CN101197540B - 一种直流变换器 - Google Patents

Abstract

本发明为克服现有技术中隔离级主管电压应力高、变压器利用率低、输出电压纹波噪声高等不足，提供涉及一种直流变换器，包括PWM控制器、接收所述PWM控制器输出控制脉冲信号的调节级变换器和隔离级变换器；所述调节级变换器将输入电压调节到相对稳定的母线电压，所述隔离级变换器为固定占空比将所述母线电压变压成所需要的输出电压并传递功率，所述隔离级变换器的变压器副边设置有包括两开关管的整流电路，所述整流电路包括两组由二极管和电容组成的驱动整形电路，分别连接两开关管，组成交错并联的第一、第二支路。本发明具有较高效率及动态响应、较好纹波噪声及EMC性能，满足低压大电流直流变换器要求。

Description

一种直流变换器

技术领域

本发明涉及一种变换器，更具体地说，涉及一种直流变换器。

背景技术

随着高集成度及高运算速度微处理器的发展，对微处理器的供电需有更高的要求，要求模块电源的输出电压已由传统的5V输出下降到1.5V，甚至1V以下输出，输出电压上调10％，下调20％；输出电流增大到几十安培，甚至几百安培；动态响应电流变化率高达几十安培/us。同时，模块电源的输入电压变化范围高达一倍，模块电源的体积小到1/16砖。

对于这种宽输入宽输出范围的低压大电流模块电源，传统的正激、半桥、全桥、推挽变换器拓扑已较难满足这种高效率、高动态响应、低纹波噪声及较好EMC模块电源的要求。而级联式复合拓扑能较好地满足这种低压大电流供电电源的拓扑技术要求。

如图1所示，现有技术中常用电路如美国专利US6222742，其采用的是BUCK变换器与Interleave Forward变换器级联，BUCK变换器为调节级，BUCK变换器将输入电压调节到相对稳定的母线电压。隔离级为固定占空比，采用交错并联第三绕组去磁单端正激变换器将母线电压变压成所需要的输出电压并传递功率，Interleave Forward变换器副边可得到比较理想的同步整流驱动电压，时序配合良好。但是，由于该拓扑变换器的磁性器件较多、磁芯利用率低，同时隔离级主管S3、S4漏源极电压应力较大。

此外，如图2所示，现有技术中的另外一种常用电路如美国专利US6728118，其采用的是BUCK变换器与Full Bridge变换器级联，BUCK变换器为调节级，将输入电压调节到相对稳定的母线电压，隔离级为固定占空比，采用全桥或推挽变换器将母线电压变压成所需要的输出电压并传递功率，能较好地实现多路输出。但是，由于该拓扑变换器的磁性器件较多，占板面积较大，隔离级主管漏源极电压应力较大，输出电压纹波噪声较高。

发明内容

本发明要解决的技术问题在于，针对上述现有技术低压大电流拓扑技术中存在的隔离级主管电压应力高、变换器利用率低、输出电压纹波噪声高等缺陷，提供一种具有较高效率和动态响应、较好波纹噪声和EMC级联式复合拓扑低压大电流直流的直流变换器。

本发明解决其技术问题所采用的技术方案是：构造一种直流变换器，包括PWM控制器、接收所述PWM控制器输出的控制脉冲信号的调节级变换器和隔离级变换器；所述调节级变换器将输入电压调节到相对稳定的母线电压，所述隔离级变换器为固定占空比将所述母线电压变压成所需要的输出电压并传递功率，所述隔离级变换器的变压器副边设置有包括两开关管的整流电路，所述整流电路包括两组由二极管和电容组成的驱动整形电路，分别连接两开关管，组成交错并联的第一支路和第二支路；其中，所述第一支路包括顺次串联在隔离级变换器副边两端的开关管、二极管和电容，且第一支路的所述开关管的控制端连接到第一支路的所述二极管和第一支路的所述电容之间；所述第二支路包括顺次串联在隔离级变换器副边两端的开关管、二极管和电容，且第二支路的所述开关管的控制端连接到第二支路的所述二极管和第二支路的所述电容之间。

