CN108667303A - 一种基于负载电流的移相全桥变换器变频控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于负载电流的移相全桥变换器变频控制方法，根据ADC采样得到的负载电流大小，调节开关管开关频率，从而改变等效谐振电感值。当负载电流I_o大于高位临界值I_oB，设置开关频率f_s至低频值f_smin；当负载电流I_o小于低位临界值I_oS，设置开关频率f_s至高频值f_smax，当I_oS<I_o<I_oB,则保持频率不变。本发明方法可以增大滞后桥臂实现零电压开通(ZVS)的负载范围，且限制了占空比丢失，拓宽了移相全桥变换器调压范围，提升了变换器效率。且无需增加任何附加器件，结构简单，实现方法方便。

Description

一种基于负载电流的移相全桥变换器变频控制方法

技术领域

本发明涉及开关电源的技术领域，尤其是指一种基于负载电流的移相全桥变换器变频控制方法。

背景技术

开关电源的软开关技术有效提升了电源的开关频率和效率。其中，移相全桥变换器充分利用了自身的寄生参数，实现了功率开关管的零电压开通(ZVS)，降低开关损耗，提升了效率，在中大功率场合中被广泛运用。

但移相全桥变换器也存在明显的缺点：由于初级电感的存在，在次级整流二极管换流过程中同时导通，造成变压器次级短路，原边能量无法传输到副边，出现占空比丢失现象，占空比丢失的表达式为：

其中，ΔD为占空比丢失，f_s为开关频率，I_o为负载电流。

由上式易得，谐振电感值、开关频率及负载电流越大，占空比丢失越大。

另一方面，滞后桥臂完全依赖原边谐振电感储能实现零电压开通(ZVS)，即：

其中，L_e为原边等效电感值，I_p为原边电流值。

谐振电感及负载电流越大，越容易实现ZVS。而传统移相全桥变换器谐振电感值恒定，在参数设计时要协调占空比丢失与软开关的实现。重载时，占空比丢失严重；轻载时，滞后桥臂难以实现软开关。从而造成调压范围变窄，效率降低。

发明内容

本发明的目的在于克服现有技术的缺点与不足，提出了一种基于负载电流的移相全桥变换器变频控制方法，根据负载电流调节开关频率，进而调节等效谐振电感值。能有效减小重载时占空比丢失，且轻载时滞后桥臂更容易实现零电压开通(ZVS)，拓宽调压范围，提升效率。

为实现上述目的，本发明所提供的技术方案为：一种基于负载电流的移相全桥变换器变频控制方法，所述移相全桥变换器由全桥逆变电路、LC串联结构、变压器、全波整流电路、LC输出滤波电路以及外围控制电路组成；所述LC串联结构由谐振电感L_r和谐振电容C_r构成，所述全桥逆变电路的输出端A与谐振电感L_r相连，所述谐振电感L_r与谐振电容C_r相连，所述谐振电容C_r与变压器原边一端相连，所述变压器原边另一端与全桥逆变电路的输出端B相连，所述变压器副边与全波整流电路相连，所述全波整流电路与LC输出滤波电路相连；所述外围控制电路由霍尔传感器、信号调理电路、数字控制器及驱动模块组成，所述霍尔传感器与移相全桥变换器输出相连，霍尔传感器输出端连接有采样电阻R_s，所述采样电阻R_s正端与信号调理电路相连，移相全桥变换器输出的正端与信号调理电路相连，信号调理电路的两个输出端与数字控制器的ADC模块相连，所述数字控制器的PWM模块与驱动电路相连，所述驱动电路分别与全桥逆变电路的四个开关管T_r1、T_r2、T_r3、T_r4相连；

所述控制方法是利用霍尔传感器采集移相全桥变换器的负载电流I_o，并通过采样电阻R_s转换成电压量后传输到数字控制器，而后所述数字控制器通过以下方法调节全桥逆变电路的四个开关管T_r1、T_r2、T_r3、T_r4的开关频率大小：若负载电流I_o大于设定的大负载区域下限电流值I_oB，则设置开关频率为低位频率f_smin，若负载电流I_o小于设定的小负载区域上限电流值I_oS，则设置开关频率为高位频率f_smax，且f_smax＞f_smin，I_oB＞I_oS，若负载电流I_oS<I_o<I_oB，则保持开关频率不变，从而达到根据负载电流调整等效谐振电感值的目的。

