CN102983747A - 一种全桥组合软开关直流变换器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种全桥组合软开关直流变换器，属于电力电子技术技术领域。采用本发明不仅大大降低了开关损耗而且提高了大、中功率变换器的开关频率、效率和功率密度，本发明的谐振电容解决了全桥变换器的直通和偏磁问题，这样使得全桥变换器真正的成为大功率直流变换器的理想电路。

Description

一种全桥组合软开关直流变换器

技术领域

本发明涉及一种全桥组合软开关直流变换器，属于电力电子技术领域。

背景技术

通常，功率变换器是一种将输入电压源或电流源变换成指定输出电压或电流的功率处理电路。

功率变换器的一种类型，即基于全桥拓扑的DC/DC功率变换器，是大、中功率DC/DC变换器的理想电路，得到广泛的应用和研究。全桥变换器主要包括全桥逆变电路、高频变压器和输出整流滤波电路组成，具有功率开关器件电压、电流额定值较小，功率变压器利用率较高等明显优点。

大电流快速IGBT和大电流快速恢复二极管技术的发展使得大、中功率变换器得以实现。而传统的PWM全桥变换器，由于开关管工作在硬开关状态，开关损耗和开关噪声大，因而影响了效率和开关频率的提高，从而制约了功率变换器的功率密度的提高和单位输出功率的体积和重量的减小。因此，人们提出了软开关技术。软开关分为零电压开关和零电流开关。目前，软开关技术主要有两种发展方向：一个方向是附加开关或改变主电路拓扑等形式，一般是在变换器电路中设置某种形式的LC谐振电路，这使得输入滤波器和输出滤波器的设计复杂化，并影响系统的噪声。另一个发展方向是无损（低损）缓冲吸收电路，其基本思路是设计一容性支路与开关管并联，一感性支路与开关管串联，处理吸收储存元件中的能量，将其回馈至电源或大幅消减其数值，从而消除（消弱）损耗问题，达到软化开关的目的。如今软开关变换器都应用了谐振原理,在电路中并联或串联谐振网络,势必产生谐振损耗,并使电路受到固有问题的影响。为此,人们在谐振技术和无损耗缓冲电路的基础上提出了组合软开关功率变换器的理论。组合软开关技术结合了无损耗吸收技术与谐振式零电压技术、零电流技术的优点。电路中既可以存在零电压开通,也可以存在零电流关断,同时既可以包含零电流开通,也可以包含零电压关断,是这四种状态的任意组合。由此可见,由无损耗缓冲技术和谐振技术组合而成的新型软开关技术将成为新的发展趋势。到现在，对软开关的研究取得了很大的进展，然而还未实现软开关技术的实用化。

全桥变换器中，两个桥臂的导通时间不相同、开关管的导通压降存在略微的差异、每个导通管的储存时间不同等都会造成初级置位伏秒数与复位伏秒数不相等。只要伏秒数稍有不等，磁芯就不能回到起点，并且若干周期后，磁芯将偏离磁滞回线进入饱和区。磁芯饱和时，变压器不能承受电压，当下一周期开关管再次导通时，开关管将承受很大的电压和电流，导致开关管损坏。

发明内容

为了克服上述的不足，本发明的目的在于提供一种全桥组合软开关直流变换器。

本发明采取的技术方案：

一种全桥组合软开关直流变换器，包括逆变电路、串联谐振电路、高频变压器、输出整流电路、输出滤波电路；

所述逆变电路包括4个IGBT管Q1、Q2、Q3和Q4，4个IGBT管的寄生二极管D11、D22、D33和D44；

Q1和Q3的公共端与高频变压器的初级绕组的一端之间有串联谐振电路，Q2和Q4的公共端与高频变压器初级绕组的另一端连接，Q1两端并联RCD缓冲电路I，Q2两端并联RCD缓冲电路II，Q3两端并联RCD缓冲电路III，Q4两端并联RCD缓冲电路IV；高频变压器输出端连接输出整流电路，输出整流电路连接输出滤波电路。

