CN107346941A - 一种负载范围扩展的软开关双向相移变换器 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种负载范围扩展的软开关双向相移变换器，其包括逆变桥、整流桥、连接于该逆变桥的输出侧与该整流桥的输入侧之间的变压器以及表示该变压器原边漏感的等效电感，该逆变桥的输入侧具有直流输入电压，该整流桥的输出侧连接有输出负载。本发明的相移变换器可以适用于轻载情况，又不影响重载情况的运行，因此扩大了本充电器的可用负载范围；本发明在优化控制与拓扑的条件下，可以实现相移变换器的线性控制输出，更有利于对充电器输出特性的控制。

Description

一种负载范围扩展的软开关双向相移变换器
技术领域
本发明有关一种基于零电压开关与零电流开关技术的相移变换器，特别是指一种用于多场合下电动汽车快速充电的系统，能实现输出线性控制以及更大输出负载范围的软开关双向相移变换器。
背景技术
目前，电动汽车行业正在迅速发展并具有广阔前景，而相应的快速充电技术则不可或缺，研发高性能的快速汽车充电桩至关重要。在各种类型的直流-直流变换器中，相移变换器具有损耗小、功率密度大、频率固定、易于控制等优点，因此常被用作电动汽车充电器的基本拓扑结构。然而由于相移变换器拓扑本身的局限性，在轻载情况下其输出效率较低，甚至影响变换器稳定性，而且并不能具备线性输出控制能力。
中国专利CN104333229A公布了一种移相全桥开关变换器，针对现有技术存在的缺陷提供一种能够提高功率半导体开关器件可靠性的移相全桥开关变换器，超前桥臂及其隔离驱动电路与高频变压器之间增设谐振变压器电路及谐振变压器控制器，在输出滤波电路输出地端与相移控制电路之间增设输出电流采样电路。
然而包括上述发明在内，目前社会与学术界关于相移变换器的研究中，并没有解决轻载情况相移变换器效率变低的问题，而且无法实现输出线性控制。
发明内容
有鉴于此，本发明的主要目的在于提供一种能实现输出线性控制以及更大输出负载范围的软开关双向相移变换器，可改变个开关管控制方式，使此相移变换器既适用于轻载情况，又不影响重载情况的运行。
为达到上述目的，本发明公开了一种负载范围扩展的软开关双向相移变换器，其包括逆变桥、整流桥、连接于该逆变桥的输出侧与该整流桥的输入侧之间的变压器以及表示该变压器原边漏感的等效电感，该逆变桥的输入侧具有直流输入电压，该整流桥的输出侧连接有输出负载。
所述逆变桥包括实现零电流开关的超前桥臂以及实现零电压开关的滞后桥臂。
该超前桥臂包括相互并联的逆变侧MOSFET开关管Q1和与该逆变侧MOSFET开关管Q1分别对应的反并联二极管D1与杂散电容C1，以及相互并联的逆变侧MOSFET开关管Q2和与该逆变侧MOSFET开关管Q2分别对应的反并联二极管D2与杂散电容C2；该滞后桥臂包括相互并联的逆变侧MOSFET开关管Q3和与该逆变侧MOSFET开关管Q3分别对应的反并联二极管D3与杂散电容C3，以及相互并联的逆变侧MOSFET开关管Q4和与该逆变侧MOSFET开关管Q4分别对应的反并联二极管D4与杂散电容C4。
所述逆变侧MOSFET开关管Q1的漏极连接反并联二极管D1的阳极及杂散电容C1的一端，逆变侧MOSFET开关管Q1的源极连接反并联二极管D1的阴极及杂散电容C1的另一端；该逆变侧MOSFET开关管Q2的漏极连接反并联二极管D2的阳极及杂散电容C2的一端，逆变侧MOSFET开关管Q2的源极连接反并联二极管D2的阴极及杂散电容C2的另一端；所述逆变侧MOSFET开关管Q1的漏极连接逆变侧MOSFET开关管Q2的源极；
