TWI493315B - 電流產生裝置及其控制方法 - Google Patents

Description

電流產生裝置及其控制方法

本發明係關於一種電流產生裝置及其控制方法，特別關於一種可輸出脈衝電流之電流產生裝置及其控制方法。

電源供應裝置是工業設備必備的供電設備之一，其主要是將直流電源或交流電源進行升壓或降壓並進行轉換，以輸出穩定的電流或電壓供應給設備使用。其中，對電鍍業或機械加工業而言，具有快速響應及穩定的脈衝電流(例如電流超過10安培)之電流源是相當重要的一件事。

為了得到穩定的脈衝電流源，習知技術係使用交直流電源轉換裝置來提供穩定的電流源，而交直流電源轉換裝置最經濟的實現方式就是使用矽鋼片作為變壓器的類比式交直流電源轉換裝置。雖然類比式電源轉換裝置可輸出穩定的脈衝電流源，但由於其工作頻率太低，相對於切換式電源轉換裝置來說，除了體積與重量顯得太笨重之外，其轉換效能也比較差，無法為使用者所接受，尤其在講究高效能以及輕、薄、短小的小型化及節能潮流驅駛之下，儘管類比式電源轉換裝置價格低廉，最終還是會被切換式電源轉換裝置所取代。

然而，雖然切換式電源轉換裝置具有高的轉換效率及較小的體積，但是，當習知之切換式電源轉換裝置供應脈衝電流給用電設備使用時，每一個脈衝電流上升至其額定電流值的響應速度並不夠快，無法滿足負載的即時需求。另外，習知之切換式電源轉換裝置使用的元件較多且線路複雜，成本亦相對較高。

因此，如何提供一種電流產生裝置及其控制方法，可以較低的成本提供快速響應的電流，已成為重要課題之一。

有鑑於上述課題，本發明之目的為提供一種可以較低的成本提供快速響應的電流之電流產生裝置及其控制方法。

為達上述目的，依據本發明之一種電流產生裝置係提供一負載電流給一負載，並包括一電壓源、一電源轉換電路、一開關電路以及一控制電路。電源轉換電路具有複數電源轉換單元，該些電源轉換單元彼此並聯，並與電壓源耦接。開關電路分別與該些電源轉換單元及負載耦接，並可控制負載電流流過負載。控制電路分別與該些電源轉換單元及開關電路耦接，控制電路產生一同步訊號同步控制該些電源轉換單元輸出電流，且產生一導通訊號控制開關電路導通，以使負載電流於一預設時間內快速地達到一預設電流值。

為達上述目的，依據本發明之一種控制方法，係應用於一電流產生裝置而提供一負載電流給一負載，電流產生裝置具有一電壓源、一電源轉換電路及一開關電路，電源轉換電路具有複數電源轉換單元，該些電源轉換單元彼此並聯，並與電壓源耦接，開關電路分別與該些電源轉換單元及負載耦接，並可控制負載電流流過負載，控制方法包括：提供一同步訊號同步控制該些電源轉換單元輸出電流；以及提供一導通訊號控制開關電路導通，以使負載電流於一預設時間內快速地達到一預設電流值。