本发明中，还包括两组时序控制电路，分别连接两组驱动整形电路，发出驱动信号。

本发明中，所述整流电路两开关管为mos管，所述第一支路mos管的漏极与所述变压器副边一端相连，其源极与第一支路二极管正极相连，其栅极与第一支路二极管负极相连并作为驱动整形电路的输入端，第一支路电容连接在第一支路二极管负极与所述变压器副边另一端之间；所述第二支路mos管的漏极与所述变压器副边另一端相连，其源极与第二支路二极管正极相连，其栅极与第二支路二极管负极相连并作为驱动整形电路的输入端，第二支路电容连接在第二支路二极管负极与所述变压器副边一端之间。

本发明中，调节级变换器可以是buck电路或者boost电路。

本发明中，在调节级变换器与隔离级变换器原边绕组之间可以是对称半桥电路、全桥电路或者推挽电路。

本发明中，所述两组时序控制电路的控制信号取自PWM控制器或者隔离级变换器的变压器副边绕组。

本发明中，所述两组时序控制电路的控制信号取自PWM控制器，所述时序控制电路包括电平转换电路，通过驱动变压器接受PWM控制器信号，经过处理后传递给所述驱动整形电路的输入端，所述两组时序控制电路的电平转换电路交错并联在所述驱动变压器副边。

本发明中，所述电平转换电路包括两个mos管和一个二极管，所述两mos管源极与驱动变压器副边的第一端共接于地，其中，第一mos管的栅极连接所述二极管的负极，所述二极管的正极与所述驱动变压器副边的第二端相连，并在地与所述二极管的负极之间跨接一电阻，所述第二个mos管的栅极与第一mos管的漏极相连后通过一电阻连接外接电源，其漏极作为时序控制电路的输出端与所述驱动整形电路的输入端相连。

本发明中，所述两组时序控制电路的控制信号取自隔离级变换器的变压器副边绕组，所述时序控制电路包括电平转换电路，通过隔离级变换器的变压器副边绕组接收信号，经过处理后传递给所述驱动整形电路的输入端。

本发明中，第一时序控制电路还包括一个二极管和第一触发计时器，所述二极管的正极作为输入端与隔离级变压器副边绕组一端相连，其负极与第一触发计时器的输入端相连，所述第一触发计时器的输出端连接一mos管的栅极，所述第二时序控制电路一mos管的源极与另一mos管的源极相连后共接地，其漏极与所述另一mos管的栅极相连后通过一电阻连接外接电压，所述另一mos管的漏极作为输出端与所述一驱动整形电路的输入端相连；第二时序控制电路还包括一个二极管和第二触发计时器，所述第二时序电路二极管的正极作为输入端与隔离级变压器副边绕组的另一端相连，其负极与第二触发计时器的输入端相连，所述第二触发计时器的输出端连接所述第二时序控制电路一mos管的栅极，所述一mos管的源极与所述第二时序控制电路另一mos管的源极相连后共接地，其漏极与所述第二时序控制电路另一mos管的栅极相连后通过一电阻连接外接电压，所述第二时序控制电路另一mos管的漏极作为输出端与所述另一驱动整形电路的输入端相连。

本发明中，所述mos管可以替换为三极管、IGBT管。

本发明中，隔离级变换器的原边绕组串联有一个电容。

本发明所述的直流变换器的隔离级开关晶体管的电压应力较低，可同时实现ZVS软开关，而且隔离级开关晶体管短路时电流应力也较小；整流开关晶体管电压应力较低，也可同时实现准ZCS软开关，而且本发明所述的直流变换器无输出滤波电感，减小损耗与成本；整流开关晶体管实现自驱同步整流，提高效率，减少成本；变换器输出纹波噪声较小；并且由于能够实现软开关，EMC良好。经实验证明，本发明的技术方案用于1.2V@100A直流-直流变换器，效率达到87.2％。

