CN113489342B - 基于变压器激磁感的双有源桥变换器双重移相控制方法 - Google Patents

基于变压器激磁感的双有源桥变换器双重移相控制方法 Download PDF

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Abstract

本公开实施例中提供了一种基于变压器激磁感的双有源桥变换器双重移相控制方法，属于配电技术领域，具体包括：计算电压转换比；确定变压器的激磁电感的取值范围；得到控制变量中的移相比；计算占空比；产生八路驱动信号，并通过八路驱动信号进行控制，使双有源桥式变换器在全负载范围内实现软开关的前提下，得到较低的电流应力。通过本公开的方案，合理设计激磁感的感值，为在考虑开关管结电容情况下的变换器创造实现全负载范围软开关的条件，接着，通过基于双重移相控制的控制方法控制变压器原副边电压的占空比以及原边和副边电压之间的相位差实现变换器在全负载范围内软开关并得到较低电流应力，降低了开关损耗，提高了变换器的效率和可靠性。

Description

基于变压器激磁感的双有源桥变换器双重移相控制方法
技术领域
本公开实施例涉及配电技术领域，尤其涉及一种基于变压器激磁感的双有源桥变换器双重移相控制方法。
背景技术
目前，在能量转换、分布式发电系统、储能系统等工业场合中，高频隔离双向DC-DC变换器在充放电运行方面发挥着重要作用。在这些高频隔离双向DC-DC变换器中，双有源桥式变换器容易实现零电压开通(Zero-Voltage-Switching，简称ZVS)、功率容量大、结构对称和宽电压范围等优点受到学者的重视。在传统的双重移相(Dual-Phase-Shift，简称双重移相控制)控制中，除非在高回流功率模式，双有源桥式变换器中至少有一对开关管在比较大的功率范围内工作在硬开关下，而且在以往的研究中没有提供解决方案。此外，目前对于双重移相控制控制的全负载范围软开关的研究，都是建立在忽略开关管结电容的基础上的，这意味着所得到的实现ZVS条件不一定是充分条件，只能在理想条件下才成立。
可见，亟需一种以实现全负载范围软开关为前提，同时减小电流应力，降低开关管的损耗，提高变换器的控制效率的基于变压器激磁感的双有源桥变换器双重移相控制方法。
发明内容
有鉴于此，本公开实施例提供一种基于变压器激磁感的双有源桥变换器双重移相控制方法，至少部分解决现有技术中存在电流应力大，开关管损耗大以及控制效率低的问题。
本公开实施例提供了一种基于变压器激磁感的双有源桥变换器双重移相控制方法，包括：
对双有源桥式变换器的输入电压和输出电压进行采样，利用得到的输入电压和输出电压的采样值与变压器的匝数比计算电压转换比；
根据所述电压转换比的最小值以及变压器的漏感值确定所述变压器的激磁电感的取值范围；
将所述双有源桥式变换器的输出电压的预设期望值减去所述输出电压的采样值后得到的值输入电压控制器中的数字PI调节器，并用限幅器进行限幅，得到控制变量中的移相比；
根据所述移相比确定所述双有源桥式变换器的工作模式，并根据不同工作模式对应的软开关控制条件计算占空比；
将所述占空比和所述移相比输入驱动信号产生单元，产生符合双重移相控制驱动特征的八路驱动信号，并通过所述八路驱动信号对所述双有源桥式变换器的变压器原边桥臂中点电压的占空比、副边桥臂中点电压的占空比，以及，所述变压器原边桥臂中点电压与所述变压器副边桥臂中点电压之间的移相比进行控制，使所述双有源桥式变换器在全负载范围内实现软开关的前提下，得到较低的电流应力。
根据本公开实施例的一种具体实现方式，所述激磁电感的取值范围为
Figure BDA0003211564190000021
其中，kmin为所述电压转换比k的最小值，k＝nV2/V1，n为所述变压器匝比，V2为所述双有源桥式变换器的输出直流电压，V1为所述双有源桥式变换器的输入直流电压，Lk为所述变压器漏电感的感值。
根据本公开实施例的一种具体实现方式，所述占空比的计算公式为
Figure BDA0003211564190000022
其中，a为代数式，为
Figure BDA0003211564190000031