在一實施例中，預設時間低於10微秒。

在一實施例中，各該些電源轉換單元分別具有一切換單元，切換單元分別與電壓源及控制電路耦接，同步訊號係同步控制該些切換單元導通或截止。

在一實施例中，各該些電源轉換單元更分別具有一儲能單元，且同步訊號同步控制該些切換單元導通而使該些儲能單元分別輸出電流。

在一實施例中，該些儲能單元分別輸出之電流總和實質上等於預設電流值。

在一實施例中，控制方法更包括：提供一錯相訊號分別控制 該些切換單元導通而使該些儲能單元分別輸出電流，以使負載電流與預設電流值實質上相等。

在一實施例中，該些電源轉換單元的數量為n組，錯相訊號的責任週期為d%，且d與n滿足以下方程式：d=100/n×k，k及n分別為正整數，且d<100。

在一實施例中，係藉由改變錯相訊號之責任週期來改變負載電流。

在一實施例中，電壓源為一直流電壓源或一交流電壓源。

在一實施例中，控制方法更包括：重覆提供同步訊號及錯相訊號並配合導通訊號，以使負載電流為一脈衝電流。

承上所述，因本發明之電流產生裝置及其控制方法中，係由控制電路產生同步訊號同步控制該些電源轉換單元輸出電流，且產生導通訊號控制開關電路導通，以使負載電流於預設時間內快速地達到預設電流值。藉此，係利用同步技術使該些電源轉換單元同時輸出電流，同時也利用導通訊號控制開關電路導通，使負載電流可以快速地達到預設電流值。因此，本發明之電流產生裝置及其控制方法可以較低的成本提供快速響應的電流以供應負載所需。在一實施例中，係利用錯相技術使該些電源轉換單元分別輸出電流而使負載電流穩定於預設電流值，同時也利用導通訊號控制開關電路導通，使負載電流為一脈衝電流，藉此，更可以較低的成本提供快速響應及穩定的脈衝電流以供應給負載使用。

1、1a‧‧‧電流產生裝置

11‧‧‧電壓源

12‧‧‧電源轉換電路

121、122、123、124‧‧‧電源轉換單元

13‧‧‧開關電路

14‧‧‧控制電路

C_in 、C_P ‧‧‧電容

D₁ ~D₈ ‧‧‧二極體

I_L 、I_L1 、I_L2 、I_L3 、I_L4 ‧‧‧電感電流

I_O ‧‧‧負載電流

L₁ 、L₂ 、L₃ 、L₄ ‧‧‧電感

R‧‧‧負載

R_O ‧‧‧電阻

S₁ 、S₂ 、S₃ 、S₄ ‧‧‧切換單元

S₅ ‧‧‧開關單元

S01~S04‧‧‧步驟

T‧‧‧預設時間

T₁ 、T₂ 、T₃ 、T₄ ‧‧‧儲能單元

V_GS1 、V_GS2 、V_GS3 、V_GS4 、V_GS5 ‧‧‧訊號

V_in ‧‧‧電壓

圖1為本發明較佳實施例之一種電流產生裝置的功能方塊示意圖。

圖2A為本發明較佳實施例之一種電流產生裝置的電路示意圖。

圖2B為圖2A之電流產生裝置的等效電路示意圖。

圖3為圖1之電流產生裝置的控制電路輸出之控制訊號的波形示意圖。

圖4A為圖2B中，流過電源轉換單元之其中任一電感的電流波形示意圖。

圖4B為圖2B中，於錯相期間流過電源轉換單元之該些電感的電流波形示意圖。

圖5為負載電流的波形示意圖。

圖6為本發明另一實施態樣之電流產生裝置的等效電路示意圖。

圖7A為本發明較佳實施例之一種控制方法的流程示意圖。

圖7B為本發明較佳實施例之一種控制方法的另一流程示意圖。

以下將參照相關圖式，說明依本發明較佳實施例之電流產生裝置及其控制方法，其中相同的元件將以相同的參照符號加以說明。

請參照圖1、圖2A及圖2B所示，其中，圖1為本發明較佳實施例之一種電流產生裝置1的功能方塊示意圖，圖2A為本發明較佳實施例之一種電流產生裝置1的電路示意圖，而圖2B為圖2A之電流產生裝置1的等效電路示意圖。電流產生裝置1可輸出電流(例如10安培以上)給負載R使用，並具有快速響應的優點。

如圖1所示，電流產生裝置1可提供一負載電流I_O 給一負載R，並包括一電壓源11、一電源轉換電路12、一開關電路13以及一控制電路14(圖2A及圖2B並未顯示控制單元14)。