附图说明

下面将结合附图及实施例对本发明作进一步说明，附图中：

图1是现有技术的电路图之一；

图2是现有技术的电路图之二；

图3是本发明所述直流变换器的电路示意图；

图4是图3的工作波形图；

图5是本发明所述驱动整形电路与时序控制电路的电路示意图；

图6是本发明所述驱动整形电路与时序控制电路的电路另一电路示意图；

图7是本发明所述直流变换器的另一电路示意图；

图8是本发明所述直流变换器的再一电路示意图；

图9是本发明所述直流变换器的又一电路示意图。

具体实施方式

本发明所述的一种直流变换器，包括PWM控制器、接收PWM控制器输出控制脉冲信号的调节级变换器和隔离级变换器；调节级变换器将输入电压调节到相对稳定的母线电压，隔离级变换器为固定占空比将母线电压变压成所需要的输出电压并传递功率，隔离级变换器的变压器副边设置有包括两开关管的整流电路，整流电路包括两组由二极管和电容组成的驱动整形电路，分别连接两开关管，组成交错并联的第一、第二支路。

调节级变换器可以是buck电路或者boost电路。在调节级变换器与隔离级变换器原边绕组之间可以是对称半桥电路、全桥电路或者推挽电路。例如，如图3所示，调节级变换器包括L buck变换器、电容C1、开关管S1、二极管D1以及电容Cin，电容Cin、二极管D1以及电容C1均并联于输入端，开关管S1的漏极与电容Cin连接，开关管S1的源极与二极管D1的阴极连接，开关管S1的栅极与PWM控制器连接，L buck变换器接于二极管D1的阴极和电容C1之间。

又如图5-9所示，整流电路的两开关管为mos管，第一支路mos管S6的漏极与变压器T1副边一端相连，其源极与第一支路二极管D2正极相连，其栅极与第一支路二极管D2负极相连并作为驱动整形电路的输入端，第一支路电容C3连接在第一支路二极管D2负极与变压器T1副边另一端之间；第二支路mos管S7的漏极与变压器T1副边另一端相连，其源极与第二支路二极管D3正极相连，其栅极与第二支路二极管D3负极相连并作为驱动整形电路的输入端，第二支路电容C4连接在第二支路二极管D3负极与变压器T1副边一端之间。

进一步的，本发明所述的一种直流变换器还包括两组时序控制电路，分别连接两组驱动整形电路，发出驱动信号。两组时序控制电路的控制信号取自PWM控制器或者隔离级变换器的变压器副边绕组。

当两组时序控制电路的控制信号取自PWM控制器时，时序控制电路包括电平转换电路，通过驱动变压器T2接受PWM控制器信号，经过处理后传递给整形电路的输入端，两组时序控制电路的电平转换电路交错并联在驱动变压器T2副边。每组时序控制电路的电平转换电路均包括两个mos管和一个二极管，例如第一组时序控制电路的电平转换电路包括两个mos管(S8，S9)和一个二极管D4，第二组时序控制电路的电平转换电路包括两个mos管(S10，S11)和一个二极管D5。其中，两组时序控制电路中的电平转换电路的两mos管的源极均与辅助变压器T2副边一端共接于地，一mos管的栅极均连接二极管的负极，二极管的正极与驱动变压器T2副边的一端相连，并在驱动变压器T2副边的另一端与二极管的负极之间跨接一电阻R2/R3，另一个mos管的栅极与一mos管的漏极相连后通过一电阻连接外接电源，其漏极作为时序控制电路的输出端与驱动整形电路的输入端相连。

例如，两mos管(S8和S9)的源极均与辅助变压器T2副边一端共接于地，一mos管S8的栅极均连接二极管D4的负极，二极管D4的正极与驱动变压器T2副边的一端相连，并在驱动变压器T2副边的另一端与二极管D4的负极之间跨接一电阻R2，另一个mos管S9的栅极与一mos管S8的漏极相连后通过一电阻R1连接外接电源，其漏极作为时序控制电路的输出端与驱动整形电路的输入端相连。