φ为所述双有源桥式变换器的变压器原边桥臂中点电压uAB与所述双有源桥式变换器的变压器副边桥臂中点电压uCD之间的移相比，fs为所述双有源桥式变换器的开关频率，Cs为原边所有开关管的结电容容值，φB为工作模式切换点，具体表达式为
Figure BDA0003211564190000032
根据本公开实施例的一种具体实现方式，所述通过所述八路驱动信号对所述双有源桥式变换器的变压器原边桥臂中点电压的占空比、副边桥臂中点电压的占空比，以及，所述变压器原边桥臂中点电压与所述变压器副边桥臂中点电压之间的移相比进行控制，使所述双有源桥式变换器在全负载范围内实现软开关的前提下，得到较低的电流应力的步骤，包括：
当所述移相比增大时，所述双有源桥式变换器的变压器原边桥臂中点电压uAB与所述双有源桥式变换器的变压器副边桥臂中点电压uCD之间的移相角增大，并根据增大后的移相角计算所述占空比，进而增大所述输出功率；
当所述移相比减小时，所述双有源桥式变换器的变压器原边桥臂中点电压uAB与所述双有源桥式变换器的变压器副边桥臂中点电压uCD之间的移相角减小，并根据减小后的移相角计算所述占空比，进而减小所述输出功率。
根据本公开实施例的一种具体实现方式，所述双重移相控制驱动特征包括：
所述八路驱动信号均为50％的方波信号；
开关管S1与S2的驱动信号互补，开关管S3与S4的驱动信号互补，开关管Q1与Q2的驱动信号互补，开关管Q3与Q4的驱动信号互补；
开关管S1的驱动信号超前开关管S4的驱动信号的值由所述占空比进行控制，开关管Q1的驱动信号超前开关管Q4的驱动信号的值也由所述占空比进行控制；
所述移相比进行控制开关管S4的驱动信号超前开关管Q4的驱动信号的值。
本公开实施例中的基于变压器激磁感的双有源桥变换器双重移相控制方案，包括：对双有源桥式变换器的输入电压和输出电压进行采样，利用得到的输入电压和输出电压的采样值与变压器的匝数比计算电压转换比；根据所述电压转换比的最小值以及变压器的漏感值确定所述变压器的激磁电感的取值范围；将所述双有源桥式变换器的输出电压的预设期望值减去所述输出电压的采样值后得到的值输入电压控制器中的数字PI调节器，并用限幅器进行限幅，得到控制变量中的移相比；根据所述移相比确定所述双有源桥式变换器的工作模式，并根据不同工作模式对应的软开关控制条件计算占空比；将所述占空比和所述移相比输入驱动信号产生单元，产生符合双重移相控制驱动特征的八路驱动信号，并通过所述八路驱动信号对所述双有源桥式变换器的变压器原边桥臂中点电压的占空比、副边桥臂中点电压的占空比，以及，所述变压器原边桥臂中点电压与所述变压器副边桥臂中点电压之间的移相比进行控制，使所述双有源桥式变换器在全负载范围内实现软开关的前提下，得到较低的电流应力。
本公开实施例的有益效果为：通过本公开的方案，合理设计激磁感的感值，可以为开关管结电容充放电提供更多的能量，从而为在双重移相控制方法下的双有源桥式变换器实现全负载范围零电压开通创造了可能性。以及通过移相比和预设公式计算得到的占空比可以在实现全负载范围零电压开通的前提下得到较低的电流应力，从而降低开关损耗，提高变换器的效率。
附图说明
为了更清楚地说明本公开实施例的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本公开的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其它的附图。
图1为本公开实施例提供的一种基于变压器激磁感的双有源桥变换器双重移相控制方法的流程示意图；
图2为本公开实施例提供的一种双有源桥双向DC-DC变换器电路结构示意图；
图3为本公开实施例提供的一种基于变压器激磁感的双有源桥变换器双重移相控制方法涉及的控制框图示意图；
图4为本公开实施例提供的一种基于变压器激磁感的双有源桥变换器双重移相控制方法涉及的工作模式一的波形图；
图5为本公开实施例提供的一种基于变压器激磁感的双有源桥变换器双重移相控制方法涉及的工作模式二的波形图；
图6为现有方法下工作模式一的波形图；
图7为现有方法下的ZVS区域图；
图8为本公开实施例提供的一种基于变压器激磁感的双有源桥变换器双重移相控制方法涉及的ZVS区域图。
具体实施方式
下面结合附图对本公开实施例进行详细描述。