在本實施例中，如圖2A所示，電壓源11為一直流電源(電壓V_in 加上一電容C_in )，不過，在其它的實施例中，若電壓源11為一交流電源時，則可於電壓源11與電源轉換電路12之間設置例如一交流/直流轉換器，以將交流之電壓源11轉換成直流電後再輸入電源轉換電路12進行調變。另外，本實施例之負載R係為帶有一寄生電容C_P 之一電阻R_O 。

電源轉換電路12具有複數電源轉換單元121、122、123、124，該些電源轉換單元121、122、123、124係彼此並聯，並與電壓源11耦接。在本實施例中，電源轉換電路12為一切換式電源轉換電路，用以調變輸出電流，並具有4組電源轉換單元121、122、123、124(四相式)彼此並聯為例。不過，在其它的實施例中，電源轉換電路12也可例如具有3組(三相式)、6組(六相式)或其它數量的電源轉換單元，本發明並不限 定。另外，本實施例之電源轉換單元121、122、123、124係分別為一切換式降壓型(Buck)電源轉換器，不過，在其它的實施例中，電源轉換單元121、122、123、124也可為順向式(Forward)、推挽式(Push-Pull)、半橋式(Half-Bridge)、不對稱半橋式(Asymmetrical Half-Bridge)或全橋式(Full-Bridge)電源轉換器，本發明亦不限制。

如圖2A及圖2B所示，每一個電源轉換單元121、122、123、 124對應具有一切換單元S₁ 、S₂ 、S₃ 、S₄ ，而切換單元S₁ 、S₂ 、S₃ 、S₄ 分別與電壓源11及控制電路14(圖2A及圖2B未顯示)耦接。於此，切換單元S₁ 、S₂ 、S₃ 、S₄ 例如但不限於為一NMOS電晶體(也可為PMOS)。另外，每一個電源轉換單元121、122、123、124更對應具有一儲能單元T₁ 、T₂ 、T₃ 、T₄ ，儲能單元T₁ 、T₂ 、T₃ 、T₄ 分別與對應的切換單元S₁ 、S₂ 、S₃ 、S₄ 耦接。當切換單元S₁ 、S₂ 、S₃ 、S₄ 導通時，電壓V_in 所提供的電流可輸入儲能單元T₁ 、T₂ 、T₃ 、T₄ 而被儲存，以供應負載R的所需。儲能單元T₁ 、T₂ 、T₃ 、T₄ 可例如為一自耦變壓器或一耦合電感。本實施例之儲能單元T₁ 、T₂ 、T₃ 、T₄ 分別為一自耦變壓器，自耦變壓器的線圈即等效為電感，故其等效電路可如圖2B之電感L₁ 、L₂ 、L₃ 、L₄ 所示。

另外，電源轉換單元121、122、123、124更對應具有二極 體D₁ ~D₈ ，二極體D₁ ~D₈ 可提供各電源轉換單元121、122、123、124的電流路徑。其中，二極體D₁ 、D₂ 、D₃ 及D₄ 分別對應跨接於電感L₁ 、L₂ 、L₃ 、L₄ 及切換單元S₁ 、S₂ 、S₃ 、S₄ ，並分別與開關電路13及電壓源11耦接，而二極體D₅ 、D₆ 、D₇ 及D₈ 對應與電感L₁ 、L₂ 、L_3、 L₄ 及切換單元S₁ 、S₂ 、S₃ 、S₄ 耦接。

開關電路13分別與該些電源轉換單元121、122、123、124 及負載R耦接，並可控制負載電流I_O 流過負載R。於此，開關電路13為一開關單元S₅ ，並例如但不限於為一NMOS電晶體(也可為PMOS)。當開關單元S₅ 被導通時，則負載電流I_O 可流過負載R。

控制電路14分別與電源轉換電路12之該些電源轉換單元 121、122、123、124及開關電路13耦接。於此，控制電路14可為一單晶片控制器、DSP控制器等工業界常用且經濟之作法來達成，或是由脈寬調 變控制積體電路搭配類比電路，或由脈寬調變控制積體電路搭配微處理器來完成，或直接由微處理器來實現其功能，本發明並不限定。