RCD缓冲电路I由C1、D1和R1组成，C1与D1串联后与Q1并联，所述D1上并联有R1；RCD缓冲电路II由C2、D2和R2组成，C2与D2串联后与Q2并联，所述D2上并联有R2；RCD缓冲电路III由C3、D3和R3组成，C3与D3串联后与Q3并联，所述D3上并联有R3；RCD缓冲电路IV由C4、D4和R4组成，C4与D4串联后与Q4并联，所述D4上并联有R4。

串联谐振电路由谐振电感Lg和谐振电容Cg串联构成。

高频变压器的次级绕组的一端与整流二极管D5和D7的公共端连接，另一端与整流二极管D6和D8的公共端连接。

所述输出整流电路包括4个快恢复二极管D5、D6、D7和D8，D5两端并联RC缓冲电路I，D6两端并联RC缓冲电路II，D7两端并联RC缓冲电路III，D8两端并联RC缓冲电路IV；所述RC缓冲电路I由R5及C5串联构成，RC缓冲电路II由R6及C6串联构成，RC缓冲电路III由R7及C7串联构成，RC缓冲电路IV由R8及C8串联构成。

所述输出滤波电路包括电感L和电解电容Co1和Co2，Co1与Co2的电容值相等，电阻Ro1和Ro2分别与Co1和Co2并联，电阻Ro1和Ro2的阻值相等，所述的Co1和Co2的工作电压相等；Co3和Co4为无极性电容，Co3和Co4分别与Co1和Co2并联。

所述为输入端的直流电压经过所述逆变电路逆变成高频的交流方波电压，所述Q1和Q4为一对导通管，Q1和Q4同时导通或Q1和Q4同时关断；Q2和Q3为另一对导通管，Q2和Q3同时导通或Q2和Q3同时关断；同一桥臂的两个IGBT管不能同时导通，每一对导通管的占空比在输入电压最低时不大于95%。

本发明的原理：一种全桥拓扑组合软开关直流变换器，输入的直流电源经过输入滤波电路供给全桥逆变电路，由Q1、Q2、Q3和Q4四个开关管组成的桥式逆变电路将直流电逆变成高频的交流方波电压，再经过高频变压器变压后整流滤波，最后输出稳定的直流电压；设计开关管缓冲电路，使得开关管关断时集电极电压缓慢上升，减少开关损耗；能抑制了漏感尖峰，防止二次击穿，可以选择较低耐压值的开关管，降低了成本，提高了变换器的可靠性；串联谐振电路的谐振频率等于开关频率，使得逆变之后的电压为准正弦波交流电压。

本发明的有益效果：本发明全桥组合软开关直流变换器采用RCD缓冲电路和串联谐振电路的组合软开关技术，真正减小了开关损耗，且能有效解决全桥直流变换器的偏磁问题，占空比丢失低。该实施方案不需外加辅助开关，电路结构简单，实现简单。开关管的工作频率恒定，因为是恒频方式控制，所以软开关的实现条件不依耐输入电压和输出电流等外部条件，有利于高频变压器实现高功率密度和高效率。简化了功率变压器、输入和输出滤波器的设计。

