CN105141138A - 一种倍压式软开关型推挽直流变换器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种倍压式软开关型推挽直流变换器，其结构包括直流电压源V_in(1)，带反并联二极管和结电容的第一、第二、第三功率管S₁、S₂、S₃(2)，高频隔离变压器Tr(3)，倍压整流电路(4)，电容滤波电路及输出负载(5)；所述的高频隔离变压器Tr(3)包含原边第一绕组N_P1，原边第二绕组N_P2，副边绕组N_s。所发明的变换器省去了滤波电感，有利于减小变换器的体积与重量；采用倍压整流结构提升了变换器的升压比，相同输入输出电压等级下降低了高频隔离变压器的匝比，减小了变压器的体积与重量；变换器的功率管能够实现零电压开通与关断，减小了开关损耗；整流二极管为零电流关断，解决了二极管反向恢复带来的电压应力及损耗问题，提高了变换器的工作效率。

Description

一种倍压式软开关型推挽直流变换器

技术领域

本发明涉及DC-DC软开关变换器技术领域，具体涉及一种的倍压式软开关推挽直流变换器，一种电力电子变换器。

背景技术

在太阳能、风能、生物质能等新能源发电，燃料电池发电以及储能系统中，由于系统储能装置电压很低，通常需要将较低的电压经过DC/DC直流变换器升压到较高的直流电压以满足后级逆变器对直流母线电压的要求。这就要求DC/DC直流变换器具有增益高，变换效率高的特点。在这些应用场合中，推挽直流变换器由于结构相对简单，具有电气隔离，可以通过调节变压器匝比来匹配输入输出电压等级等特点而受到青睐。但是，传统的推挽直流变换器工作在硬开关状态，随着开关频率的增大，开关损耗大，变换效率低；另外，变压器副边整流二极管的反向恢复特性导致二极管两端产生一个很高的电压尖峰，带来了严重的干扰；在实际应用中，经常需要增加有源、无源箝位吸收电路，这样带来了额外的损耗，进一步降低了变换效率。为此，中国发明专利公开号为CN103078514A公开了一种具有倍压谐振能力的推挽变换器，它包括原边推挽电路，高频变压器，副边倍压电路和副边谐振电路；副边利用倍压结构提升了变换器的增益，在得到相同电压增益的条件下变压器的匝比降低了一半，减小了变压器的体积与重量；变压器副边的谐振电路让二极管零电流关断，解决了其反向恢复带来的相关问题；但是变压器原边推挽电路的功率管仍是工作在硬开关状态，功率管关断时会产生电压尖峰，增大了器件的电压应力。另外，中国发明专利公开号为CN102111075A发明了一种倍压整流推挽正激变换器，该变换器原边为推挽正激电路，副边将全桥不可控制整流电路的两个二极管用电容替换以实现倍压效果，有效的降低了变压器的匝比，也实现了二极管的零电流关断，同时抑制了变压器原功率管上的电压尖峰，但是原边功率管仍然是工作在硬开关条件下，开关损耗较大。

发明内容

本发明的目的旨在针对背景所述技术的不足，提供了一种倍压式软开关推挽直流变换器，能够减小变压器体积，功率管与二极管均可实现软开关，二极管反向恢复带来的电压尖峰得到解决，提高了变换器的工作效率。

本发明为了实现上述目的，采用如下技术方案。

本发明的一种倍压式软开关型推挽直流变换器，其结构包括直流电压源V_in，带反并联二极管和结电容的第一、第二、第三功率管S₁、S₂、S₃，高频隔离变压器Tr，倍压整流电路，电容滤波电路及输出负载。所述的高频隔离变压器Tr包含原边第一绕组N_P1，原边第二绕组N_P2，副边绕组N_s；所述的倍流整流电路包含整流二极管D_r1、D_r2与电容C_r1、C_r2；其中电路的连接关系为：直流电压源V_in的正极接第三功率管S₃的漏极，第三功率管S₃的源极接变压器原边第一绕组N_P1的同名端与第二绕组N_P2的异名端，原边第一绕组N_P1的异名端接第一功率管S₁的漏极，原边第二绕组N_P2的同名端接第二功率管S₂的漏极；第一功率管S₁的源极与第二功率管S₂的源极共同与直流电压源V_in的负极相连；变压器副边绕组N_s的同名端与整流二极管D_r1的阳极和整流二极管D_r2的阴极连接，变压器副边绕组N_s的异名端与电容C_r1的下端和电容C_r2的上端连接，整流二极管D_r1的阴极和电容C_r1的上端共同与滤波电容C_o的正极与负载电阻R_o的上端相连接，整流二极管D_r2的阳极和电容C_r2的下端则共同与滤波电容C_o的负极与负载电阻R_o的下端相连接。