当两组时序控制电路的控制信号取自隔离级变换器的变压器副边绕组，时序控制电路包括电平转换电路，通过隔离级变换器的变压器副边绕组接收信号，经过处理后传递给整形电路的输入端。

在本发明的一个优选实施例中，如图6所示，第一时序控制电路还可以包括一个二极管D4和第一触发计时器，二极管D4的正极作为输入端与隔离级变压器T1副边绕组一端相连，其负极与第一触发计时器的输入端相连，第一触发计时器的输出端连接mos管S8的栅极，mos管S8的源极与另一mos管S9的源极相连后共接地，其漏极与另一mos管S9的栅极相连后通过一电阻R1连接外接电压，另一mos管S9的漏极作为输出端与一驱动整形电路的输入端相连；第二时序控制电路还包括一个二极管D5和第二触发计时器，第二时序电路的二极管D5的正极作为输入端与隔离级变压器T1副边绕组的另一端相连，其负极与第二触发计时器的输入端相连，第二触发计时器的输出端连接第二时序控制电路一mos管S10的栅极，mos管S10的源极与第二时序控制电路另一mos管S11的源极相连后共接地，其漏极与第二时序控制电路另一mos管S11的栅极相连后通过一电阻R3连接外接电压，第二时序控制电路另一mos管S11的漏极作为输出端与另一驱动整形电路的输入端相连。

本发明所述的mos管可以替换为三极管、IGBT管。

再如图3所示，隔离级变换器的变压器T1的原边设有第一电感Lr、第二电感Lm、并联于开关管S2的电容谐振Cs2以及并联于开关管S3的电容谐振Cs3，所述第二电感Lm并联于变压器T1原边绕组，第一电感Lr与第二电感Lm串联，电容谐振可以实现开关管零电压的开通，提高直流-直流变换器的效率和EMC性能。

其中，第一电感Lr可以减少开关管S2/S3在输出短路时的电流应。同时，第一电感Lr、第二电感Lm和分别并联于开关管S2/S3的电容Cs2/Cs3可以是外加，也可以分别是变压器的漏电感、激磁电感和开关管结电容，而不必增加元器件或只需增加较少元器件，就可以实现开关晶体管软开关，从而降低成本了，而且输出不采用滤波电感，可以进一步降低成本。

开关管S6和开关管S7的驱动控制信号耦合于主功率变换器副边绕组，驱动时序控制器的控制信号取自PWM控制器或者主功率变换器副边绕组经信号处理实现的，因为这两个电路是两种模式：一种属于自驱，一种输入由PWM控制器输入信号，做处理后作为信号发出。开关(S6，S7)的驱动控制信号也可以取自PWM控制器，再经过信号放大器放大驱动副边整流开关晶体管。通过副边整流开关晶体管的驱动控制信号的控制，使得变换器输出电压纹波噪声较小。

其中，PWM控制器输出两路开关频率为2f占空比分别为D和1-D的控制脉冲至调节级的开关管S1和开关管S2的控制端，输出两路开关频率为f占空比均为固定50％的控制脉冲至隔离级的开关管S2和开关管S3的控制端。

隔离级的开关管S2可等效为开关管S2a，结电容Cs2和结二极管Ds2相互并联；开关管S3可等效为开关管S3a，结电容Cs3和结二极管Ds3相互并联。关于开关管是S2a、结电容Cs2和结二极管Ds2，其实这里的电容和二极管是一种寄生效果，即MOS管寄生二极管与电容即可满足要求，但是三极管等需要外加二极管与电容，才可以达到效果。

图4是图3的工作波形图，如图所示，上述本发明所述直流变换器在一个开关周期内共有6个工作模态，其模态分析如下：

第一模态：从t1时刻开始至t2时刻结束。在t1时刻，调节级开关管S1已导通，隔离级开关管S2a已实现零电压开关(Zero Voltage Switch，简称ZVS)导通，第一电感Lr电流继续前一模态(第六模态)电流方向流动并可以提供负载电流，副边绕组Ts1、Ts2有电压输出，绕组同名端为正，非同名端为负，开关管S7导通，开关管S6关断。调节级将输入电压调节到比较稳定的母线电压Vbus，隔离级通过隔离降压到需要的输出电压，传递功率并提供整流开关管S6和S7驱动电压。