附图说明

图1是本发明电路结构简图。

图2是本发明实施例的IGBT（Q1）两端无RCD缓冲电路时集电极和发射极之间的电压和流过Q1的电流波形示意图。

图3是本发明实施例的IGBT（Q1）两端并联RCD缓冲电路时集电极和发射极之间的电压波形示意图。

图4是本发明实施例的全桥组合软开关直流变换器的主要波形示意图。

图5是本发明实施例的全桥组合软开关直流变换器各开关模态1[t′₀，t′₁]等效电路结构示意图。

图6是本发明实施例的全桥组合软开关直流变换器各开关模态2[t′₁，t′₂]等效电路结构示意图。

图7是本发明实施例的全桥组合软开关直流变换器各开关模态3[t′₂，t′₃]等效电路结构示意图。

图8是本发明实施例的全桥组合软开关直流变换器各开关模态4[t′₃，t′₄]等效电路结构示意图。

图9是本发明实施例的全桥组合软开关直流变换器的不同开关模态的统一等效电路图。

图中：1逆变电路，2串联谐振电路，3高频变压器，4输出整流电路，5输出滤波电路。

具体实施方式

如图1所示为本发明实施例的电路结构简图。本发明包括逆变电路（1）、串联谐振电路（2）、高频变压器（3）、输出整流电路（4）、输出滤波电路（5）。

如图2所示为本发明实施例的IGBT（Q1）两端无RCD缓冲电路I时集电极和发射极之间的电压和流过Q1的电流波形示意图。当Q1开通期间，Q4开通，Q2和Q3关断，Q1两端的电压为0V；t₁时刻，Q1和Q4关断，此时储存在所述高频变压器励磁电感中的能量释放，电感两端电压极性反向，使Q1的集电极电压迅速上升到所述输入电压V_in，由于所述高频变压器存在漏感，漏感中的能量也释放，所以Q1集电极产生漏感尖峰电压V_L，所述漏感尖峰电压V_L大于所述电压V_in，然后电压又在关断时间t_f结束时下降到在Q1关断瞬间到关断结束的t_f时间内，流过Q1的电流从最初峰值电流I_p下降到0A；t₁～t₂：Q1和Q4关断，Q2和Q3仍然处于关断状态，Q1两端的电压为流过Q1的电流为0A；t₂时刻，Q2和Q3开通，Q1两端的电压上升到V_in；t₂～t₃：Q1和Q4保持关断，Q2和Q3保持开通，Q1两端的电压为V_in，流过Q1的电流为0A；t₃时刻，Q2和Q3关断，在Q2和Q3上产生漏感尖峰V_L，Q1两端的电压为V_l，V_l＝V_in-V_L（<0）；t₃～t₄：Q1和Q4保持关断，Q2和Q3处于关断状态，Q1两端的电压为流过Q1的电流仍为0A；t₄时刻，Q1和Q4开通，Q1两端的电压为0V，由于所述高频变压器电感和谐振电感的存在，使得流过Q1的电流缓慢上升到I_in；t₄～t₅：Q1和Q4保持开通，Q1两端的电压为0V，流过Q1的电流从I_in上升到I_p。

为了抑制漏感尖峰电压V_L，减小所述开关管IGBT关断时的重叠损耗，防止所述开关管IGBT关断瞬间在其集电极和发射极之间产生很高的电压尖峰，在开关管IGBT两端设计所述RCD缓冲电路。

如图3所示为本发明实施例IGBT（Q1）两端并联RCD缓冲电路I时集电极和发射极之间的电压波形示意图。在t₁时刻，Q1关断（即Q1和Q4关断），由于一部分电流通过二极管D1给C1充电，使得在Q1的关断时间t_f内，Q1两端的电压不会瞬间上升到V_L，而是缓慢上升到小于V_L的电压V_p，当Q1完全关断后，C1两端的电压通过电阻R1放电到t₂时刻；在t₂时刻，Q1两端的电压缓慢上升到V_in；t₃时刻，Q2和Q3关断，Q1两端的电压缓慢下降，当Q2和Q3完全关断后，Q1两端的电压又缓慢上升；t₄时刻，Q1和Q4开通，Q1两端的缓慢下降到0V。

假设最初的峰值电流I_p流过C1的电流为I_p/2，流过逐渐关断的Q1的电流为I_p/2。设计合适的电容C1，使得两端的电压在Q1的关断时间t_f内上升到2V_dc。则C1和R1的表达式推导如下：

(1)输入功率为P_in，输出额定功率P_o,变换器的效率为η；

(2)V_in的最小电压为V_in(min)，开关管的占空比为D，开关周期为T；

如图2所示，流过Q1的电流脉冲是一个宽度为

的梯形斜波，将梯形斜波的电流等效为同样脉宽的平顶电流，其电流平均值为

$P_{\mathrm{in}}=\frac{P_o}{\mathrm{\&eta;}}=V_{\mathrm{in}\left(\min \right)}*\frac{D*I_p}{2}$ （式1）