請參照圖3所示，其為控制電路14輸出之控制訊號的波形 示意圖。其中，於同步期間，控制電路14輸出之控制訊號包含一同步訊號及一導通訊號，同步訊號為一脈衝訊號，並包含可分別控制圖2A之切換單元S₁ 、S₂ 、S₃ 、S₄ 之訊號V_GS1 、V_GS2 、V_GS3 、V_GS4 ，而導通訊號包含可控制開關單元S₅ 之訊號V_GS5 。

請同時參照圖2B及圖3所示，當電流產生裝置1開始供電 而要輸出負載電流I_O 給負載R時，控制電路14將產生訊號V_GS1 、V_GS2 、V_GS3 及V_GS4 同步控制該些電源轉換單元121、122、123、124輸出電流，同時也產生訊號V_GS5 控制開關單元S₅ 導通。於此，「同步」的意思是表示，訊號V_GS1 、V_GS2 、V_GS3 、V_GS4 的波形完全相同，且同時間輸入4個切換單元S₁ 、S₂ 、S₃ 、S₄ 之閘極端，以同時導通或截止所有的切換單元S₁ 、S₂ 、S₃ 、S₄ ，此稱為同步期間，此時電壓V_in 可對電感L₁ 、L₂ 、L₃ 、L₄ 進行充電。值得一提的是，圖3中的訊號V_GS1 、V_GS2 、V_GS3 、V_GS4 顯示3個開關切換週期所得到的訊號只是舉例，並不以此為限。

因此，當訊號V_GS1 、V_GS2 、V_GS3 、V_GS4 於高準位而同步控制 該些切換單元S₁ 、S₂ 、S₃ 、S₄ 導通時，電壓V_in 將對每一個儲能單元T₁ 、T₂ 、T₃ 、T₄ (電感L₁ 、L₂ 、L₃ 、L₄ )充電而分別使其輸出電流，此時因訊號V_GS5 亦導通開關單元S₅ ，故該些電感L₁ 、L₂ 、L₃ 、L₄ 可分別輸出電流，且其電流總和即為負載電流I_O 。因為4組電源轉換單元121、122、123、124之電感L₁ 、L₂ 、L₃ 、L₄ 同時充電而輸出電流，故負載電流I_O 將很快的於一預設時間T內達到一預設電流值(電感L₁ 、L₂ 、L₃ 、L₄ 輸出之電流總和實質上等於預設電流值)。於此，預設時間T例如係低於10微秒(μS)。另外，於訊號V_GS1 、V_GS2 、V_GS3 、V_GS4 的每一個脈衝訊號中，當訊號V_GS1 、V_GS2 、V_GS3 、V_GS4 為低準位而同時控制該些切換單元S₁ 、S₂ 、S₃ 、S₄ 截止時，二極體D₅ 、D₆ 、D₇ 及D₈ 可提供電感L₁ 、L₂ 、L₃ 、L₄ 放電的路徑而可持續提供具有預設電流值的負載電流I_O 給負載R。因此，控制單元14輸出的同步訊號可同步控制(導通或截止)所有的切換單元S₁ 、S₂ 、S₃ 、S₄ ，使該些電源 轉換單元121、122、123、124同步輸出電流而可快速地達到預設電流值而供電給負載R。

