEI TECHNOLOGIES Co.,Ltd. |