$\&DoubleRightArrow;I_p=\frac{2*P_o}{D*\mathrm{\&eta;}*V_{\mathrm{in}\left(\min \right)}}$ （式2）

由电容元件的电压电流关系（VCR）得：

$C1=\frac{I_p}{2}*\frac{t_f}{2*V_{\mathrm{in}}}$ （式3）

式2带入式3得

$C1=\frac{2*P_o}{2*D*\mathrm{\&eta;}*V_{\mathrm{in}\left(\min \right)}}*\frac{t_f}{2*V_{\mathrm{in}}}$

$\&DoubleRightArrow;C1=\frac{P_o*t_f}{2*D*\mathrm{\&eta;}*V_{\mathrm{in}\left(\min \right)}*V_{\mathrm{in}}}$ （式4）

由于在Q1下一次关断的开始时刻，C1两端应保证没有电压，因此图3中，在t₁+t_f时刻到t₅时刻之间的时间内，C1必须放电完成。当Q1在t₄时刻开始导通时，C1通过Q1和R1构成放电回路。R1应使C1在1/10的最小导通时间t_on(min)（t₄至t₅）内放电至所充电荷的5%以下。得到C1和R1的关系为：

$3*R1*C1=\frac{t_{\mathrm{on}\left(\min \right)}}{10}$ （式5）

$\&DoubleRightArrow;R1=\frac{t_{\mathrm{on}\left(\min \right)}}{30*C1}$

$\&DoubleRightArrow;R1=\frac{0.067*D*\mathrm{\&eta;}*V_{\mathrm{in}\left(\min \right)}*V_{\mathrm{in}}*t_{\mathrm{on}\left(\min \right)}}{P_o*t_f}$ （式6）

C1=C2=C3=C4;R1=R2=R3=R4。

如图4所示为本发明实施例的全桥拓扑直流变换器的时序和主要波形示意图。图4从上至下的波形分别为：全桥逆变电路中开关管Q1、Q4的驱动电压V_GS(Q1，Q4)的波形；全桥逆变电路中开关管Q2、Q3的驱动电压V_GS（Q2,Q3）的波形；全桥逆变电路逆变后的电压V_AB的波形；高频变压器T原边的电压V_T的波形；流过谐振电感Lg的电流

的波形；谐振电容Cg两端的电压v_Cg的波形。

本发明实施例的全桥拓扑直流变换器的开关频率为f，串联谐振电路谐振频率为f_g。当f_g＝f时，由图5可知，全桥拓扑直流变换器在一个开关周期内有可分为4种开关模式，分别是[t′₀，t′₁]、[t′₁，t′₂]、[t′₂，t′₃]、[t′₃，t′₄]。以下简要介绍各种工作模态的工作原理。

开关模态1[t′₀，t′₁]如图5所示：

由于开关频率f＝f_g和死区时间短，在t′₀时刻之前的死区时间内，谐振电感电流i_Lg很小,流过二极管D22、D33，谐振电容电压为负。在t′₀时刻，Q1、Q4开通，D22、D33立即截止，存在很小的反向恢复电流，此电流流过Q1、Q4，在Q1、Q4中产生很小的开通电流尖峰，Q1、Q4的开通损耗很小，因此Q1、Q4是软开通。在[t′₀，t′₁]模态期间，谐振电感电流i_Lg和谐振电容电压v_Cg近似正弦波变化，在t′₁时刻，谐振电感电流i_Lg＝0，谐振电容电压最大，Q1、Q4关断，Q1、Q4的寄生二极管D11、D44将Q1、Q4两端的电压箝在零位，Q1、Q4零电压/零电流关断。