以下通过特定的具体实例说明本公开的实施方式，本领域技术人员可由本说明书所揭露的内容轻易地了解本公开的其他优点与功效。显然，所描述的实施例仅仅是本公开一部分实施例，而不是全部的实施例。本公开还可以通过另外不同的具体实施方式加以实施或应用，本说明书中的各项细节也可以基于不同观点与应用，在没有背离本公开的精神下进行各种修饰或改变。需说明的是，在不冲突的情况下，以下实施例及实施例中的特征可以相互组合。基于本公开中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本公开保护的范围。
需要说明的是，下文描述在所附权利要求书的范围内的实施例的各种方面。应显而易见，本文中所描述的方面可体现于广泛多种形式中，且本文中所描述的任何特定结构及/或功能仅为说明性的。基于本公开，所属领域的技术人员应了解，本文中所描述的一个方面可与任何其它方面独立地实施，且可以各种方式组合这些方面中的两者或两者以上。举例来说，可使用本文中所阐述的任何数目个方面来实施设备及/或实践方法。另外，可使用除了本文中所阐述的方面中的一或多者之外的其它结构及/或功能性实施此设备及/或实践此方法。
还需要说明的是，以下实施例中所提供的图示仅以示意方式说明本公开的基本构想，图式中仅显示与本公开中有关的组件而非按照实际实施时的组件数目、形状及尺寸绘制，其实际实施时各组件的型态、数量及比例可为一种随意的改变，且其组件布局型态也可能更为复杂。
另外，在以下描述中，提供具体细节是为了便于透彻理解实例。然而，所属领域的技术人员将理解，可在没有这些特定细节的情况下实践所述方面。
目前，在能量转换、分布式发电系统、储能系统等工业场合中，高频隔离双向DC-DC变换器在充放电运行方面发挥着重要作用。在这些高频隔离双向DC-DC变换器中，双有源桥式变换器容易实现零电压开通(Zero-Voltage-Switching，简称ZVS)、功率容量大、结构对称和宽电压范围等优点受到学者的重视。在传统的双重移相(Dual-Phase-Shift，简称双重移相控制)控制中，除非在高回流功率模式，双有源桥式变换器中至少有一对开关管在比较大的功率范围内工作在硬开关下，而且在以往的研究中没有提供解决方案。此外，目前对于双重移相控制控制的全负载范围软开关的研究，都是建立在忽略开关管结电容的基础上的，这意味着所得到的实现ZVS条件不一定是充分条件，只能在理想条件下才成立。
为了克服上述双有源桥式变换器在双重移相控制控制且考虑开关管结电容下至少有一对开关管无法实现全负载范围内ZVS的问题，本公开实施例提供一种基于变压器激磁感的双有源桥变换器双重移相控制方法，所述方法可以应用于能量转换、分布式发电系统、储能系统等工业场景中的变换器控制过程。
参见图1，为本公开实施例提供的一种基于变压器激磁感的双有源桥变换器双重移相控制方法的流程示意图。如图1所示，所述方法主要包括以下步骤：
S101，对双有源桥式变换器的输入电压和输出电压进行采样，利用得到的输入电压和输出电压的采样值与变压器的匝数比计算电压转换比；
具体实施时，如图2所示，常用类型的双有源桥式变换器为双有源桥式变换器，原边和副边电路皆为有源全桥电路，原边全桥由开关管S1到S4组成，副边全桥由开关管Q1到Q4组成，所述所有开关管均为存在反并联体二极管和漏源极寄生电容的功率开关管。A、B点分别为原边有源桥的两个桥臂各自的中点；C、D点分别为副边有源桥两个桥臂各自的中点；uAB为A到B点的电压；uCD为C点到D点之间的电压。ik为流过变压器漏感Lk的电流，is为变压器副边的电流，im为流过激磁电感Lm的电流。V1为原边输入的直流电压；V2为副边输出的直流电压。
应用于双有源桥式变换器的双重移相控制控制包含两个控制变量，包括原副边全桥电路的两个桥臂中心点之间的电压uAB和uCD的占空比，以及uAB和uCD之间的移向角，uAB和uCD的占空比保持一致，通过两个所述控制变量实现所述双有源桥式变换器在全负载范围软开关。可以先对所述双有源桥式变换器的输入电压和输出电压进行采样，利用得到的输入电压和输出电压的采样值与变压器的匝数比计算所述电压转换比，以便于后续计算。所述电压转换比的计算公式可以为
Figure BDA0003211564190000071
n为所述变压器匝比。