所述谐振电感L_r及谐振电容C_r参数设计如下：

其中，L_r为原边谐振电感值，C_r为原边谐振电容值，f_smax为高位频率，f_smin为低位频率，L_e1为高位频率f_smax对应的等效电感值、L_e2为低位频率f_smin对应的等效电感值；

f_smax、f_smin、L_e1、L_e2取值范围如下：

为保证负载最小时，移相全桥变换器的滞后桥臂开关管仍能实现零电压开通，即ZVS，由滞后桥臂实现零电压开通的条件：

其中，W_L为原边电感储存的磁能，I_min为最小负载电流，I_pmin为最小负载电流对应的原边电流，C_n为开关管结电容值，E为输入电压，n为变压器匝比；同理，可得L_e2的取值范围：

其中，I_oB为大负载区域下限电流值；

为保证负载电流最大时，仍能限制占空比丢失小于ΔD_max：

其中，ΔD_max为最大占空比丢失，I_oS为小负载区域上限电流值；同理，可得f_smin的取值范围：

其中，I_max为最大负载电流。

本发明与现有技术相比，具有如下优点与有益效果：

1、减小重载时占空比丢失。

2、保证轻载时滞后桥臂实现零电压开通(ZVS)。

3、提升变换器效率，拓宽移相全桥变换器调压范围。

附图说明

图1为移相全桥变换器的电路示意图。

图2为LC串联结构等效谐振电感值与开关频率关系图。

图3为调频控制示意图。

图4a、图4b分别为应用本发明控制策略的移相全桥变换器在轻载及重载时占空比丢失仿真图。

图5a、图5b分别为应用本发明控制策略的移相全桥变换器在轻载及重载时滞后桥臂软开关实现情况仿真图。

图6a、图6b分别为传统移相全桥变换器在轻载及重载时占空比丢失仿真图。

图7a、图7b分别为传统移相全桥变换器在轻载及重载时滞后桥臂软开关实现情况仿真图。

具体实施方式

下面结合具体实施例对本发明作进一步说明。

如图1所示，本实施例所述的移相全桥变换器由全桥逆变电路、LC串联结构、变压器、全波整流电路、LC输出滤波电路以及外围控制电路组成；所述LC串联结构由谐振电感L_r和谐振电容C_r构成，所述全桥逆变电路的输出端A与谐振电感L_r相连，所述谐振电感L_r与谐振电容C_r相连，所述谐振电容C_r与变压器原边一端相连，所述变压器原边另一端与全桥逆变电路的输出端B相连，所述变压器副边与全波整流电路相连，所述全波整流电路与LC输出滤波电路相连；所述外围控制电路由霍尔传感器、信号调理电路、数字控制器及驱动模块组成，所述霍尔传感器与移相全桥变换器输出相连，霍尔传感器输出端连接有采样电阻R_s，所述采样电阻R_s正端与信号调理电路相连，移相全桥变换器输出的正端与信号调理电路相连，信号调理电路的两个输出端与数字控制器的ADC模块相连，所述数字控制器的PWM模块与驱动电路相连，所述驱动电路分别与全桥逆变电路的四个开关管T_r1、T_r2、T_r3、T_r4相连。

以下为本实施例上述移相全桥变换器的变频控制方法，该方法是利用霍尔传感器采集移相全桥变换器的负载电流I_o，并通过采样电阻R_s转换成电压量后传输到数字控制器，而后所述数字控制器通过以下方法调节全桥逆变电路的四个开关管T_r1、T_r2、T_r3、T_r4的开关频率大小：若负载电流I_o大于设定的大负载区域下限电流值I_oB，则设置开关频率为低位频率f_smin，若负载电流I_o小于设定的小负载区域上限电流值I_oS，则设置开关频率为高位频率f_smax，且f_smax＞f_smin，I_oB＞I_oS，若负载电流I_oS<I_o<I_oB，则保持开关频率不变，如图3所示，从而达到根据负载电流调整等效谐振电感值的目的。图2为此LC串联结构等效电感值与开关频率的关系图。

所述谐振电感L_r及谐振电容C_r参数设计如下：

其中，L_r为原边谐振电感值，C_r为原边谐振电容值，f_smax为高位频率，f_smin为低位频率,L_e1为高位频率f_smax对应的等效电感值、L_e2为低位频率f_smin对应的等效电感值。

所述f_smax、f_smin、L_e1、L_e2取值范围如下：

为保证负载最小时，变换器滞后桥臂开关管仍能实现ZVS，由滞后桥臂实现零电压开通(ZVS)的条件：

其中，W_L为原边电感储存的磁能，I_min为最小负载电流，I_pmin为最小负载电流对应的原边电流，C_n为开关管结电容值，E为输入电压，n为变压器匝比。同理可得L_e2的取值范围：

