CN109149953A

CN109149953A - 一种宽负载范围软开关倍流整流型推挽直流变换器

Info

Publication number: CN109149953A
Application number: CN201710483218.0A
Authority: CN
Inventors: 伍群芳; 王勤; 徐佳林; 陆依然; 肖岚
Original assignee: Nanjing University of Aeronautics and Astronautics
Current assignee: Nanjing University of Aeronautics and Astronautics
Priority date: 2017-06-19
Filing date: 2017-06-19
Publication date: 2019-01-04
Anticipated expiration: 2037-06-19
Also published as: CN109149953B

Abstract

本发明公开了一种宽负载范围软开关倍流整流型推挽直流变换器。包括输入直流电压源1、三个功率管2、高频变压器3、阻断电容4、倍流整流电路5及滤波输出负载电路6。变压器原边第一、第二、第三功率管S₁～S₃利用输出滤波电感的能量在宽负载范围内实现零电压开通，副边整流二极管D_r1与D_r2为自然换流，实现零电流关断，二极管电压应力小，此外，无占空比丢失现象。

Description

一种宽负载范围软开关倍流整流型推挽直流变换器

技术领域

本发明涉及DC-DC电力电子变换器技术领域，具体涉及一种宽负载范围软开关倍流整流型推挽直流变换器。

背景技术

推挽直流变换器由于结构简单，变压器利用率高，具有电气隔离作用且不需要额外的磁复位电路等优点广泛应用于中小功率电能变换领域。然而，传统的推挽直流变换器变压器原边的两个主功率管为硬开关模式，开关损耗大，变换效率低；变压器副边的整流二极管硬关断和自身反向恢复特性导致两端产生一个很高的电压尖峰，严重时直接击穿器件；此外，由于变压器漏感和功率回路杂散电感的作用，硬开关状态下功率管承受的电压应力大，高于两倍的输入电压；在实际应用中，通常需要增加有源、无源钳位吸收电路以抑制功率管和二极管上的电压尖峰，增加了额外的损耗，进一步降低了变换效率。针对这些问题：中国发明专利公开号为CN103078514A公开了一种谐振型倍压推挽直流变换器，通过在变压器副边构建谐振电路使得整流二极管零电流关断，解决了二极管反向恢复带来的高电压尖峰问题，同时也降低了二极管的损耗，但是原边的功率管仍然工作在硬开关模式，电压应力高。中国发明专利公开号为CN105048824A公开了一种电压钳位型软开关推挽直流变换器，在变压器原边增加了一个功率管与钳位电容，通过一定的开关时序，原边三个功率管均工作在软开关模式，减小了开关损耗；功率管的电压应力被钳位于输入电压与钳位电容电压之和(小于两倍的输入电压)，降低了功率管的电压应力，但是，副边二极管仍存在因反向恢复特性带来的相关问题。此外，中国电机工程学报2012年第32卷第33期第23至30页提出了一种新型的三管推挽直流变换器，其通过在输入电压源及变压器原边绕组中点串接一个辅助功率管以实现原边所有功率管的零电压开通，提高了变换器的效率，然而，辅助管在轻载下仍为硬开关，为此，中国电机工程学报2013年第33卷第24期第42至51页提出了一种并联LC网络的软开关三管推挽式直流变换器，利用LC网络提供的能量给功率管的输出电容充放电，解决了辅助管轻载下硬开关的问题，提高了轻载下变换器的效率。然而，以上两种三管推挽直流变换器的副边二极管均为硬关断，电压尖峰问题依然没有解决，同时，还存在占空比丢失现象。

发明内容

本发明的目的旨在针对背景所述技术的不足，提出了一种宽负载范围软开关倍流整流型推挽直流变换器，通过在副边整流回路中串联一个阻断电容C_s，利用C_s上的电压迫使整流二极管自然换流，从而保证原边所有功率管在宽负载范围内将能够利用两个输出滤波电感的能量实现零电压开通，副边整流二极管可实现零电流关断，进而使得二极管自身反向恢复特性带来的电压尖峰等问题得到了解决，二极管两端电压应力小，变换器效率高。此外，不存在占空比丢失现象。