第二模态：从t2时刻开始至t3时刻结束。在t2时刻，隔离级开关管S2关断，整流开关管S7关断副边电流通过整流开关管S7的结二极管流动。第一电感Lr及第二电感Lm电流继续第一模态电流方向流动，并与结电容Cs2、结电容Cs3谐振，结电容Cs2充电到母线电压Vbus，结电容Cs3放电到零，二极管Ds3导通。此时，隔离级开关管S3a实现零电压开关导通，第一电感Lr电流减小到零，负载电流由输出电容Cout提供。

第三模态：从t3时刻开始至t4时刻结束。在t3时刻，第一电感Lr电流减小到零并向反方向增长，第一电感Lr与整流开关管(S6、S7)结电容谐振，整流开关管S7的结电容电压上升，整流开关管S6的结电容电压下降。第一电感Lr电流仍然不足以提供负载电流，负载电流由输出电容提供，直到t4时刻为止。

第四模态：从t4时刻开始至t5时刻结束。原理同第一模态。

第五模态：从t4时刻开始至t5时刻结束。原理同第二模态。

第六模态：从t5时刻开始至t6时刻结束。原理同第三模态。

上述方案直流-直流变换器的稳态分析如下：

母线电压V_bus表达式为：

V_bus＝V_out*2n*2D_gl

V_bus＝V_in*D_buck

$V_{\mathrm{out}}=\frac{V_{\mathrm{in}}*D_{\mathrm{buck}}}{2n*{2D}_{\mathrm{gl}}}$

式中：V_in表示变换器输入电压；V_out表示变换器输出电压；2D_gl表示隔离级占空比；D_buck表示调节级占空比。

上述中，图5和图6中的驱动整形电路和时序控制电路可以用在图3、图7、图8和图9的实施例中。调节级变换器的开关晶体管的开关频率可以是隔离级变换器的整流开关频率的2倍。第一电感Lr可以利用变压器漏感，进一步减小体积与成本；第一电感Lr可以是外置电感，调节级可以是BUCK变换器、BOOST变换器或者BUCK-BOOST变换器；整流开关晶体管(S6、S7)可以是二极管；隔离级中并联的二极管(如Ds2，Ds3，Ds4，Ds5)和电容(如C2)可以外置。

综上所述，本发明所述的直流变换器的隔离级开关晶体管的电压应力较低，可同时实现ZVS软开关，而且隔离级开关晶体管短路时电流应力也较小；整流开关晶体管电压应力较低，也可同时实现准ZCS软开关，而且本发明所述的直流变换器无输出滤波电感，减小损耗与成本；整流开关晶体管实现自驱同步整流，提高效率，减少成本；变换器输出纹波噪声较小；并且由于能够实现软开关，EMC良好。经实验证明，本发明的技术方案用于1.2V@100A直流-直流变换器，效率达到87.2％。

Claims (12)

1.一种直流变换器，包括PWM控制器、接收所述PWM控制器输出的控制脉冲信号的调节级变换器和隔离级变换器；所述调节级变换器将输入电压调节到相对稳定的母线电压，所述隔离级变换器为固定占空比将所述母线电压变压成所需要的输出电压并传递功率，所述隔离级变换器的变压器副边设置有包括两开关管的整流电路，其特征在于，所述整流电路包括两组由二极管和电容组成的驱动整形电路，分别连接两开关管，组成交错并联的第一支路和第二支路；其中，所述第一支路包括顺次串联在隔离级变换器副边两端的开关管、二极管和电容，且第一支路的所述开关管的控制端连接到第一支路的所述二极管和第一支路的所述电容之间；所述第二支路包括顺次串联在隔离级变换器副边两端的开关管、二极管和电容，且第二支路的所述开关管的控制端连接到第二支路的所述二极管和第二支路的所述电容之间。