所述逆变侧MOSFET开关管Q3的漏极连接反并联二极管D3的阳极及杂散电容C3的一端，逆变侧MOSFET开关管Q3的源极连接反并联二极管D3的阴极及杂散电容C3的另一端；该逆变侧MOSFET开关管Q4的漏极连接反并联二极管D4的阳极及杂散电容C4的一端，逆变侧MOSFET开关管Q4的源极连接反并联二极管D4的阴极及杂散电容C4的另一端；逆变侧MOSFET开关管Q3的漏极连接逆变侧MOSFET开关管Q4的源极。
所述直流输入电压的正极连接逆变侧MOSFET开关管Q1与Q3的源极；所述直流输入电压的负极连接逆变侧MOSFET开关管Q2与Q4的漏极。
所述逆变桥还包括位于逆变桥输入侧并与所述直流输入电压并联的输入滤波电容，该直流输入电压的正极与该输入滤波电容的正极相连，该直流输入电压的负极与该输入滤波电容的负极相连。
所述整流桥包括相互并联的整流侧MOSFET开关管M1和与该整流侧MOSFET开关管M1分别对应的反并联二极管Dm1与杂散电容Cm1、相互并联的整流侧MOSFET开关管M2和与该整流侧MOSFET开关管M2分别对应的反并联二极管Dm2与杂散电容Cm2、相互并联的整流侧MOSFET开关管M3和与该整流侧MOSFET开关管M3分别对应的反并联二极管Dm3与杂散电容Cm3、以及相互并联的整流侧MOSFET开关管M4和与该整流侧MOSFET开关管M4分别对应的反并联二极管Dm4与杂散电容Cm4。
所述等效电感一端与超前桥臂的逆变侧MOSFET开关管Q1漏极相连，另一端与变压器的原边的一端连接，变压器原边的另一端与滞后桥臂的逆变侧MOSFET开关管Q3的漏极相连；变压器与原边等效电感相连一端的副边同名端与整流侧MOSFET开关管M1的漏极相连，并连接整流侧MOSFET开关管M2的源极、反并联二极管Dm1的阳极、反并联二极管Dm2的阴极、杂散电容Cm1、Cm2的一端；变压器与原边等效电感不相连一端的副边同名端与整流侧MOSFET开关管M3的漏极相连，并连接整流侧MOSFET开关管M4的源极、反并联二极管Dm3的阳极、反并联二极管Dm4的阴极、杂散电容Cm3、Cm4的一端；反并联二极管Dm1的阴极与反并联二极管Dm3的阴极相连，并连接输出负载的正极、杂散电容Cm1、Cm3的另一端；反并联二极管Dm2的阳极与反并联二极管Dm4的阳极相连，并连接输出负载的负极、杂散电容Cm2、Cm4的另一端。
所述整流桥还包括位于输出侧的输出滤波电容，所述反并联二极管Dm1的阴极与反并联二极管Dm3的阴极连接该输出滤波电容的正极，该输出滤波电容的正极连接所述输出负载的正极，所述反并联二极管Dm2的阳极与反并联二极管Dm4的阳极连接该输出滤波电容的负极，该输出滤波电容的负极连接所述输出负载的负极。
本发明的基于零电压开关与零电流开关的应用于电动汽车快速充点的相移变换器系统，在经典拓扑基础上加以优化，并改变各开关管控制方式，使此相移变换器可以适用于轻载情况，又不影响重载情况的运行，因此扩大了本充电器的可用负载范围。本发明在优化控制与拓扑的条件下，可以实现相移变换器的线性控制输出，更有利于对充电器输出特性的控制。
附图说明
图1为本发明基于零电压零电流开关技术的相移变换器的拓扑结构图；
图2为本发明电路中各个开关管的控制时序示意图；
图3为本发明功率传输阶段的等效电路图；
图4为本发明改进后相移变换器的直流特性示意图；
图5为本发明改进后输出线性电压控制与传统输出非线性电压控制的比较示意图；
图6为本发明边际零电流开关下的最大负载电流示意图；
图7为本发明续流阶段的等效电路图；
图8为本发明扩大了输出负载范围的示意图；