本发明为了实现上述目的，采用如下技术方案。

本发明的一种宽负载范围软开关倍流整流型推挽直流变换器，结构包括输入直流电压源V_in，原边第一功率管S₁及其反并联二极管D₁和结电容C₁、第二功率管S₂及其反并联二极管D₂和结电容C₂、第三功率管S₃及其反并联二极管D₃和结电容C₃，高频变压器T，阻断电容C_s，倍流整流电路，滤波电容C_o及负载R_o。所述的高频变压器T包含原边第一绕组N_P1及其漏感L_lk1，原边第二绕组N_P2及其漏感L_lk2，副边绕组N_s及其漏感L_lk3；所述的倍流整流电路包含整流二极管D_r1、D_r2与电感L_f1、L_f2。电路连接关系为：输入直流电压源V_in的正极与第三功率管S₃的漏极相连，变压器原边第一绕组N_P1的同名端与第二绕组N_P2的异名端共同接于第三功率管S₃的源极，第一绕组N_P1的异名端与第二绕组N_P2的同名端分别接第一功率管S₁和第二功率管S₂的漏极，功率管S₁与S₂的源极共同与输入直流电压源V_in的负极相连；变压器副边绕组N_s的同名端与阻断电容C_s的左端相连，阻断电容C_s的右端与整流二极管D_r1的阴极和滤波电感L_f1的左端相连；变压器副边绕组N_s的异名端与整流二极管D_r2的阴极和滤波电感L_f2的左端相连；滤波电感L_f1与L_f2的右端共同接于滤波电容C_o的正极和负载R_o的上端，滤波电容C_o负极和负载R_o的下端共同与整流二极管D_r1与D_r2的阳极相连。

本发明的一种宽负载范围软开关倍流整流型推挽直流变换器功率管S₁～S₃的开关时序采用背景技术中三管推挽直流变换器的PWM信号。

本发明所述的第一功率管S₁、第二功率管S₂、第三功率管S₃是为功率MOSFET，三个功率管在宽负载范围内实现零电压开通。

本发明所述的阻断电容C_s为无极性电容，滤波电容C_o为电解电容。

本发明所述的整流二极管D_r1与D_r2实现自然换流，为零电流关断，电压应力小。

本发明与原有技术相比主要的技术特点是：在三管推挽直流变换器变压器副边电路增加了一个阻断电容C_s，电容C_s上的电压迫使整流二极管自然换流，使得原边功率管在宽负载范围内都能够利用输出滤波电感的能量实现零电压开通，另外，副边二极管无电压尖峰、无占空比丢失，提高了变换器在宽负载条件下的效率及变换器工作的可靠性。

本发明的软开关倍流整流型推挽直流变换器结构相对简单，实现了宽负载范围内功率管的软开关与二极管的自然换流，提高了电能的变换效率，有利于变换器的高频化工作和变换器装置体积与重量的减小，适用于中小功率的直直变换场合。

附图说明

附图1为本发明提出的宽负载范围软开关倍流整流型推挽直流变换器结构示意图。

附图2为本发明的宽负载范围软开关倍流整流型推挽直流变换器实施结构示意图。

附图3为本发明的宽负载范围软开关倍流整流型推挽直流变换器实施电路主要波形示意图。

附图4～附图9为本发明的宽负载范围软开关倍流整流型推挽直流变换器实施例的各个开关模态示意图。

以上附图中的主要符号名称：V_in：输入直流电源电压；S₁～S₃：功率开关管；C₁～C₃：寄生电容；D₁～D₃：反并联体二极管；T：高频变压器；C_s：阻断电容；D_r1～D_r2：整流二极管；L_f1～L_f2：滤波电感；C_o：滤波电容；R_o：负载电阻；v_gs1～v_gs3：功率管S₁～S₃的驱动信号；L_lk1、L_lk2、L_lk3：变压器原副边绕组N_P1、N_P2、N_s的漏感；v_ds1～v_ds3：功率管S₁～S₃两端承受的电压；i₁～i₃：流过功率管S₁～S₃的电流；v_s：变压器副边绕组电压；v_Cs：阻断电容电压；i_s：流过变压器副边绕组电流；i_Lf1、i_Lf2：流过滤波电感L_f1与L_f2的电流；V_o：输出电压；i_o：输出电流；T_s：开关周期；D：占空比。