开关模态2[t′₁，t′₂]如图6所示：

在此开关模态中，i_Lg反方向流动，Q1、Q4的寄生二极管D11、D44导通，谐振电容Cg开始放电，但由于开关模态2时间很短，所以i_Lg方向的增加量小。

开关模态3[t′₂，t′₃]如图7所示：

由于开关频率f＝f_g和死区时间短，在t′₂时刻之前的死区时间内，谐振电感电流i_Lg很小,流过二极管D11、D44，谐振电容电压为正。在t′₂时刻，Q2、Q3开通，D11、D44立即截止，存在很小的反向恢复电流，此电流流过Q2、Q3，在Q2、Q3中产生很小的开通电流尖峰，Q2、Q3的开通损耗很小，因此Q2、Q3是软开通。在[t′₂，t′₃]模态期间，谐振电感电流i_Lg和谐振电容电压v_Cg近似正弦波变化，在t′₃时刻，谐振电感电流i_Lg＝0，谐振电容电压最大，Q2、Q3关断，Q2、Q3的寄生二极管D22、D33将Q2、Q3两端的电压箝在零位，Q2、Q3零电压/零电流关断。

开关模态4[t′₃，t′₄]如图8所示：

在此开关模态中，i_Lg反方向流动，Q2、Q3的寄生二极管D22、D33导通，谐振电容Cg开始放电，但由于开关模态4时间很短，所以i_Lg方向的增加量小。

有以上分析可知，选择合适的谐振电感和谐振电容使谐振电容使得谐振频率等于开关频率，开关管Q1、Q2、Q3和Q4很容易实现ZCS开通和ZCS/ZVS关断。由于高频变压器漏感Lt的存在，谐振电感量等于谐振电感Lg和变压器漏感Lt之和。以下推导谐振电感Lg和谐振电容Cg的表达式。

如图5所示，谐振电容Cg两端的充电电压v_Cg使高频变压器T的初级平顶脉冲电压V_T有所下降，使变压器次级电压降低，获得同样输出电压所需的开关管导通时间延长，一般希望初级脉冲电压尽可能保持平波。设计平顶脉冲电压允许的下降量为10%。谐振电容Cg公式推导如下：

(1)开关管在一个周期内的开通时间为t_on；

(2)输入直流电流为I_in；

$P_{\mathrm{in}}=\frac{P_o}{\mathrm{\&eta;}}=V_{\mathrm{in}}*D*I_{\mathrm{in}}$

$\&DoubleRightArrow;I_{\mathrm{in}}=\frac{P_o}{\mathrm{\&eta;}*D*V_{\mathrm{in}}}$ （式7）

$\mathrm{Cg}=I_{\mathrm{in}}*\frac{\frac{D*T}{2}}{0.1*V_{\mathrm{in}}}$

$\&DoubleRightArrow;\mathrm{Cg}=\frac{2*D*T*I_{\mathrm{in}}}{V_{\mathrm{in}}}$ （式8）

如图9所示为是本发明实施例的全桥拓扑直流变换器的不同开关模态的统一等效电路图。

由谐振电路原理得：

$f_g=\frac{1}{2*\mathrm{\&pi;}*\sqrt{\mathrm{Cg}*(\mathrm{Lg}+\mathrm{Lt})}}$ （式9）

f_g＝f带入上式得

$\mathrm{Lg}=\frac{1}{40*\mathrm{Cg}*f^2}-\mathrm{Lt}$ （式10）

本发明实施例的具体参数如下：设定开关频率为20KHz，输入电压是蓄电池提供的DC240V，输出电压DC600V，输出电流16.7A；输入滤波电容Cia为1000uF/450V，Cib为0.22uF/400V；全桥逆变电路的开关管Q1、Q2、Q3和Q4选用SKM100GB12V，电容C1、C2、C3和C4为3300uF/2500V，吸收电阻R1、R2、R3和R4为680Ω/10W水泥电阻，二极管D1、D2、D3和D4选用肖特基二极管IN5408；谐振电容Cg为40uF/800V.DC60A的MKP-C电容，谐振电感Lg为1.5uH；高频变压器原边的匝数为14匝，副边的匝数为51匝，铁芯选用EE型铁芯EE110/56/36，材料为铁氧体；整流二极管D5、D6、D7和D8选用快速回复二极管DSEI 2X101；输出滤波电感L为2.5mH，输出滤波电容Co1、Co2为1000uF/450V，Co3、Co4为0.22uF/400V；Ro1、Ro2为680K的膜电阻。