图9为本发明功率转换效率比较示意图。
具体实施方式
为便于对本发明的结构及实现的效果有进一步的了解，现结合附图并举较佳实施例详细说明如下。
图1为本发明基于零电压电流开关技术的相移变换器的拓扑结构示意图，为电动汽车充电器的核心部件。如图1所示，本发明的拓扑结构基于传统的直流-直流相移变换器，而在输出二极管整流桥一侧改为使用具有反向二极管的开关管来控制。本发明的双向相移变换器包括逆变桥与整流桥，该逆变桥的输出侧与该整流桥的输入侧之间连接有变压器T，表示变压器T原边漏感的等效电感Llk(图中未示出)，该变压器T的变比为N1：N2，该逆变桥的输入侧具有直流输入电压Vin，该整流桥的输出侧连接有输出负载RL。
该逆变桥包括实现零电流开关的超前桥臂，即左臂，以及实现零电压开关的滞后桥臂，即右臂，该逆变桥还可包括位于输入侧并与直流输入电压Vin并联的输入滤波电容Cin。
该超前桥臂包括相互并联的逆变侧MOSFET开关管Q1和与该逆变侧MOSFET开关管Q1分别对应的反并联二极管D1与杂散电容C1，以及相互并联的逆变侧MOSFET开关管Q2和与该逆变侧MOSFET开关管Q2分别对应的反并联二极管D2与杂散电容C2。该逆变侧MOSFET开关管Q1的漏极连接反并联二极管D1的阳极及杂散电容C1的一端，逆变侧MOSFET开关管Q1的源极连接反并联二极管D1的阴极及杂散电容C1的另一端；该逆变侧MOSFET开关管Q2的漏极连接反并联二极管D2的阳极及杂散电容C2的一端，逆变侧MOSFET开关管Q2的源极连接反并联二极管D2的阴极及杂散电容C2的另一端；逆变侧MOSFET开关管Q1的漏极连接逆变侧MOSFET开关管Q2的源极。该滞后桥臂包括相互并联的逆变侧MOSFET开关管Q3和与该逆变侧MOSFET开关管Q3分别对应的反并联二极管D3与杂散电容C3，以及相互并联的逆变侧MOSFET开关管Q4和与该逆变侧MOSFET开关管Q4分别对应的反并联二极管D4与杂散电容C4。该逆变侧MOSFET开关管Q3的漏极连接反并联二极管D3的阳极及杂散电容C3的一端，逆变侧MOSFET开关管Q3的源极连接反并联二极管D3的阴极及杂散电容C3的另一端；该逆变侧MOSFET开关管Q4的漏极连接反并联二极管D4的阳极及杂散电容C4的一端，逆变侧MOSFET开关管Q4的源极连接反并联二极管D4的阴极及杂散电容C4的另一端；逆变侧MOSFET开关管Q3的漏极连接逆变侧MOSFET开关管Q4的源极。
直流输入电压Vin的正极与输入滤波电容Cin的正极相连，并连接逆变侧MOSFET开关管Q1与Q3的源极；直流输入电压Vin的负极与输入滤波电容Cin的负极相连，并连接逆变侧MOSFET开关管Q2与Q4的漏极。
本发明中的整流桥包括相互并联的整流侧MOSFET开关管M1和与该整流侧MOSFET开关管M1分别对应的反并联二极管Dm1与杂散电容Cm1、相互并联的整流侧MOSFET开关管M2和与该整流侧MOSFET开关管M2分别对应的反并联二极管Dm2与杂散电容Cm2、相互并联的整流侧MOSFET开关管M3和与该整流侧MOSFET开关管M3分别对应的反并联二极管Dm3与杂散电容Cm3、以及相互并联的整流侧MOSFET开关管M4和与该整流侧MOSFET开关管M4分别对应的反并联二极管Dm4与杂散电容Cm4。该整流桥还可包括位于输出侧并与输出负载RL并联的输出滤波电容Cout。