具体实施方式

下面结合附图及实施例对本发明的技术方案进行详细描述。

附图1为本发明提出的一种宽负载范围软开关倍流整流型推挽直流变换器结构示意图。

附图2、附图3分别是本发明的一种宽负载范围软开关倍流整流型推挽直流变换器实施结构及其主要波形示意图。如附图2所示，其结构由输入直流电压源1、三个功率管2、高频变压器3、阻断电容4、倍流整流电路5及滤波输出负载电路6组成。其中，V_in为输入直流电压源，S₁～S₃为三个功率管MOSFET，D₁～D₃分别为功率管S₁～S₃的体二极管，C₁～C₃分别为S₁～S₃的输出结电容，T是高频变压器，L_lk1～L_lk3是高频变压器原、副边绕组漏感，C_s为阻断电容，D_r1、D_r2为整流二极管，L_f1～L_f2为滤波电感，C_o为滤波电容，R_o为输出负载。本变换器采用背景技术中三管推挽直流变换器PWM信号的开关时序，如附图3所示，即为：①功率管S₁与S₃共同导通T_sD/2时间后关断S₃；②经过一定的死区时间后开通功率管S₂，S₂与S₁共同导通T_s(1-D)/2后，关断S₁；③经过一定的死区时间后开通S₃，S₃与S₂共同导通T_sD/2时间后关断S₃；④经过一定的死区时间后开通S₁，S₂与S₁共同导通T_s(1-D)/2后，关断S₂；⑤经过一定的死区时间后开通S₃，S₁与S₃同时导通，回到第①个过程；如此循坏工作。

下面以附图2为主电路结构，结合附图3～附图9对本发明的一种宽负载范围软开关倍流整流型推挽直流变换器的具体工作原理进行详细的论述。由附图3可知，变换器在功率管一个开关周期内共有12个模态，分别为[t₀～t₁]、[t₁～t₂]、[t₂～t₃]、[t₃～t₄]、[t₄～t₅]、[t₅～t₆]、[t₆～t₇]、[t₇～t₈]、[t₈～t₉]、[t₉～t₁₀]、[t₁₀～t₁₁]、[t₁₁～t₁₂]，其中[t₀～t₆]为前半周期工作，[t₆～t₁₂]为后半周期工作。以下是各个模态的具体工作原理详细分析。

为了分析方便，详细分析之前先做如下假设：1)功率管S₁～S₃和整流二极管D_r1～D_r2为理想器件，除体内反并联二极管及输出结电容外、导通压降为零；2)结电容C₁，C₂和C₃的值相等，为C₁＝C₂＝C₃＝C_oss；3)高频变压器的励磁电感足够大，励磁电流忽略不计，副原边绕组的匝比为n＝N_s/N_P1＝N_s/N_P2，漏感L_lk1＝L_lk2＝L_lk，L_lk3＝n²L_lk；4)倍流整流滤波电感L_f1＝L_f2＝L_f；5)输出滤波电容C_o足够大，V_o可看成一个恒压源。

1 模态1[t₀～t₁][对应附图4]

在t₀～t₁阶段，功率管S₁与S₃共同导通，原边电流流经功率管S₃、原边绕组N_P1及功率管S₁；副边整流二极管D_r2导通、D_r1截止；能量由原边传向副边并负给载R_o供电，阻断电容C_s被充电且其两端电压v_Cs上升。此模态下原边电流i₃、i₁上升且大小相等，副边滤波电感电流i_Lf1上升、i_Lf2下降，电流变化方程如下：

i₃(t)＝i₁(t)＝i_Lf1(t)/n (3)