2.如权利要求1所述的一种直流变换器，其特征在于，还包括两组时序控制电路，分别连接两组驱动整形电路，发出驱动信号。

3.如权利要求2所述的一种直流变换器，其特征在于，所述整流电路两开关管为mos管，所述第一支路mos管的漏极与所述变压器副边一端相连，其源极与第一支路二极管正极相连，其栅极与第一支路二极管负极相连并作为驱动整形电路的输入端，第一支路电容连接在第一支路二极管负极与所述变压器副边另一端之间；所述第二支路mos管的漏极与所述变压器副边另一端相连，其源极与第二支路二极管正极相连，其栅极与第二支路二极管负极相连并作为驱动整形电路的输入端，第二支路电容连接在第二支路二极管负极与所述变压器副边一端之间。

4.如权利要求3所述的一种直流变换器，其特征在于，调节级变换器是buck电路或者boost电路。

5.如权利要求2所述的一种直流变换器，其特征在于，在调节级变换器与隔离级变换器原边绕组之间是对称半桥电路、全桥电路或者推挽电路。

6.如权利要求2所述的一种直流变换器，其特征在于，所述两组时序控制电路的控制信号取自PWM控制器或者隔离级变换器的变压器副边绕组。

7.如权利要求6所述的一种直流变换器，其特征在于，所述两组时序控制电路的控制信号取自PWM控制器，所述时序控制电路包括电平转换电路，通过驱动变压器接受PWM控制器信号，经过处理后传递给所述驱动整形电路的输入端，所述两组时序控制电路的电平转换电路交错并联在所述驱动变压器副边。

8.如权利要求7所述的一种直流变换器，其特征在于，所述电平转换电路包括两个mos管和一个二极管，所述两mos管源极与驱动变压器副边的第一端共接于地，其中，第一mos管的栅极连接所述二极管的负极，所述二极管的正极与所述驱动变压器副边的第二端相连，并在地与所述二极管的负极之间跨接一电阻，第二个mos管的栅极与第一mos管的漏极相连后通过一电阻连接外接电源，其漏极作为时序控制电路的输出端与所述驱动整形电路的输入端相连。

9.如权利要求6所述的一种直流变换器，其特征在于，所述两组时序控制电路的控制信号取自隔离级变换器的变压器副边绕组，所述时序控制电路包括电平转换电路，通过隔离级变换器的变压器副边绕组接收信号，经过处理后传递给所述驱动整形电路的输入端。

10.如权利要求9所述的一种直流变换器，其特征在于，第一时序控制电路还包括一个二极管和第一触发计时器，所述二极管的正极作为输入端与隔离级变压器副边绕组一端相连，其负极与第一触发计时器的输入端相连，所述第一触发计时器的输出端连接一mos管的栅极，所述一mos管的源极与另一mos管的源极相连后共接地，其漏极与所述另一mos管的栅极相连后通过一电阻连接外接电压，所述另一mos管的漏极作为输出端与一驱动整形电路的输入端相连；第二时序控制电路还包括一个二极管和第二触发计时器，所述第二时序电路二极管的正极作为输入端与隔离级变压器副边绕组的另一端相连，其负极与第二触发计时器的输入端相连，所述第二触发计时器的输出端连接所述第二时序控制电路一mos管的栅极，所述第二时序控制电路一mos管的源极与所述第二时序控制电路另一mos管的源极相连后共接地，其漏极与所述第二时序控制电路另一mos管的栅极相连后通过一电阻连接外接电压，所述第二时序控制电路另一mos管的漏极作为输出端与另一驱动整形电路的输入端相连。

11.如权利要求8或10所述的一种直流变换器，其特征在于，所述mos管可以替换为三极管、IGBT管。

12.如权利要求1至10任一项所述的一种直流变换器，其特征在于，隔离级变换器的原边绕组串联有一个电容。

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