等效电感Llk一端与左臂的逆变侧MOSFET开关管Q1漏极相连，另一端与变压器T的原边的一端连接，变压器T原边的另一端与右臂的逆变侧MOSFET开关管Q3的漏极相连；变压器T与原边等效电感Llk相连一端的副边同名端与整流侧MOSFET开关管M1的漏极相连，并连接整流侧MOSFET开关管M2的源极、反并联二极管Dm1的阳极、反并联二极管Dm2的阴极、杂散电容Cm1、Cm2的一端；变压器T与原边等效电感Llk不相连一端的副边同名端与整流侧MOSFET开关管M3的漏极相连，并连接整流侧MOSFET开关管M4的源极、反并联二极管Dm3的阳极、反并联二极管Dm4的阴极、杂散电容Cm3、Cm4的一端；反并联二极管Dm1的阴极与反并联二极管Dm3的阴极相连，并连接输出滤波电容Cout的正极、输出负载RL的正极、杂散电容Cm1、Cm3的另一端；反并联二极管Dm2的阳极与反并联二极管Dm4的阳极相连，并连接输出滤波电容Cout的负极、输出负载RL的负极、杂散电容Cm2、Cm4的另一端。
图2为本发明电路中各个开关管的控制时序示意图，其中VGS1～VGS4分别表示逆变侧MOSFET开关管Q1～Q4的驱动信号，VM1～VM4分别表示整流侧MOSFET开关管M1～M4的驱动信号。重载情况下此相移变换器的运行与传统相移变换器相同，在轻载情况下，如图2所示，在正半周期分为六个阶段。
在t1>t>t0阶段，整流桥所有开关管M1～M4都已经关断。在逆变桥侧，MOSFET开关管Q4导通，变压器T的原边电流为零，因此MOSFET开关管Q2实现零电流关断。这个阶段的主要意义是放置MOSFET开关管Q1与Q2出现直通短路。在t2>t>t1阶段，MOSFET开关管Q1、M1、M4都零电流导通，直流输入电压Vin加在变压器T的原边，而变压器T副边电压则被输出滤波电容Cout维持在输出电压Vout，这个阶段称为“左臂零电流转换阶段”。在t3>t>t2阶段，MOSFET开关管Q1、Q4、M1、M4维持导通状态，这是主要的功率传输阶段。在t4>t>t3阶段，MOSFET开关管Q1维持导通，但MOSFET开关管Q4关断，存储在等效电感Llk的能量开始给杂散电容C4充电同时给C3放电，反并联二极管D3继续导通直到杂散电容C3的电压将为零。此后，MOSFET开关管Q3零电压导通，MOSFET开关管M1和M4在此阶段关断，这个阶段称为“右臂零电压转换阶段”。在t5>t>t4阶段，MOSFET开关管Q1和Q3继续导通，变压器T的原边电压为零，然而存储在等效电感Llk的能量继续通过反并联二极管Dm1和Dm4传输给整流桥侧，继而传输给负载，变压器T的副边电压仍被维持在Vout，这个阶段称为“续流阶段”。在t6>t>t5阶段，MOSFET开关管Q1和Q3保持导通，但变压器T的原边电流降为零，反并联二极管Dm1和Dm2反向偏置，因此由输出滤波电容Cout和输出负载RL构成的网络被隔离出整流桥。由于输出滤波电容Cout足够大，输出电压Vout可被维持将近不变。
如图2所示，轻载情况下负半周期的工作原理和方式与正半周完全相同。
图3为本发明功率传输阶段的等效电路图。在此阶段，能量由输出侧电压传输到负载。ion(t)表示功率传输阶段变压器原边电流，ioff(t)表示续流阶段变压器原边电流,vc(t)表示等效输出滤波电容的电压，ic(t)表示等效输出滤波电容的电流，ir(t)表示等效输出负载的电流。电路等效公式如下：
解方程(1)-(4)并进行拉普拉斯变换，可得原边电流Ion(s)为：
其中s＝jω,ω＝2πf,
因此可对方程(5)做反向拉普拉斯变换而求得ion(t)：
其中
假设输出滤波电容Cout足够大，而漏感Llk较小，可得以下不等式：
4n2CoutLlkRL 2＞＞Llk 2
2n2CoutRL 2Vin＞＞LlkVin
2CoutRL＜＜1.