S102，根据所述电压转换比的最小值以及变压器的漏感值确定所述变压器的激磁电感的取值范围；
可选的，所述激磁电感的取值范围为
Figure BDA0003211564190000072
其中，kmin为所述电压转换比k的最小值，k＝nV2/V1，Lk为所述变压器漏电感的感值。
具体实施时，在得到所述电压转化比的区间后，可以根据所述双有源桥式变换器的具体应用场合，得到所述电压转换比的最小值，然后根据所述电压转换比的最小值以及变压器的漏感值确定所述变压器的激磁电感的取值范围。
S103，将所述双有源桥式变换器的输出电压的预设期望值减去所述输出电压的采样值后得到的值输入电压控制器中的数字PI调节器，并用限幅器进行限幅，得到控制变量中的移相比；
具体实施时，考虑到实际使用中，所述双有源桥式变换器的输出电压会存在损耗，或者，所述输出电压会超过实际需要的期望值，当所述输出电压超过期望值时，可以控制移相比减小以使得功率的输出减小，继而降低电压使达到期望值，反之亦然。可以根据实际需求确定一个所述双有源桥式变换器的输出电压的预设期望值，然后将所述输出电压的预设期望值减去所述输出电压的采样值后得到的值输入电压控制器中的数字PI调节器，并用所述限幅器进行限幅，得到控制变量中的移相比。
S104，根据所述移相比确定所述双有源桥式变换器的工作模式，并根据不同工作模式对应的软开关控制条件计算占空比；
可选的，所述占空比的计算公式为
Figure BDA0003211564190000081
其中，a为代数式，为
Figure BDA0003211564190000082
φ为所述双有源桥式变换器的变压器原边桥臂中点电压uAB与所述双有源桥式变换器的变压器副边桥臂中点电压uCD之间的移相比，fs为所述双有源桥式变换器的开关频率，Cs为原边所有开关管的结电容容值，φB为工作模式切换点，具体表达式为
Figure BDA0003211564190000083
具体实施时，考虑到k为变量，根据采样的输入电压和输出电压计算得到，可以根据公式实时计算得到所述工作模式切换点，以便于对应不同点电压的情况下进行适应性工作，所述工作模式切换点的具体表达式可以为
Figure BDA0003211564190000084
然后将所述双有源桥式变换器的变压器原边桥臂中点电压uAB和所述双有源桥式变换器的变压器副边桥臂中点电压uCD之间的移相比φ与所述工作模式切换点φB进行比对，确定所述双有源桥式变换器的工作模式。然后根据所述双有源桥式变换器在不同工作模式下的占空比，具体计算公式为
Figure BDA0003211564190000085
S105，将所述占空比和所述移相比输入驱动信号产生单元，产生符合双重移相控制驱动特征的八路驱动信号，并通过所述八路驱动信号对所述双有源桥式变换器的变压器原边桥臂中点电压的占空比、副边桥臂中点电压的占空比，以及，所述变压器原边桥臂中点电压与所述变压器副边桥臂中点电压之间的移相比进行控制，使所述双有源桥式变换器在全负载范围内实现软开关的前提下，得到较低的电流应力。
具体实施时，在得到所述双有源桥式变换器在运行时对应的占空比和移相比后，可以将将所述占空比和所述移相比输入驱动信号产生单元，产生符合双重移相控制驱动特征的八路驱动信号，并通过所述八路驱动信号对所述双有源桥式变换器的变压器原边桥臂中点电压的占空比、副边桥臂中点电压的占空比，以及，所述变压器原边桥臂中点电压与所述变压器副边桥臂中点电压之间的移相比进行调节和控制，使所述双有源桥式变换器在全负载范围内实现零电压开通功能。
本实施例提供的基于变压器激磁感的双有源桥变换器双重移相控制方法，通过合理设计激磁感的感值，可以为开关管结电容充放电提供更多的能量，从而为在双重移相控制方法下的双有源桥式变换器实现全负载范围零电压开通创造了可能性。通过上述实施例所提供的方法得到移相比以及提供的算式计算得到的占空比可以在实现全负载范围零电压开通的前提下得到较低的电流应力，从而降低开关损耗，提高变换器的效率。
在上述实施例的基础上，步骤S105所述的，通过所述八路驱动信号对所述双有源桥式变换器的变压器原边桥臂中点电压的占空比、副边桥臂中点电压的占空比，以及，所述变压器原边桥臂中点电压与所述变压器副边桥臂中点电压之间的移相比进行控制，使所述双有源桥式变换器在全负载范围内实现软开关的前提下，得到较低的电流应力，包括：