综上所述，本发明实施例的一种全桥拓扑组合软开关直流变换器，通过设计开关管缓冲电路，使得开关管关断时集电极电压缓慢上升，减少开关损耗；能抑制了漏感尖峰，防止二次击穿，可以选择较低耐压值的开关管，降低了成本，提高了变换器的可靠性。串联谐振电路的谐振频率等于开关频率，因为是恒频方式控制，所以软开关的实现条件不依耐输入电压和输出电流等外部条件，有利于高频变压器实现高功率密度和高效率。简化了功率变压器、输入和输出滤波器的设计和优化。

以上所述，仅为本发明较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，根据本发明的技术方案及其发明构思加以等同替换或改变，都应涵盖在本发明的保护范围之内。

Claims (7)

1.一种全桥组合软开关直流变换器，包括逆变电路（1）、串联谐振电路（2）、高频变压器（3）、输出整流电路（4）、输出滤波电路（5）；所述逆变电路（1）包括4个IGBT管Q1、Q2、Q3和Q4，4个IGBT管的寄生二极管D11、D22、D33和D44；

其特征在于：Q1和Q3的公共端与高频变压器的初级绕组的一端之间有串联谐振电路（2），Q2和Q4的公共端与高频变压器初级绕组的另一端连接，Q1两端并联RCD缓冲电路I，Q2两端并联RCD缓冲电路II，Q3两端并联RCD缓冲电路III，Q4两端并联RCD缓冲电路IV；高频变压器（3）输出端连接输出整流电路（4），输出整流电路（4）连接输出滤波电路（5）。

2.根据权利要求1所述的一种全桥组合软开关直流变换器，其特征在于：RCD缓冲电路I由C1、D1和R1组成，C1与D1串联后与Q1并联，所述D1上并联有R1；RCD缓冲电路II由C2、D2和R2组成，C2与D2串联后与Q2并联，所述D2上并联有R2；RCD缓冲电路III由C3、D3和R3组成，C3与D3串联后与Q3并联，所述D3上并联有R3；RCD缓冲电路IV由C4、D4和R4组成，C4与D4串联后与Q4并联，所述D4上并联有R4。

3.根据权利要求1所述的一种全桥组合软开关直流变换器，其特征在于：串联谐振电路（2）由谐振电感Lg和谐振电容Cg串联构成。

4.根据权利要求1所述的一种全桥组合软开关直流变换器，其特征在于：高频变压器（3）的次级绕组的一端与整流二极管D5和D7的公共端连接，另一端与整流二极管D6和D8的公共端连接。

5.根据权利要求1所述的一种全桥组合软开关直流变换器，其特征在于：所述输出整流电路（4）包括4个快恢复二极管D5、D6、D7和D8，D5两端并联RC缓冲电路I，D6两端并联RC缓冲电路II，D7两端并联RC缓冲电路III，D8两端并联RC缓冲电路IV；所述RC缓冲电路I由R5及C5串联构成，RC缓冲电路II由R6及C6串联构成，RC缓冲电路III由R7及C7串联构成，RC缓冲电路IV由R8及C8串联构成。

6.根据权利要求1所述的一种全桥组合软开关直流变换器，其特征在于：所述输出滤波电路（5）包括电感L和电解电容Co1和Co2，Co1与Co2的电容值相等，电阻Ro1和Ro2分别与Co1和Co2并联，电阻Ro1和Ro2的阻值相等，所述的Co1和Co2的工作电压相等；Co3和Co4为无极性电容，Co3和Co4分别与Co1和Co2并联。

7.根据权利要求1所述的一种全桥组合软开关直流变换器，其特征在于：所述为输入端的直流电压经过所述逆变电路（1）逆变成高频的交流方波电压，所述Q1和Q4为一对导通管，Q1和Q4同时导通或Q1和Q4同时关断；Q2和Q3为另一对导通管，Q2和Q3同时导通或Q2和Q3同时关断；同一桥臂的两个IGBT管不能同时导通，每一对导通管的占空比在输入电压最低时不大于95%

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