从而公式(6)可简化为如下形式(其中ωs表示开关角频率，ωo表示输出谐振频率，且有)：
在此阶段末(其中D为相移占空比，T为周期)原边电流的峰值为：
其中Zo表示特征阻抗，且
假设输入能量Win与输出能量Wout相等，
可得
解方程(7)和(8)，可得相移变换器的电压输入输出变比为(其中fs表示开关角频率，且有)：
为检验输出电压是否与相移占空比D成线性关系，对方程(9)关于D做微分运算，得：
由于方程(10)右侧的分母恒大于零，因此只需考证分子的正负。把分子的值赋给M：
假设M>0，则
由于(8Llkfs)2恒大于零，在1≥D≥0条件下M和也都恒大于零。因此，变换器输出电压始终随相移占空比D的增大而增大。如图4为本发明改进后相移变换器的直流特性示意图，图5所示为本发明改进后的双向相移直流-直流变换器(线性电压控制)A与经典双向相移直流-直流变换器(线性电压控制)B比较示意图，以实验与仿真两个平台分别验证了上述数学计算的正确性。
图6为本发明边际零电流开关下的最大负载电流示意图，展示了四种经典的原边电流情况。图6的(a)中变换器以左臂零电流开关的模式带动轻负载。当负载逐渐增大到边际值时，如图6的(b)所示，零电流开关依旧可以保持。但是，如果负载超过了此边际值，左臂导通状态的开关管则无法运行在零电流开关模式，如图6的(c)所示。当然如果负载足够大，变换器将进入正常的重载模式下运行，如图6的(d)所示。
图7为本发明续流阶段的等效电路图。基于此电路图，经过数学计算，左臂实现零电流开关所能承受的最大负载电流为：
右臂实现零电压开关所需的最小负载电流为：
其中Csum＝C3+C4+Cxfmr,Cxfmr表示变压器T的等效电容。
图8为本发明扩大了输出负载范围的示意图，也体现了公式(12)、(13)中的负载电流边际值。传统的相移变换器仅仅适用于重载模式，而本发明通过左右臂零电流零电压开关设计，实现了轻载情况下的稳定运行，从而扩展了相移变换器的输出负载范围，包括轻载与重载。
图9为本发明功率转换效率比较示意图。实验数据表明传统的相移变换器在轻载情况下效率很低，如图9所示24W负载下效率仅为30％左右。而本发明改进后的变换器在24W输出功率下效率可达85％。效率的提高主要缘于轻载下逆变侧开关管的零电流开关极大减小了开关损耗。
实验证明本发明改进后的相移变换器可以在轻载情况下稳定运行，输出电压也随相移占空比D而线性变化。
以上所述，仅为本发明的较佳实施例而已，并非用于限定本发明的保护范围。

Claims (10)

1.一种负载范围扩展的软开关双向相移变换器，其特征在于，其包括逆变桥、整流桥、连接于该逆变桥的输出侧与该整流桥的输入侧之间的变压器以及表示该变压器原边漏感的等效电感，该逆变桥的输入侧具有直流输入电压，该整流桥的输出侧连接有输出负载。
2.如权利要求1所述的负载范围扩展的软开关双向相移变换器，其特征在于，所述逆变桥包括实现零电流开关的超前桥臂以及实现零电压开关的滞后桥臂。
3.如权利要求2所述的负载范围扩展的软开关双向相移变换器，其特征在于，该超前桥臂包括相互并联的逆变侧MOSFET开关管Q1和与该逆变侧MOSFET开关管Q1分别对应的反并联二极管D1与杂散电容C1，以及相互并联的逆变侧MOSFET开关管Q2和与该逆变侧MOSFET开关管Q2分别对应的反并联二极管D2与杂散电容C2；该滞后桥臂包括相互并联的逆变侧MOSFET开关管Q3和与该逆变侧MOSFET开关管Q3分别对应的反并联二极管D3与杂散电容C3，以及相互并联的逆变侧MOSFET开关管Q4和与该逆变侧MOSFET开关管Q4分别对应的反并联二极管D4与杂散电容C4。
