JP6902963B2 - コンバータ - Google Patents
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Description
図1は、本実施形態に係るDC−DCコンバータ1の回路図である。
以下に、各スイッチング素子Q11〜Q14、Q21〜Q24のソフトスイッチング動作について説明する。
t0〜t1期間では、スイッチング素子Q11、Q14、および、スイッチング素子Q22、Q23が共にオン、スイッチング素子Q12、Q13、および、スイッチング素子Q21、Q24が共にオフである。この場合、図3(A)に示すように、直流電源E1から、スイッチング素子Q11、インダクタL、スイッチング素子Q22、直流電源E2、スイッチング素子Q23、スイッチング素子Q14の順に電流が流れる。インダクタLには、直流電源E1、E2の電源電圧が印加される。つまり、図2に示すように、インダクタ電流ILは増加する。
t1〜t2期間では、スイッチング素子Q11、Q14、および、スイッチング素子Q21、Q24が共にオン、スイッチング素子Q12、Q13、および、スイッチング素子Q22、Q23が共にオフである。この場合、図4(A)に示すように、直流電源E1から、スイッチング素子Q11、インダクタL、スイッチング素子Q21、直流電源E2、スイッチング素子Q24、スイッチング素子Q14の順に電流が流れる。つまり、直流電源E1は放電し、直流電源E2は充電される。
t2〜t3期間では、スイッチング素子Q12、Q13、および、スイッチング素子Q21、Q24が共にオン、スイッチング素子Q11、Q14、および、スイッチング素子Q22、Q23が共にオフである。この場合、図5に示すように、直流電源E1から、スイッチング素子Q12、インダクタL、スイッチング素子Q21、直流電源E2、スイッチング素子Q24、スイッチング素子Q13の順に電流が流れる。つまり、直流電源E1、E2はそれぞれ充電される。インダクタLには、直流電源E1、E2の電源電圧が、図3(A)の場合と逆方向に印可され、図2に示すように、インダクタ電流ILは減少する。
t3〜t0期間は、t1〜t2期間の動作と同様に説明できる。タイミングt3では、スイッチング素子Q21、Q24のターンオフ、ZVSとなり、スイッチング素子Q22、Q23のターンオンは、ZVSとなる。また、タイミングt0では、スイッチング素子Q11、Q14のターンオン、ZVSとなり、スイッチング素子Q12、Q13のターンオフは、ZVSとなる。
以下に、ZVSを実現するための条件について詳細に説明する。
前記のように、例えば、タイミングt2でのデッドタイムにおいて、インダクタLによって、キャパシタC11〜C14が充放電した後に、切替対象のスイッチング素子Q11〜Q14のドレイン・ソース間電圧がゼロであれば、スイッチング素子Q11〜Q14のターンオン、ターンオフはZVSとなる。つまり、インダクタLのエネルギーは、少なくとも、キャパシタC11〜C14それぞれに蓄積される全エネルギー以上であれば、スイッチング素子Q11〜Q14をZVSできる。
制御回路30は、DC−DCコンバータ1の出力電力が、設定される指令値に追従するように、スイッチング素子Q11〜Q14をスイッチング制御する。この指令値に応じたスイッチング制御の際、制御回路30は、前記した|IL|≧|Iref|の条件を満たすように、第1制御と、第2制御とを、切り替えて実行する。
以上、本発明の一実施形態について説明したが、本発明は、上記の実施形態に限定されるものではない。
10 :第1フルブリッジ回路
20 :第2フルブリッジ回路
30 :制御回路
C11、C12、C13、C14:キャパシタ
C21、C22、C23、C24:キャパシタ
D11、D12、D13、D14:ダイオード
D21、D22、D23、D24:ダイオード
E1 :直流電源
E2 :直流電源
IO11 :入出力端子
IO12 :入出力端子
IO21 :入出力端子
IO22 :入出力端子
L :インダクタ
L1 :インダクタ
Q11、Q12、Q13、Q14:スイッチング素子
Q21、Q22、Q23、Q24:スイッチング素子
T :トランス
Vx :電源電圧
Vy :電源電圧
V1 :電圧
V2 :電圧
n1 :第1巻線
n2 :第2巻線
Claims (6)
- 寄生容量であるキャパシタ、または、並列接続された外付けのキャパシタを含む4つのスイッチング素子を有する第1フルブリッジ回路と、
寄生容量であるキャパシタ、または、並列接続された外付けのキャパシタを含む4つのスイッチング素子を有する第2フルブリッジ回路と、