本发明倍压式软开关型推挽直流变换器第一、第二、第三功率管的PWM信号开关时序为：①第一与第三功率管S₁与S₃共同导通Td/2时间后关断第三功率管S₃；②经过一定的死区时间后开通第二功率管S₂，第二功率管S₂与第一功率管S₁共同导通T(1-d)/2后关断第一功率管S₁；③经过一定的死区时间后开通第三功率管S₃，第三功率管S₃与第二功率管S₂共同导通Td/2时间后关断第三功率管S₃；④经过一定的死区时间后开通第一功率管S₁，第二功率管S₂与第一功率管S₁共同导通T(1-d)/2后，关断第二功率管S₂；⑤经过一定的死区时间后开通第三功率管S₃，第一、第三功率管S₁与S₃同时导通，回到第①个过程；如此循环下去。

本发明所述的倍压式软开关型推挽直流变换器省去了滤波电感，有利于变换器体积的减小。

本发明所述的第一、第二、第三功率管S₁～S₃是功率MOSFET；所述的变压器副边倍压整流电路的电容C_r1，C_r2为无极性电容；所述的T为第一、第二功率管S₁、S₂的开关周期，d为第一、第二功率管S₁、S₂的导通占空比。

本发明所述高频隔离变压器的励磁电感、漏感，第一、第二、第三功率管的结电容与整流二极管的结电容均参与软开关过程，提高变压器与功率器件的使用效率。

本发明所述的变压器原边第一绕组N_P1，原与第二绕组N_P2匝数相等；能够保证变压器的磁平衡，不会因为磁芯饱和而影响变换器传输效率与工作性能。

本发明的倍压式软开关型推挽直流变换器工作原理为：输入直流电压经过变压器原边三个功率管两两交替导通作用于变压器的原边绕组N_P1与N_P2，通过变压器实现第一级升压；变压器副边得到的交变电压经倍压整流电路后得到直流电压，倍压整流电路实现第二级升压。在功率管开关过程中，倍压整流电路的电容C_r1，C_r2与变压器的励磁电感，漏感，功率管和二极管的结电容发生谐振使得功率管S₁～S₃为零电压开通与关断，整流二极管D_r1、D_r2为零电流关断，实现了软开关的效果；这样二极管上的电压尖峰问题得以解决，减小了器件应力及开关噪音。