其中，I_oB为大负载区域下限电流值。

为保证负载电流最大时，仍能限制占空比丢失小于ΔD_max：

其中，ΔD_max为最大占空比丢失，I_oS为小负载区域上限电流值。同理可得f_smin的取值范围：

其中，I_max为最大负载电流。

以上参数在取值范围内考虑一定裕量决定最终数值。

如图4a、图4b所示，为应用本发明控制方法的移相全桥变换器在轻载及重载时占空比丢失仿真图，显然，此时变换器在重载及轻载时占空比丢失都不明显，图6a、图6b为传统移相全桥变换器在轻载及重载时占空比丢失仿真图，此时，变换器在重载时，占空比丢失明显；另一方面，图5a及图5b为应用本发明控制方法的移相全桥变换器在轻载及重载时滞后桥臂软开关实现情况仿真图，显然，变换器的滞后桥臂在重载及轻载情况下都实现了零电压开通(ZVS)，而图7a及图7b为传统移相全桥变换器在轻载及重载时滞后桥臂软开关实现情况仿真图，显然变换器在轻载时滞后桥臂无法实现ZVS。

综上所述，本发明针对移相全桥变换器原边电感值影响占空比丢失及滞后桥臂零电压开通(ZVS)的特点，利用全桥变换器拓扑原边隔直电容与电感形成的LC串联结构等效电感值随开关频率变化而变化的特点，根据ADC采样得到的负载电流大小，调节开关管开关频率，从而改变等效谐振电感值。这相比现有技术，本发明策略可以增大滞后桥臂实现零电压开通(ZVS)的负载范围，且限制了占空比丢失，拓宽了移相全桥变换器调压范围，提升了变换器效率，且无需增加任何附加器件，结构简单，实现方法方便，具有实际应用价值，值得推广。

以上所述实施例只为本发明之较佳实施例，并非以此限制本发明的实施范围，故凡依本发明之形状、原理所作的变化，均应涵盖在本发明的保护范围内。

Claims (2)

1.一种基于负载电流的移相全桥变换器变频控制方法，所述移相全桥变换器由全桥逆变电路、LC串联结构、变压器、全波整流电路、LC输出滤波电路以及外围控制电路组成；所述LC串联结构由谐振电感L_r和谐振电容C_r构成，所述全桥逆变电路的输出端A与谐振电感L_r相连，所述谐振电感L_r与谐振电容C_r相连，所述谐振电容C_r与变压器原边一端相连，所述变压器原边另一端与全桥逆变电路的输出端B相连，所述变压器副边与全波整流电路相连，所述全波整流电路与LC输出滤波电路相连；所述外围控制电路由霍尔传感器、信号调理电路、数字控制器及驱动模块组成，所述霍尔传感器与移相全桥变换器输出相连，霍尔传感器输出端连接有采样电阻R_s，所述采样电阻R_s正端与信号调理电路相连，移相全桥变换器输出的正端与信号调理电路相连，信号调理电路的两个输出端与数字控制器的ADC模块相连，所述数字控制器的PWM模块与驱动电路相连，所述驱动电路分别与全桥逆变电路的四个开关管T_r1、T_r2、T_r3、T_r4相连；其特征在于：所述控制方法是利用霍尔传感器采集移相全桥变换器的负载电流I_o，并通过采样电阻R_s转换成电压量后传输到数字控制器，而后所述数字控制器通过以下方法调节全桥逆变电路的四个开关管T_r1、T_r2、T_r3、T_r4的开关频率大小：若负载电流I_o大于设定的大负载区域下限电流值I_oB，则设置开关频率为低位频率f_smin，若负载电流I_o小于设定的小负载区域上限电流值I_oS，则设置开关频率为高位频率f_smax，且f_smax＞f_smin，I_oB＞I_oS，若负载电流I_oS<I_o<I_oB，则保持开关频率不变，从而达到根据负载电流调整等效谐振电感值的目的。

2.根据权利要求1所述的一种基于负载电流的移相全桥变换器变频控制方法，其特征在于，所述谐振电感L_r及谐振电容C_r参数设计如下：

其中，L_r为原边谐振电感值，C_r为原边谐振电容值，f_smax为高位频率，f_smin为低位频率，L_e1为高位频率f_smax对应的等效电感值、L_e2为低位频率f_smin对应的等效电感值；

f_smax、f_smin、L_e1、L_e2取值范围如下：

为保证负载最小时，移相全桥变换器的滞后桥臂开关管仍能实现零电压开通，即ZVS，由滞后桥臂实现零电压开通的条件：

其中，W_L为原边电感储存的磁能，I_min为最小负载电流，I_pmin为最小负载电流对应的原边电流，C_n为开关管结电容值，E为输入电压，n为变压器匝比；同理，可得L_e2的取值范围：

其中，I_oB为大负载区域下限电流值；

为保证负载电流最大时，仍能限制占空比丢失小于ΔD_max：

其中，ΔD_max为最大占空比丢失，I_oS为小负载区域上限电流值；同理，可得f_smin的取值范围：

其中，I_max为最大负载电流。