当所述移相比增大时，所述双有源桥式变换器的变压器原边桥臂中点电压uAB与所述双有源桥式变换器的变压器副边桥臂中点电压uCD之间的移相角增大，并根据增大后的移相角计算所述占空比，进而增大所述输出功率；
当所述移相比减小时，所述双有源桥式变换器的变压器原边桥臂中点电压uAB与所述双有源桥式变换器的变压器副边桥臂中点电压uCD之间的移相角减小，并根据减小后的移相角计算所述占空比，进而减小所述输出功率。
进一步的，所述双重移相控制驱动特征包括：
所述八路驱动信号均为50％的方波信号；
开关管S1与S2的驱动信号互补，开关管S3与S4的驱动信号互补，开关管Q1与Q2的驱动信号互补，开关管Q3与Q4的驱动信号互补；
开关管S1的驱动信号超前开关管S4的驱动信号的值由所述占空比进行控制，开关管Q1的驱动信号超前开关管Q4的驱动信号的值也由所述占空比进行控制；
所述移相比进行控制开关管S4的驱动信号超前开关管Q4的驱动信号的值。
具体实施时，如图3所示，双有源桥式变换器开始上电工作后，数字控制器(DSPTMS320F28335)通过电压采样电路采集双有源桥式变换器的副边直流电压的瞬时值V2作为反馈，V2是副边输出直流电压V2的瞬时值，将预先设定的副边输出直流电压V2的期望值Vref减去采集到的副边直流电压V2的瞬时值V2后得到的值经过数字PI调节器和限幅器输出移相比φ，将得到的移相比φ直接作为两个有源全桥电路之间的移向控制信号，另一方面，将φ与工作模式切换点φB进行比较，φB为：
Figure BDA0003211564190000101
当φ小于φB时，双有源桥式变换器进入工作模式一，占空比D用以下公式计算
Figure BDA0003211564190000102
图4为工作模式一的开关管驱动信号、桥臂中点电压uAB和uCD的波形、漏感电流ik的波形、激磁电感im的波形以及变压器副边电流is的波形。
当φ大于φB时，双有源桥式变换器进入工作模式二，占空比D用以下公式计算
Figure BDA0003211564190000103
图5为工作模式二的开关管驱动信号、桥臂中点电压uAB和uCD的波形、漏感电流ik的波形、激磁电感im的波形以及变压器副边电流is的波形。
图4和图5中的八个驱动信号在时序上的描述为：所述八路驱动信号均为50％的方波信号；
开关管S1与S2的驱动信号互补，开关管S3与S4的驱动信号互补，开关管Q1与Q2的驱动信号互补，开关管Q3与Q4的驱动信号互补；
开关管S1的驱动信号超前开关管S4的驱动信号的值由所述占空比进行控制，开关管Q1的驱动信号超前开关管Q4的驱动信号的值也由所述占空比进行控制；
所述移相比进行控制开关管S4的驱动信号超前开关管Q4的驱动信号的值。
以工作模式一为例，图6为在考虑开关管结电容但激磁感为传统情况下的大到可以忽略时工作模式二下的桥臂中点电压uAB和uCD的波形、漏感电流等效到副边的电流nik的波形以及变压器副边电流is的波形。
对于开关管Q1和Q2而言，要实现ZVS的必要条件为：is(t1)＞0。
而对于开关管S3和S4而言，要实现ZVS的必要条件为：ik(t2)＜0。
由图6可见，nik与is相等，且t1与t2时刻的电流值相等，为：
nik(t1)＝nik(t2)＝is(t1)＝is(t2)。
因此无法同时实现开关管Q1、Q2、S3和S4的ZVS。
图7给出了在传统最小电流控制率下不考虑激磁感时不同标幺化功率Pn以及不同电压转换比k下的ZVS区域以及非ZVS区域，可以看见k处于0.5到1的范围内，Pn小于0.25左右时都无法实现全部开关管的ZVS，当k处于大概0.5到0.7范围内，Pn从0到1都无法实现全部开关管的ZVS。
图4中给出了变压器激磁电感满足公式
Figure BDA0003211564190000111
条件时工作模式一的桥臂中点电压uAB和uCD的波形、漏感电流ik的波形、激磁电流im的波形以及变压器副边电流is的波形。在注入合适的激磁电流后，副边电流is发生改变，不再与nik相等，可同时实现条件is(t1)＞0和ik(t2)＜0。