本发明的倍压式软开关型推挽直流变换器的有益技术效果如下：

(1)本发明采用倍压整流的形式，在相同输入输出电压条件有效的降低了变压器的匝比，减小了变压器的体积与重量。

(2)本发明的功率管均实现了软开关，减小了开关损耗；整流二极管为零电流关断，解决了其反向恢复带来的问题，减小了损耗，提高了整个变换器的工作效率。

(3)本发明的变换器不含有滤波电感，有利于电路的高频化工作和电力电子装置体积的减小。

附图说明

附图1为本发明提出的倍压式软开关型推挽直流变换器结构示意图。

附图2为本发明倍压式软开关型推挽直流变换器的PWM开关时序图。

附图3为本发明的倍压式软开关型推挽直流变换器实施电路结构示意图。

附图4为本发明的倍压式软开关型推挽直流变换器实施电路主要波形示意图。

附图5～附图10为本发明的倍压式软开关型推挽直流变换器实施例的各个开关模态示意图。

以上附图中的主要符号名称：V_in：直流电源电压；S₁～S₃：功率开关管；C₁～C₃：寄生电容；D₁～D₃：体二极管；Tr：高频变压器；D_r1～D_r2：整流二极管；C_j：整流二极管结电容；C_r1～C_r2：整流电路电容；C_o：滤波电容；R_o：负载电阻；u_gs1～u_gs3：功率管Q₁～Q₃的驱动信号；L_lk1、L_lk2：变压器原边绕组N_P1、N_P2的漏感；L_m1、L_m2：变压器励磁电感；u_ds1～u_ds3：功率管Q₁～Q₃两端承受的电压；i_lk1、i_lk2：流过功率管S₁、S₂的电流；i_p：流过功率管S₃的电流；i_Lm1、i_Lm2：变压器励磁电流；u_s：变压器副边绕组电压；i_s：流过变压器副边绕组电流；V_o：输出电压；i_o：输出电流。

具体实施方式

为了更具体的描述本发明，下面结合附图及实施例对本发明的技术方案进行详细描述。

附图1、附图2为本发明提出的电压箝位软开关型推挽直流变换器结构示意图与其所对应的PWM开关时序图。

附图3是本发明倍压式软开关型推挽直流变换器的实施电路结构示意图。由直流电压源，三个功率管，高频隔离变压器，倍压整流电路和滤波电容及负载组成。S₁～S₃是三只功率管，D₁～D₃分别是功率管S₁～S₃的体二极管，C₁～C₃分别是S₁～S₃的寄生电容，TX是隔离变压器，L_lk1、L_lk2、L_lk3是隔离变压器原副边绕组的漏感，L_m1、L_m2是变压器励磁电感，D_r1～D_r2是整流二极管，C_j1～C_j2是整流二极管的结电容，C_r1～C_r2为整流电路电容，C_o是滤波电容，R_o为输出负载。其中直流电压源V_in的正极接功率管S₃的漏极，功率管S₃的源极接变压器原边绕组N_P1的同名端与绕组N_P2的异名端，原边绕组N_P1的异名端接功率管S₁的漏极，原边绕组N_P2的同名端接功率管S₂的漏极；功率管S₁的源极与功率管S₂的源极共同与直流电压源V_in的负极相连；变压器副边绕组N_s的同名端与整流二极管D_r1的阳极和整流二极管D_r2的阴极连接，变压器副边绕组N_s的异名端与电容C_r1的下端和电容C_r2的上端连接，二极管D_rl的阴极和电容C_r1的上端共同与滤波电容C_o的正极与负载电阻R_o的上端相连接，二极管D_r2的阳极和电容C_r2的下端则共同与滤波电容C_o的负极与负载电阻R_o的下端相连接。本变换器采用附图2所示的PWM开关时序：①功率管S₁与S₃共同导通Td/2时间后关断功率管S₃；②经过一个短暂的死区时间后开通功率管S₂，功率管S₂与S₁共同导通T(1-d)/2后，关断功率管S₁；③经过一个短暂的死区时间后开通功率管S₃，功率管S₃与S₂共同导通Td/2时间后关断功率管S₃；④经过一个短暂的死区时间后开通功率管S₁，功率管S₂与S₁共同导通T(1-d)/2后，关断功率管S₂；⑤经过一个短暂的死区时间后开通功率管S₃，功率管S₁与S₃同时导通，回到第①个过程；如此周而复始。

下面以附图3为主电路结构，结合附图4～附图10对本发明变换器的具体工作原理进行详细的描述。由附图4可知，稳态下变换器在一个开关周期内共有12个开关模态，分别是[t₀～t₁]、[t₁～t₂]、[t₂～t₃]、[t₃～t₄]、[t₄～t₅]、[t₅～t₆]、[t₆～t₇]、[t₇～t₈]、[t₈～t₉]、[t₉～t₁₀]、[t₁₀～t₁₁]、[t₁₁～t₁₂]，其中[t₀～t₆]为前半个周期，[t₇～t₁₂]为后半个周期。下面对各个模态的工作原理具体分析。