式中，i_Lf1(t₀)与i_Lf2(t₀)分别是滤波电感电流i_Lf1与i_Lf2在t₀时刻的大小，v_Cs(t₀)为阻断电容电压在初始时刻t₀时的大小。

2 模态2[t₁～t₂][对应附图5]

t₁时刻，关断功率管S₃，由于C₃的作用，S₃可实现零电压关断。S₃的关断使得原边电流转移到C₃与C₂两条支路，结电容C₃充电、C₂放电，变压器原边电压下降。在此开关瞬态中，由于滤波电感L_f1的值足够大，i_Lfl近似保持不变，可视为一个恒流源I_Lf。因此，副边折射到原边的电流I_Lf(t₁)/n近似不变且给电容C₃、C₂充放电，电容C₃两端的电压v_ds3可近似线性上升，C₂的电压v_ds2近似线性下降，变化大小为：

为了维持变压器磁能不变，即I_Lf(t₁)/n不变，电流i₁与i₂因i₃的下降而下降，t₂时刻，电流i₃下降到零，此时，i₁与i₂的大小为：

i₁＝-i₂＝I_Lf1/(2n) (5)

此模态下，阻断电容C_s电压v_Cs可视为不变，变压器副边由D_r2导通续流，t₂时刻，C₂两端的电压下降到零，S₂两端反并联二极管D₂自然导通，同时变压器电压v_s也下降到零，此模态结束。

3 开关模态3[t₂～t₃][对应附图6]

在t₂时刻，D₂导通后，功率管S₂可实现零电压开通，虽然此时S₂导通，但S₂并没有电流流过，i₂从D₂中流过。在此阶段中，由于变压器电压下降到零，阻断电容C_s上的电压使i_s减小，因此，D_r1导通续流。由于D_r1，D_r2共同导通续流，变压器副边电压被钳位在零，进而C_s两端电压全部加在L_lk3上，C_s与L_lk3谐振工作，原边电流i₁、i₃由于功率管通态电阻、变压器绕组电阻及二极管D₂的压降作用而略微下降，输出电压则作用在两个滤波电感上。因此，i_Lf1与i_Lf2的变化为：

此模态下，阻断电容上的电压v_Cs与副边电流i_s分别为：

式(7)中

在此模态中，电流i_Lf2线性下降到负，t₃时刻，i_s＝-i_Lf2，则流过二极管D_r2的电流i_Dr2＝0，D_r2自然关断，而i_Dr1＝i_Lf1+i_Lf2，D_r1继续导通，副边二极管D_r1与D_r2完成换流。

4 开关模态4[t₃～t₄][对应附图7]

t₃时刻，副边二极管D_r2与D_r1完成换流，D_r2关断、D_r1导通流过全部负载电流，变压器原副边绕组电压仍然为零，原边状态与模态3一样，D₂与S₁继续导通续流。两个滤波电感的电流线性下降：

原边电流i₁与i₂的变化为：

i₁(t)＝-i₂(t)＝-i_Lf2(t)/n (10)

5 开关模态5[t₄～t₅][对应附图8]

t₄时刻，关断功率管S₁，由于C₁的作用，S₁可实现零电压关断。i_Lf2(t₄)/n给结电容C₁充电，同时对C₃放电，由于滤波电感L_f2足够大，i_Lf2基本保持不变，进而i_Lf2/n可认为是一个恒流源。因此，若i_Lf2(t₄)＝I_Lf2，C₁与C₃上的电压v_ds1、v_ds3变化为：

t₅时刻，电容C₃上的电压下降到零，D₃自然导通，为功率管S₃零电压开通创造了条件。

由开关模态2和5可以看出，功率管S₂与S₃实现零电压开通的条件主要取决于副边滤波电感上的能量，由于滤波电感相对较大、能量足够。因此，功率管S₂与S₃可以在宽负载范围内实现零电压开通。功率管S₁零电压开通的条件类似。

6开关模态6[t₅～t₆][对应附图9]