以下，以實際的參數來模擬及驗證本實施例之可行性及結 果。其中，V_in =120伏特(V)，預設電流值=30安培(A)，訊號V_GS1 、V_GS2 、V_GS3 、V_GS4 的切換頻率=200kHz，導通訊號V_GS5 的切換頻率=500Hz，訊號V_GS1 、V_GS2 、V_GS3 、V_GS4 於同步期間的責任週期(Duty Cycle)=77%；於錯相期間的責任週期(Duty Cycle)=25%，電感L₁ 、L₂ 、L₃ 、L₄ 的電感量=100μH。經由實際的模擬得知，負載電流I_O 實際上升至30安培(預設電流值)的時間僅為7.2微秒(Ms)，此比習知之切換式電流產生裝置供應的脈衝電流上升至額定電流值的時間少很多(習知大約在30μS至40μS之間)。因此，電流產生裝置1不僅使用較簡單及較少的元件而具有成本較低的優點之外，其上升至預設電流值的響應速度相當快，可滿足負載R的即時需求。

另外，請參照圖3、圖4A及圖4B所示，其中，圖4A為圖 2B中，流過電源轉換單元121之其中任一電感的電流波形示意圖，而圖4B為圖2B中，於錯相期間流過電源轉換單元121之該些電感L₁ 、L₂ 、L₃ 、L₄ 的電流波形示意圖。

當於同步期間，訊號V_GS1 、V_GS2 、V_GS3 、V_GS4 使電感L₁ 、 L₂ 、L₃ 、L₄ 同時充電而輸出電流，以使負載電流I_O 快速地達到預設電流值(以30安培為例)之後，為了使電流產生裝置1提供預設電流值而持續穩定地供電給負載R，控制電路14更接續產生一錯相訊號分別控制該些切換單元S₁ 、S₂ 、S₃ 、S₄ 導通而使該些電感L₁ 、L₂ 、L₃ 、L₄ 分別輸出電流，以使負載電流I_O 與預設電流值實質上相等。具體而言，如圖3所示，於錯相期間，控制電路14輸出之控制訊號包含錯相訊號及導通訊號，錯相訊號仍為一脈衝訊號，且一樣包含可控制圖2A之切換單元S₁ 、S₂ 、S₃ 、S₄ 之訊號V_GS1 、V_GS2 、V_GS3 、V_GS4 ，而導通訊號包含訊號V_GS5 ，且訊號V_GS5 持續維持在高準位而導通開關單元S₅ 。

於錯相期間中，控制單元14是利用相移(phase-shift)技術， 使輸入每一組切換單元S₁ 、S₂ 、S₃ 、S₄ 之訊號V_GS1 、V_GS2 、V_GS3 、V_GS4 的相 角各差90度。另外，控制單元14更控制每一個訊號V_GS1 、V_GS2 、V_GS3 、V_GS4 的責任週期(Duty Cycle)，使流過電感L₁ 、L₂ 、L₃ 、L₄ 的電流總和一樣保持在30安培(A)。其中，若電源轉換單元121、122、123、124的數量為n組，而錯相訊號的責任週期為d%，則d與n滿足以下方程式：d=100/n×k，k及n分別為正整數，且d<100。

以圖2B為例，n=4，責任週期d%=100/4×k，故責任週期d%可選擇25%(k=1)、50%(k=2)或75%(k=3)。因此，如圖4B所示，圖4B是責任週期d%為25%時，流過電感L₁ 、L₂ 、L₃ 、L₄ 的電流波形。由於訊號V_GS1 、V_GS2 、V_GS3 、V_GS4 的相角各差90度，故利用相移技術可將流過4個電感L₁ 、L₂ 、L₃ 及L₄ 的電流總和(I_L1 +I_L2 +I_L3 +I_L4 =I_O )維持30安培(A)的定值。另外，控制單元14更控制訊號V_GS1 、V_GS2 、V_GS3 、V_GS4 的責任週期為25%，可使任一時間點時，不僅流過4個電感L₁ 、L₂ 、L₃ 、L₄ 的電流總和(I_L1 +I_L2 +I_L3 +I_L4 )為30安培(A)，而且4個電感L₁ 、L₂ 、L₃ 、L₄ 之電流I_L1 、I_L2 、I_L3 、I_L4 的漣波相互抵消，使得負載電流I_O 的電流漣波(Ripple)幾乎為0。要注意的是，在其它的實施例中，電流產生裝置之電源轉換單元的數量並不以4組為限，例如若電源轉換單元的數量為3組時(控制各組切換單元的訊號相角各差120度)，利用上述公式得到的責任週期d%可為33.3%(k=1)或66.6%(k=2)，一樣可使輸出之負載電流I_O 的電流漣波(Ripple)幾乎為0。