为了分析方便，先做如下假设：1)功率管与整流二极管均为理想器件，功率管S₁～S₃结电容C₁＝C₂＝C₃＝C，整流二极管D_r1，D_r2的寄生电容C_j1＝C_j2＝C_j；2)在一个开关周期内，输出电压V_o为一个常数；3)变压器副原边绕组的匝比为n＝N_S/N_P1＝N_S/N_P2，漏感L_lk1＝L_lk2＝L_lk，L_lk3＝n²L_lk，励磁电感L_m1＝L_m2＝L_m。

1模态1[t₀～t₁][对应附图5]

在t₀～t₁阶段，变压器原边功率管S₁与S₃共同导通，副边整流二极管D_r1导通续流。变压器原边向副边传递能量；变压器漏感L_lk1，励磁电感L_m与整流电容C_r1、C_r2一起谐振，原边电流i_p因谐振上升。励磁电感L_m1与整流电容的谐振频率远小于开关频率，因此，励磁电流i_Lm1可近似为线性上升；t₁时刻，原边电流i_p谐振上升到I_P，励磁电流i_Lm1上升到I_Lm。

2模态2[t₁～t₂][对应附图6]

t₁时刻，关断功率管S₃，由于C₃的作用，S₃能实现零电压关断。由于功率管S₃的关断，原边电流i_p转移到C₃与C₂两条支路提供，因此结电容C₃充电，C₂放电，变压器原边电压下降，由于L_lk3的作用，此阶段变压器副边电流i_s近似不变，等效为一个电流源，因此变压器原边流过绕组的电流之和也近似不变，维持在I_p。因此，电容C₃，C₂的电压u_ds3，u_ds2可近似表达为：

为了维持i_s为变，原边电流i_p的下降导致i_lk1下降，i_lk2反向增加。励磁电流i_Lm1近似不变，维持在I_Lm且仍然从绕组N_p1流过。此模态下变压器副边工作状态与模态1一样。t₂时刻，u_ds2下降到零，u_ds3上升到V_in，变压器原边电压下降到零，此模态结束。

3模态3[t₂～t₃][对应附图7]

在t₂时刻，D₂导通，开通功率管S₂，S₂可实现零电压开通。由于变压器原边电压为零，副边电压u_s也为零，因此，电容C_r1的电压反向作用在漏感L_lk3上，i_s下降，这就使得原边电流i_lk1、i_lk2跟着下降，当i_lk1下降到I_Lm时，励磁电流由两个绕组共同提供，此后，i_Lm1下降到1/2I_Lm，i_Lm2则反向增加至-1/2I_Lm。t₃时刻，变压器副边电流i_s下降到零，此模态结束。

4模态4[t₃～t₄][对应附图8]

t₃时刻，变压器副边电流i_s下降到零后，整流二极管D_r1与D_r2开始换流，D_r1的结电容C_r1从零开始充电，C_r2放电。t₄时刻，当D_r1承受的电压等于C_r1两端电压、D_r2上的电压等于C_r2两端电压时，二极管D_r1与D_r2截止，此模态结束。此模态下变压器原边只流过励磁电流，绕组N_p1与N_p2各流过1/2I_Lm。

5模态5[t₄～t₅][对应附图9]

t₄时刻，整流二极管D_r1与D_r2均截止，变压器副边相当于开路，D_r1与D_r2上的电压保持不变，滤波电容C_o给负载供电，变压器原边处于环流阶段，环流大小为i_lk1＝-i_lk2＝I_Lm/2。

6模态6[t₅～t₆][对应附图10]

t₅时刻，关断功率管S₁，由于C₁的作用，S₁为零电压关断，关断电流为励磁电流的一半。随后励磁电流对结电容C₁充电，结电容C₃放电。电压u_ds3从V_in开始下降，u_ds1从零上升，变压器原边电压随着u_ds3的下降反向增加。当u_ds3下降到零时，电源电压V_in作用在绕组N_p2上，因此，i_lk2反向增加，当i_lk2增加到大于I_Lm时，变压器副边电流i_s开始反向，整流二极管D_r1继续充电至V_o，D_r2则下降到零。到t₆时刻，二极管D_r2完成导通，D_r1截止，该模态结束。