4.如权利要求3所述的负载范围扩展的软开关双向相移变换器，其特征在于，所述逆变侧MOSFET开关管Q1的漏极连接反并联二极管D1的阳极及杂散电容C1的一端，逆变侧MOSFET开关管Q1的源极连接反并联二极管D1的阴极及杂散电容C1的另一端；该逆变侧MOSFET开关管Q2的漏极连接反并联二极管D2的阳极及杂散电容C2的一端，逆变侧MOSFET开关管Q2的源极连接反并联二极管D2的阴极及杂散电容C2的另一端；所述逆变侧MOSFET开关管Q1的漏极连接逆变侧MOSFET开关管Q2的源极；
所述逆变侧MOSFET开关管Q3的漏极连接反并联二极管D3的阳极及杂散电容C3的一端，逆变侧MOSFET开关管Q3的源极连接反并联二极管D3的阴极及杂散电容C3的另一端；该逆变侧MOSFET开关管Q4的漏极连接反并联二极管D4的阳极及杂散电容C4的一端，逆变侧MOSFET开关管Q4的源极连接反并联二极管D4的阴极及杂散电容C4的另一端；逆变侧MOSFET开关管Q3的漏极连接逆变侧MOSFET开关管Q4的源极。
5.如权利要求4所述的负载范围扩展的软开关双向相移变换器，其特征在于，所述直流输入电压的正极连接逆变侧MOSFET开关管Q1与Q3的源极；所述直流输入电压的负极连接逆变侧MOSFET开关管Q2与Q4的漏极。
6.如权利要求2所述的负载范围扩展的软开关双向相移变换器，其特征在于，所述逆变桥还包括位于逆变桥输入侧并与所述直流输入电压并联的输入滤波电容，该直流输入电压的正极与该输入滤波电容的正极相连，该直流输入电压的负极与该输入滤波电容的负极相连。
7.如权利要求4所述的负载范围扩展的软开关双向相移变换器，其特征在于，所述整流桥包括相互并联的整流侧MOSFET开关管M1和与该整流侧MOSFET开关管M1分别对应的反并联二极管Dm1与杂散电容Cm1、相互并联的整流侧MOSFET开关管M2和与该整流侧MOSFET开关管M2分别对应的反并联二极管Dm2与杂散电容Cm2、相互并联的整流侧MOSFET开关管M3和与该整流侧MOSFET开关管M3分别对应的反并联二极管Dm3与杂散电容Cm3、以及相互并联的整流侧MOSFET开关管M4和与该整流侧MOSFET开关管M4分别对应的反并联二极管Dm4与杂散电容Cm4。
8.如权利要求7所述的负载范围扩展的软开关双向相移变换器，其特征在于，所述等效电感一端与超前桥臂的逆变侧MOSFET开关管Q1漏极相连，另一端与变压器的原边的一端连接，变压器原边的另一端与滞后桥臂的逆变侧MOSFET开关管Q3的漏极相连；变压器与原边等效电感相连一端的副边同名端与整流侧MOSFET开关管M1的漏极相连，并连接整流侧MOSFET开关管M2的源极、反并联二极管Dm1的阳极、反并联二极管Dm2的阴极、杂散电容Cm1、Cm2的一端；变压器与原边等效电感不相连一端的副边同名端与整流侧MOSFET开关管M3的漏极相连，并连接整流侧MOSFET开关管M4的源极、反并联二极管Dm3的阳极、反并联二极管Dm4的阴极、杂散电容Cm3、Cm4的一端；反并联二极管Dm1的阴极与反并联二极管Dm3的阴极相连，并连接输出负载的正极、杂散电容Cm1、Cm3的另一端；反并联二极管Dm2的阳极与反并联二极管Dm4的阳极相连，并连接输出负载的负极、杂散电容Cm2、Cm4的另一端。
9.如权利要求8所述的负载范围扩展的软开关双向相移变换器，其特征在于，所述整流桥还包括位于输出侧的输出滤波电容，所述反并联二极管Dm1的阴极与反并联二极管Dm3的阴极连接该输出滤波电容的正极，该输出滤波电容的正极连接所述输出负载的正极，所述反并联二极管Dm2的阳极与反并联二极管Dm4的阳极连接该输出滤波电容的负极，该输出滤波电容的负极连接所述输出负载的负极。
10.如权利要求1所述的负载范围扩展的软开关双向相移变换器，其特征在于，通过特别设计的开关管控制方式，使此软开关双向相移变换器既适用于轻载情况，也不影响重载情况的运行，实现相移变换器的线性控制输出。
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