請再參照圖2B及圖3所示，於放電期間，控制單元14產生之訊號V_GS1 、V_GS2 、V_GS3 、V_GS4 及V_GS5 均為低準位，故電流產生裝置1停止輸出負載電流I_O ，此時各電感L₁ 、L₂ 、L₃ 及L₄ 所儲存的電量可由二極體D₁ 、D₂ 、D₃ 及D₄ 所提供放電路徑，而將多餘的電感電流能量釋放回電壓V_in 。因此，請參照圖5所示，其為負載電流I_O 的波形示意圖。重覆上述的控制方式(同步、錯相、放電)即可使電流產生裝置1穩定地輸出脈衝電流給負載R。

承上，電流產生裝置1藉由控制單元14利用同步技術使負載電流I_O 可以快速地達到預設電流值，更藉由控制單元14利用相移技術及對責任週期的控制方式，使輸出之負載電流I_O 穩定地維持在預設電流值。 因此，電流產生裝置1及其控制方法可以較低的成本提供快速響應及穩定的脈衝電流以供應給負載R使用。

特別一提的是，在本實施例中，若因負載R變更而要改變負載電流I_O 的大小時，並不需改變電流產生裝置1的內部電路就可達到。舉例而言，若要將負載電流I_O 由30安培(A)降低為15安培(A)時，只需將電壓源11之電壓V_in 由120V降低為60V時就可達成。因此，電流產生裝置1相當方便就可調整其輸出規格，以因應不同的負載R所需。或者，也可不變更電壓源11之電壓V_in ，藉由改變錯相訊號之責任週期d%來變更負載電流I_O 的大小。舉例而言，若要將負載電流I_O 由30A調高為60A，則可將變錯相訊號之責任週期d%由25%調高為50%，一樣可以達成調高負載電流I_O 的目的，本發明並不限制負載電流I_O 的調整方式。

另外，請參照圖6所示，其為本發明另一實施態樣之電流產生裝置1a的等效電路示意圖。

圖6之電流產生裝置1a與圖2B之電流產生裝置1主要的不同在於，圖2B之開關電路13係連接於負載R之前(即high side)，而圖6之開關電路13係連接於負載R之後(即low side)。不過，兩者的作用相同，都可以控制負載電流I_O 是否流過負載R。

此外，電流產生裝置1a的其它技術特徵可參照電流產生裝置1的相同元件，不再贅述。

另外，請參照圖7A及圖7B，並配合上述圖示所示，其中，圖7A為本發明較佳實施例之一種控制方法的流程示意圖，而圖7B為本發明較佳實施例之一種控制方法的另一流程示意圖。

本發明之控制方法係應用於電流產生裝置1而提供負載電流I_O 給負載R。電流產生裝置1具有一電壓源11、一電源轉換電路12及一開關電路13。電源轉換電路12具有複數電源轉換單元121、122、123、124，該些電源轉換單元121、122、123、124係彼此並聯，並與電壓源11耦接。開關電路13分別與該些電源轉換單元121、122、123、124及負載R耦接，並可控制負載電流I_O 流過負載R。

如圖7A所示，控制方法包括步驟S01及步驟S02。

步驟S01為：提供一同步訊號同步控制該些電源轉換單元 121、122、123、124輸出電流。於此，各該些電源轉換單元121、122、123、124分別具有一切換單元S₁ 、S₂ 、S₃ 、S₄ ，且同步訊號係同步控制該些切換單元S₁ 、S₂ 、S₃ 、S₄ 導通或截止。另外，各該些電源轉換單元121、122、123、124更分別具有一儲能單元T₁ 、T₂ 、T₃ 、T₄ ，且同步訊號係同步控制該些切換單元S₁ 、S₂ 、S₃ 、S₄ 導通而使該些電感L₁ 、L₂ 、L₃ 、L₄ 充電而分別輸出電流。