D₃导通后，可以零电压开通S₃，虽然此时S₃已开通，但S₃不流过电流，i₃从D₃流过。在此模态中，滤波电感电流i_Lf1下降、i_Lf2增加，由于i_Lf2为负，因此，原边电流i₂、i₃跟着反向增加。副边阻断电容C_s继续被充电、v_Cs增大。t₆时刻，i_Lf2由负增加到零，变压器副边电流i_s也等于零，此时，阻断电容电压v_Cs达到最大，原边电流因副边电流变化反向增加到零，二极管D₂、D₃自然关断，功率管S₂、S₃开始流过电流。

t₆时刻，变换器进入后半个周期[t₆～t₁₂]工作，其工作过程类似于前半个周期[t₀～t₆]，此处不再重述。

综上所述可以得知，本发明的一种宽负载范围软开关倍流整流型推挽直流变换器具有以下几方面优点：

1)变换器拓扑结构与功率管开关时序简单，易于实现。

2)原边功率管利用变压器副边滤波电感的能量可以在宽负载范围内实现零电压开关，减小了开关损耗，提高了变换效率。

3)在阻断电容电压的作用下，副边二极管实现自然换流，有效的抑制了二极管两端的电压尖峰，减小了电压应力，另外，不存在占空比丢失现象。

Claims

1.一种宽负载范围软开关倍流整流型推挽直流变换器，其特征在于：结构包括输入直流电压源V_in，原边第一功率管S₁及其反并联二极管D₁和结电容C₁、第二功率管S₂及其反并联二极管D₂和结电容C₂、第三功率管S₃及其反并联二极管D₃和结电容C₃，高频变压器T，阻断电容C_s，倍流整流电路，滤波电容C_o及负载R_o。所述的高频变压器T包含原边第一绕组N_P1及其漏感L_lk1，原边第二绕组N_P2及其漏感L_lk2，副边绕组N_s及其漏感L_lk3；所述的倍流整流电路包含整流二极管D_r1、D_r2与电感L_f1、L_f2。电路连接关系为：输入直流电压源V_in的正极与第三功率管S₃的漏极相连，变压器原边第一绕组N_P1的同名端与第二绕组N_P2的异名端共同接于第三功率管S₃的源极，第一绕组N_P1的异名端与第二绕组N_P2的同名端分别接第一功率管S₁和第二功率管S₂的漏极，功率管S₁与S₂的源极共同与输入直流电压源V_in的负极相连；变压器副边绕组N_s的同名端与阻断电容C_s的左端相连，阻断电容C_s的右端与整流二极管D_r1的阴极和滤波电感L_f1的左端相连；变压器副边绕组N_s的异名端与整流二极管D_r2的阴极和滤波电感L_f2的左端相连；滤波电感L_f1与L_f2的右端共同接于滤波电容C_o的正极和负载R_o的上端，滤波电容C_o负极和负载R_o的下端共同与整流二极管D_r1与D_r2的阳极相连。

2.根据权利要求1所述的一种宽负载范围软开关倍流整流型推挽直流变换器，其特征在于：所述的第一功率管S₁、第二功率管S₂、第三功率管S₃均为功率MOSFET，三个功率管在宽负载范围内实现零电压开通。

3.根据权利要求1所述的一种宽负载范围软开关倍流整流型推挽直流变换器，其特征在于：所述的阻断电容C_s为无极性电容，滤波电容C_o为电解电容。

4.根据权利要求1所述的一种宽负载范围软开关倍流整流型推挽直流变换器，其特征在于：整流二极管D_r1与D_r2为自然换流，可实现零电流关断，二极管电压应力小。

5.根据权利要求1、4所述的一种宽负载范围软开关倍流整流型推挽直流变换器，其特征在于：阻断电容C_s上的电压迫使整流二极管自然换流，原边功率管S₁～S₃在宽负载范围内都能够利用输出滤波电感的能量实现零电压开通，无占空比丢失现象，提高了变换器在宽负载条件下的效率及变换器工作的可靠性。