图8给出了在本实施例提供的方法下在不同标幺化功率Pn以及不同所述电压转换比k下的ZVS区域以及非ZVS区域，可以看见在k处于大约0.56到0.85的范围内，Pn从0到1都可以实现全部开关管的ZVS，有效地扩大了ZVS区域。
以上所述，仅为本公开的具体实施方式，但本公开的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本公开揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本公开的保护范围之内。因此，本公开的保护范围应以权利要求的保护范围为准。

Claims (3)

1.一种基于变压器激磁感的双有源桥变换器双重移相控制方法，其特征在于，包括：
对双有源桥式变换器的输入电压和输出电压进行采样，利用得到的输入电压和输出电压的采样值与变压器的匝数比计算电压转换比；
根据所述电压转换比的最小值以及变压器的漏感值确定所述变压器的激磁电感的取值范围，其中，所述激磁电感的取值范围为
Figure FDA0003590590240000011
其中，kmin为所述电压转换比k的最小值，k＝nV2/V1，n为所述变压器匝比，V2为所述双有源桥式变换器的输出直流电压，V1为所述双有源桥式变换器的输入直流电压，Lk为所述变压器漏电感的感值；
将所述双有源桥式变换器的输出电压的预设期望值减去所述输出电压的采样值后得到的值输入电压控制器中的数字PI调节器，并用限幅器进行限幅，得到控制变量中的移相比；
根据所述移相比确定所述双有源桥式变换器的工作模式，并根据不同工作模式对应的软开关控制条件计算占空比，其中，所述占空比的计算公式为
Figure FDA0003590590240000012
其中，a为代数式，为
Figure FDA0003590590240000013
φ为所述双有源桥式变换器的变压器原边桥臂中点电压uAB与所述双有源桥式变换器的变压器副边桥臂中点电压uCD之间的移相比，fs为所述双有源桥式变换器的开关频率，Cs为原边所有开关管的结电容容值，φB为工作模式切换点，具体表达式为
Figure FDA0003590590240000014
将所述占空比和所述移相比输入驱动信号产生单元，产生符合双重移相控制驱动特征的八路驱动信号，并通过所述八路驱动信号对所述双有源桥式变换器的变压器原边桥臂中点电压的占空比、副边桥臂中点电压的占空比，以及，所述变压器原边桥臂中点电压与所述变压器副边桥臂中点电压之间的移相比进行控制，使所述双有源桥式变换器在全负载范围内实现软开关的前提下，得到低电流应力。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于,所述通过所述八路驱动信号对所述双有源桥式变换器的变压器原边桥臂中点电压的占空比、副边桥臂中点电压的占空比，以及，所述变压器原边桥臂中点电压与所述变压器副边桥臂中点电压之间的移相比进行控制，使所述双有源桥式变换器在全负载范围内实现软开关的前提下，得到低电流应力的步骤，包括：
当所述移相比增大时，所述双有源桥式变换器的变压器原边桥臂中点电压uAB与所述双有源桥式变换器的变压器副边桥臂中点电压uCD之间的移相角增大，并根据增大后的移相角计算所述占空比，进而增大输出功率；
当所述移相比减小时，所述双有源桥式变换器的变压器原边桥臂中点电压uAB与所述双有源桥式变换器的变压器副边桥臂中点电压uCD之间的移相角减小，并根据减小后的移相角计算所述占空比，进而减小输出功率。
3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于,所述双重移相控制驱动特征包括：
所述八路驱动信号均为50％的方波信号；
开关管S1与S2的驱动信号互补，开关管S3与S4的驱动信号互补，开关管Q1与Q2的驱动信号互补，开关管Q3与Q4的驱动信号互补；
开关管S1的驱动信号超前开关管S4的驱动信号的值由所述占空比进行控制，开关管Q1的驱动信号超前开关管Q4的驱动信号的值也由所述占空比进行控制；
所述移相比进行控制开关管S4的驱动信号超前开关管Q4的驱动信号的值。
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