另外，步驟S02為：提供一導通訊號控制開關電路13導通， 以使負載電流I_O 於一預設時間T內快速地達到一預設電流值。於此，導通訊號的提供係配合同步訊號。其中，同步訊號係同步控制該些切換單元S₁ 、S₂ 、S₃ 、S₄ 導通而使該些電感L₁ 、L₂ 、L₃ 、L₄ 分別輸出電流，透過開關單元S₅ 的導通，使得該些電感L₁ 、L₂ 、L₃ 、L₄ 的電流總和為負載電流I_O ，並且於預設時間T內很快地達到使用者設定的預設電流值。其中，預設時間T低於10微秒(μS)，而本實施例之預設時間T只有7.2微秒(μS)。

另外，如圖7B所示，除了步驟S01及S02之外，控制方法 更可包括步驟S03及步驟S04。

步驟S03為：提供一錯相訊號分別控制該些切換單元S₁ 、 S₂ 、S₃ 、S₄ 導通而使該些電感L₁ 、L₂ 、L₃ 、L₄ 分別輸出電流，以使負載電流I_O 與預設電流值實質上相等。於此，該些電源轉換單元121、122、123、124的數量為n組，錯相訊號的責任週期為d%，且d與n滿足以下方程式：d=100/n×k，k及n分別為正整數，且d<100。於此，係利用相移(phase-shift)技術，使輸入每一組切換單元S₁ 、S₂ 、S₃ 、S₄ 之訊號V_GS1 、V_GS2 、V_GS3 、V_GS4 的相角各差90度。另外，責任週期d%可為25%(k=1)、50%(k=2)或75%(k=3)。此外，更可藉由改變錯相訊號之責任週期d%來改變負載電流I_O 的大小。

另外，步驟S04為：重覆提供同步訊號及錯相訊號並配合 導通訊號，以使負載電流I_O 為一脈衝電流。於此，重覆上述的控制方式(同步、錯相、放電)即可使電流產生裝置1快速地、穩定地輸出脈衝電流給負載R。

此外，控制方法的其它技術特徵已於上述實施例之電流產生 裝置1中詳述，不再贅述。

綜上所述，因本發明之電流產生裝置及其控制方法中，係由 控制電路產生同步訊號同步控制該些電源轉換單元輸出電流，且產生導通訊號控制開關電路導通，以使負載電流於預設時間內快速地達到預設電流值。藉此，係利用同步技術使該些電源轉換單元同時輸出電流，同時也利用導通訊號控制開關電路導通，使負載電流可以快速地達到預設電流值。 因此，本發明之電流產生裝置及其控制方法可以較低的成本提供快速響應的電流以供應負載所需。在一實施例中，係利用錯相技術使該些電源轉換單元分別輸出電流而使負載電流穩定於預設電流值，同時也利用導通訊號控制開關電路導通，使負載電流為一脈衝電流，藉此，更可以較低的成本提供快速響應及穩定的脈衝電流以供應給負載使用。

以上所述僅為舉例性，而非為限制性者。任何未脫離本發明之精神與範疇，而對其進行之等效修改或變更，均應包含於後附之申請專利範圍中。

1‧‧‧電流產生裝置

11‧‧‧電壓源

12‧‧‧電源轉換電路

13‧‧‧開關電路

14‧‧‧控制電路

I_O ‧‧‧負載電流

R‧‧‧負載

Claims (16)