当u_ds3下降到零时，开通功率管S₃，则S₃可以实现零电压开通。t₆时刻以后，变换器开始工作在下半周期，其工作过程与t₀～t₆类似，此处不再多述。

综上所述可以得知，本发明的倍压式软开关型推挽直流变换器具有以下几方面优点：

1)变换器拓扑结构相对简单，省了滤波电感，减小了变换器的体积与重量。

2)变换器的功率管实现了零电压开通与关断，减小了开关损耗，提高了变换器的工作效率。

3)变压器副边采用倍压整流结构，提高了变换器的升压比，降低了变压器的体积与重量，整流二极管实现了软关断，解决了反向恢复电流带来的电压应力及损耗等问题，提高了变换器的效率。

Claims (6)

1.一种倍压式软开关型推挽直流变换器，其结构包括直流电压源V_in(1)，带反并联二极管和结电容的第一、第二、第三功率管S₁、S₂、S₃(2)，高频隔离变压器Tr(3)，倍压整流电路(4)，电容滤波电路及输出负载(5)。所述的高频隔离变压器Tr包含原边第一绕组N_P1，原边第二绕组N_P2，副边绕组N_s；所述的倍流整流电路包含整流二极管D_r1、D_r2与电容C_r1、C_r2；其中电路的连接关系为：直流电压源V_in的正极接第三功率管S₃的漏极，第三功率管S₃的源极接变压器原边第一绕组N_P1的同名端与第二绕组N_P2的异名端，原边第一绕组N_P1的异名端接第一功率管S₁的漏极，原边第二绕组N_P2的同名端接第二功率管S₂的漏极；第一功率管S₁的源极与第二功率管S₂的源极共同与直流电压源V_in的负极相连；变压器副边绕组N_s的同名端与整流二极管D_r1的阳极和整流二极管D_r2的阴极连接，变压器副边绕组N_s的异名端与电容C_r1的下端和电容C_r2的上端连接，整流二极管D_r1的阴极和电容C_r1的上端共同与滤波电容C_o的正极与负载电阻R_o的上端相连接，整流二极管D_r2的阳极和电容C_r2的下端则共同与滤波电容C_o的负极与负载电阻R_o的下端相连接。

2.根据权利要求1所述的一种倍压式软开关型推挽直流变换器，其特征在于：三个功率管S₁～S₃的PWM开关时序为：①第一与第三功率管S₁与S₃共同导通Td/2时间后关断第三功率管S₃；②经过一定的死区时间后开通第二功率管S₂，第二功率管S₂与第一功率管S₁共同导通T(1-d)/2后关断第一功率管S₁；③经过一定的死区时间后开通第三功率管S₃，第三功率管S₃与第二功率管S₂共同导通Td/2时间后关断第三功率管S₃；④经过一定的死区时间后开通第一功率管S₁，第二功率管S₂与第一功率管S₁共同导通T(1-d)/2后，关断第二功率管S₂；⑤经过一定的死区时间后开通第三功率管S₃，第一、第三功率管S₁与S₃同时导通，回到第①个过程；如此循环下去。

3.根据权利要求1所述的一种倍压式软开关型推挽直流变换器，其特征在于：所述的倍压型软开关型推挽直流变换器省去了滤波电感，有利于变换器体积的减小。

4.根据权利要求1与权利要求2所述的一种倍压式软开关型推挽直流变换器，其特征在于：所述的第一、第二、第三功率管S₁～S₃是功率MOSFET；所述的变压器副边倍压整流电路的电容C_r1，C_r2为无极性电容；所述的T为第一、第二功率管S₁、S₂的开关周期，d为第一、第二功率管S₁、S₂的导通占空比。

5.根据权利要求1所述的一种倍压式软开关型推挽直流变换器，其特征在于：所述高频隔离变压器的励磁电感、漏感，第一、第二、第三功率管的结电容与整流二极管的结电容均参与软开关过程，提高变压器与功率器件的使用效率。

6.根据权利要求1所述的一种倍压式软开关型推挽直流变换器，其特征在于：所述的变压器原边第一绕组N_P1，原与第二绕组N_P2匝数相等；能够保证变压器的磁平衡，不会因为磁芯饱和而影响变换器传输效率与工作性能。