前記第1フルブリッジ回路に接続された第1巻線と、前記第1巻線と磁界結合し、前記第2フルブリッジ回路に接続された第2巻線とを有するトランスと、
前記第1巻線または前記第2巻線に直列接続されたインダクタンス成分と、
前記第1フルブリッジ回路および前記第2フルブリッジ回路それぞれをソフトスイッチング制御して、出力電力を指令値に追従させる制御回路と、
を備え、
前記制御回路は、
スイッチング素子のターンオンとターンオフとの切り替えタイミングで、前記トランスおよび前記インダクタンス成分の等価インダクタに流れるインダクタ電流が、閾値電流以上となるように、前記追従途中で得られる目標値に基づいて、前記第1巻線側の電圧、および、前記第2巻線側の電圧の位相を変更する第1制御と、前記第1巻線側の電圧、および、前記第2巻線側の電圧の駆動角周波数を変更する第2制御と、を切り替えて実行する、
コンバータ。 - 請求項1に記載のコンバータであって、
前記第1フルブリッジ回路は、
第1スイッチング素子および第2スイッチング素子が直列接続された第1レグと、第3スイッチング素子および第4スイッチング素子が直列接続された第2レグとを有し、
前記第2フルブリッジ回路は、
第5スイッチング素子および第6スイッチング素子が直列接続された第3レグと、第7スイッチング素子および第8スイッチング素子が直列接続された第4レグとを有し、
前記制御回路は、
前記第1制御では、前記第1〜前記第4スイッチング素子と、前記第5〜前記第8スイッチング素子との駆動信号の位相を変更し、前記第2制御では、前記第1〜前記第8スイッチング素子のスイッチング周波数を変更する、
コンバータ。 - 請求項1または2に記載のコンバータであって、
前記第1巻線側の電圧と、前記第2巻線側の電圧との位相差をδ、前記駆動角周波数をω、で表した場合、前記位相差δに相当する時間差tdは、
td=δ/ω
を満たす、コンバータ。 - 請求項3に記載のコンバータであって、
前記第2制御では、前記時間差tdは固定である、
コンバータ。 - 請求項3または請求項4に記載のコンバータであって、
前記第1フルブリッジ回路に第1直流電源が接続され、
前記第2フルブリッジ回路に第2直流電源が接続され、
前記目標値をPT、前記駆動角周波数をω、前記第1直流電源の電源電圧をVx、前記第2直流電源の電源電圧をVy、前記等価インダクタのインダクタンスをL、前記時間差をtd、前記トランスの巻線比をnで表した場合、
ω=π/td(1−(PT・L)/(n・Vx・Vy・td))
を満たす、コンバータ。 - 第1スイッチング素子および第2スイッチング素子が直列接続された第1レグと、第3スイッチング素子および第4スイッチング素子が直列接続された第2レグとを有し、前記第1〜前記第4スイッチング素子それぞれは、寄生容量であるキャパシタ、または、並列接続された外付けの4つのキャパシタを含む第1ブリッジ回路と、
第5スイッチング素子および第6スイッチング素子が直列接続された第3レグと、第7スイッチング素子および第8スイッチング素子が直列接続された第4レグとを有し、前記第5〜前記第8スイッチング素子それぞれは、寄生容量であるキャパシタ、または、並列接続された外付けの4つのキャパシタを含む第2ブリッジ回路と、
前記第1レグおよび前記第2レグそれぞれの中点に接続された第1巻線と、前記第1巻線と磁界結合し、前記第3レグおよび前記第4レグそれぞれの中点に接続された第2巻線を有するトランスと、
前記第1巻線または前記第2巻線に直列接続されたインダクタンス成分と、
前記第1〜前記第8スイッチング素子それぞれをソフトスイッチング制御して、出力電力を指令値に追従させる制御回路と、
を備え、
前記制御回路は、
スイッチング素子のターンオンとターンオフとの切り替えタイミングで、前記トランスおよび前記インダクタンス成分の等価インダクタに流れるインダクタ電流が、閾値電流以上となるように、前記追従過程で得られる目標値に基づいて、前記第1〜前記第4スイッチング素子と、前記第5〜前記第8スイッチング素子との駆動信号の位相を変更する第1制御と、
前記第1スイッチング素子および前記第2スイッチング素子の駆動信号と、前記第3スイッチング素子および前記第4スイッチング素子の駆動信号との位相差を変更し、または、前記第5スイッチング素子および前記第6スイッチング素子の駆動信号と、前記第7スイッチング素子および前記第8スイッチング素子の駆動信号との位相差を変更する第3制御と、を切り替えて実行する、
コンバータ。
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