1. 一種電流產生裝置，係提供一負載電流給一負載，並包括：一電壓源；一電源轉換電路，具有複數電源轉換單元，該些電源轉換單元彼此並聯，並與該電壓源耦接；一開關電路，分別與該些電源轉換單元及該負載耦接，並可控制該負載電流流過該負載；以及一控制電路，分別與該些電源轉換單元及該開關電路耦接，該控制電路產生一同步訊號同步控制該些電源轉換單元輸出電流，該控制電路更產生一錯相訊號分別控制該些電源轉換單元輸出電流，且產生一導通訊號控制該開關電路導通，以使該負載電流於一預設時間內快速地達到一預設電流值，其中，該些電源轉換單元的數量為n組，該錯相訊號的責任週期為d%，且d與n滿足以下方程式：d=100/n×k，k及n分別為正整數，且d<100。
2. 如申請專利範圍第1項所述之電流產生裝置，其中該預設時間低於10微秒。
3. 如申請專利範圍第1項所述之電流產生裝置，其中各該些電源轉換單元分別具有一切換單元，該切換單元分別與該電壓源及該控制電路耦接，該同步訊號係同步控制該些切換單元導通或截止。
4. 如申請專利範圍第3項所述之電流產生裝置，其中各該些電源轉換單元更分別具有一儲能單元，且該同步訊號同步控制該些切換單元導通而使該些儲能單元分別輸出電流。
5. 如申請專利範圍第4項所述之電流產生裝置，其中該些儲能單元分別輸出之電流總和實質上等於該預設電流值。
6. 如申請專利範圍第4項所述之電流產生裝置，其中該錯相訊號分別控制該些切換單元導通而使該些儲能單元分別輸出電流，以使該負載電流與該預設電流值實質上相等。
7. 如申請專利範圍第6項所述之電流產生裝置，其係藉由改變該錯相訊號 之責任週期來改變該負載電流。
8. 如申請專利範圍第1項所述之電流產生裝置，其中該電壓源為一直流電壓源或一交流電壓源。
9. 一種控制方法，係應用於一電流產生裝置而提供一負載電流給一負載，該電流產生裝置具有一電壓源、一電源轉換電路及一開關電路，該電源轉換電路具有複數電源轉換單元，該些電源轉換單元彼此並聯，並與該電壓源耦接，該開關電路分別與該些電源轉換單元及該負載耦接，並可控制該負載電流流過該負載，該控制方法包括：提供一同步訊號及一錯相訊號，該同步控制該些電源轉換單元輸出電流，該錯相訊號分別控制該些電源轉換單元輸出電流，其中該些電源轉換單元的數量為n組，該錯相訊號的責任週期為d%，且d與n滿足以下方程式：d=100/n×k，k及n分別為正整數，且d<100；以及提供一導通訊號控制該開關電路導通，以使該負載電流於一預設時間內快速地達到一預設電流值。
10. 如申請專利範圍第9項所述之控制方法，其中該預設時間低於10微秒。
11. 如申請專利範圍第9項所述之控制方法，其中於提供該同步訊號的步驟中，各該些電源轉換單元分別具有一切換單元，且該同步訊號係同步控制該些切換單元導通或截止。
12. 如申請專利範圍第11項所述之控制方法，其中於提供該同步訊號及該錯相訊號的步驟中，各該些電源轉換單元更分別具有一儲能單元，且該同步訊號係同步控制該些切換單元導通而使該些儲能單元分別輸出電流。
13. 如申請專利範圍第12項所述之控制方法，其中於提供該同步訊號及該錯相訊號的步驟中，該些儲能單元分別輸出之電流總和實質上等於該預設電流值。
14. 如申請專利範圍第12項所述之控制方法，其中該錯相訊號分別控制該些切換單元導通而使該些儲能單元分別輸出電流，以使該負載電流與該預設電流值實質上相等。
15. 如申請專利範圍第14項所述之控制方法，其中係藉由改變該錯相訊號 之責任週期來改變該負載電流。
16. 如申請專利範圍第14項所述之控制方法，更包括：重覆提供該同步訊號及該錯相訊號並配合該導通訊號，以使該負載電流為一脈衝電流。