CN114006536B - 双有源桥串联谐振变换器及其控制方法 - Google Patents

双有源桥串联谐振变换器及其控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种双有源桥串联谐振变换器控制方法，包括：原边每个半桥的输出电压由DA1和DA4控制，Q1和Q4的开通时间相同，Q2和Q3的关断时间相同，原边任一桥臂的上下开关管均互补导通，副边任一半桥的上下开关管均按指定占空比互补导通；双有源桥串联谐振变换器小于等于半载工作时，为工作方式1：Dα＜DA1＜Dα+1‑DyB＜DA4；双有源桥串联谐振变换器大于半载工作时，为工作方式2：Dα+1‑DyB＜DA1＜DA4；Q1、Q2、Q3、Q4分别是原边的开关管，Q5、Q6、Q7、Q8分别是副边的开关管，DA1为Q1的占空比，DA4为Q4的占空比，DyB为副边桥臂中点之间输出电压vcd的占空比,Dα是Q1超前副边Q5的相角。本发明工作在半载或轻载的工况，可以保证电路中各开关管的零电压开通，同时降低了器件的电流应力，提升了传输效率。

Description

双有源桥串联谐振变换器及其控制方法
技术领域
本发明涉及电气领域，特别是涉及一种双有源桥串联谐振变换器及其控制方法。本发明还涉及一种执行所述控制方法的双有源桥串联谐振变换器。
背景技术
桥式电路是一种整流电路(rectifying circuit)，由四只二极管连接成“桥”式结构，作用是将交流变压电路输出的交流电转换成单向脉动性直流电。全桥电路是四个三极管或开关管组成的振荡，半桥电路是两个三极管或开关管组成的振荡。全桥电路不容易产生泻流，而半桥电路在振荡转换之间容易泻有电流使波形变坏，产生干扰。
如图1所示，一种双有源桥串联谐振变换器，该变换器由一个原边输出源V1，一个原边的全桥结构，一个谐振电感Lr，一个谐振电容Cr，一个变压器Cr，一个副边全桥结构，一个副边输出源V2构成。现有控制策略中，该双有源桥串联谐振变换器在三重移相控制下的波形图，如图2所示。三重移相的控制方式存在三个控制自由度，一个原边桥臂输出电压占空比DyA，一个副边桥臂输出电压占空比DyB以及原副边桥臂中点的相角差在电路工作在半载或轻载的工作情况下，三重移相的控制策略很难实现所有开关管的零电压开通，而电力电子变换器往往需要电路工作在较宽的负载变化范围内，已有专利和文献均没有提出较好的解决上述问题的方法。
发明内容
在发明内容部分中引入了一系列简化形式的概念,该简化形式的概念均为本领域现有技术简化，这将在具体实施方式部分中进一步详细说明。本发明的发明内容部分并不意味着要试图限定出所要求保护的技术方案的关键特征和必要技术特征，更不意味着试图确定所要求保护的技术方案的保护范围。
本发明要解决的技术问题是在不增加硬件成本的前提下，提供一种非对称的双有源桥串联谐振变换器控制方法，使双有源桥串联谐振变换器在小于等于半载工作时所有开关管能实现零电压开通。
相应的，本发明还提供了一种执行所述双有源桥串联谐振变换器控制方法的双有源桥串联谐振变换器。
需要说明的是,本发明主要设计思路是实现双有源桥串联谐振变换器工作在小于等于半载工况所有开关管能实现零电压开通，双有源桥串联谐振变换器工作在大于半载工况不在本发明要考虑解决的问题。
示例性的，参考图1所示，该双有源桥串联谐振变换器包括,原边输出源V1通过原边的全桥结构、谐振电感Lr和谐振电容Cr连接变压器T，变压器T通过副边全桥结构形成副边输出源V2；
需要说明的是，上述双有源桥串联谐振变换器是能实现本发明的基础结构，不应被理解为本发明对于双有源桥串联谐振变换器结构的限制，在符合本发明设计原理的情况下，本发明的控制方法还能应用于其他结构的双有源桥串联谐振变换器；
为解决上述技术问题，本发明提供的一种不同于传统的三重移相控制的双有源桥串联谐振变换器控制方法，本发明提供的控制方法存在四个自由度，包括：
原边每个半桥的输出电压由DA1和DA4控制，Q1和Q4的开通时间相同，Q2和Q3的关断时间相同，原边任一桥臂的上下开关管均互补导通，副边任一半桥的上下开关管均按指定占空比互补导通；
在不同的自由度配合下，本发明在运行过程中存在下述两种工作方式；
双有源桥串联谐振变换器小于等于半载，半载即设计半传输功率的50％，工作时，原边桥臂中点的第一个下降沿出现在副边桥臂中点为0电平时为工作方式1：Dα＜DA1＜Dα+1-DyB＜DA4；
双有源桥串联谐振变换器大于半载工作时，原边桥臂中点的第一个下降沿出现在副边桥臂中点为正电平时为工作方式2：Dα+1-DyB＜DA1＜DA4；
其中，Q1、Q2分别是原边上半桥的上开关管和下开关管，Q3、Q4分别是原边下半桥的上开关管和下开关管，Q5、Q6分别是副边上半桥的上开关管和下开关管，Q7、Q8分别是副边下半桥的上开关管和下开关管，DA1为Q1的占空比，DA4为Q4的占空比，DyB为副边桥臂中点之间输出电压vcd的占空比,Dα是Q1超前副边Q5的相角。
可选择的，进一步改进所述的双有源桥串联谐振变换器控制方法，工作方式1和工作方式2均满足以下条件(1)；
其中，I0为原边桥臂中点上升沿(t0时刻)的谐振腔电流值；I1为副边桥臂中点的第一个上升沿(t1时刻)的谐振腔电流值；I2为原边桥臂中点的第一个下降沿(t2时刻)的谐振腔电流值；I3为副边桥臂中点的第二个上升沿(t3时刻)的谐振腔电流值；I4为原边桥臂中点的第二个下降沿(t4时刻)的谐振腔电流值；I5为副边桥臂中点的第一个下降沿(t5时刻)的谐振腔电流值；I6为副边桥臂中点的第二个下降沿(t6时刻)的谐振腔电流值；
可选择的，进一步改进所述的双有源桥串联谐振变换器控制方法，该双有源桥串联谐振变换器端口Ⅰ的开关管零电压开通时，在每个原边桥臂中点上升沿时，谐振腔电流为负；在每个原边桥臂中点下降沿时，谐振腔电流为正。
可选择的，进一步改进所述的双有源桥串联谐振变换器控制方法，该双有源桥串联谐振变换器端口Ⅱ的开关管零电压开通时，在每个副边桥臂中点上升沿时，谐振腔电流为正；在每个副边桥臂中点下降沿时，谐振腔电流为负。
可选择的，进一步改进所述的双有源桥串联谐振变换器控制方法，Dα、DA4和DyB采用以下公式(1)～公式(3)获得；
为保证所有开关管的零电压开通，且以开关管的电流应力作为优化条件，可以DyB、Dα和DA4的值进行算法寻优。优选的，DA4的值可以由下式决定。
DyB可以由下式决定；
DyB＝(0.07Io_ref+0.1612)-0.0012·(V2-470) 公式(2)；
Dα可以由下式决定；
Da＝[1.25-0.00075·(V2-470)-DyB]·0.5 公式(3)；
在电路闭环工作时，DyB、Dα和DA4的值为固定值，将输出电流参考值与系统采集输出电流的值作差并通过PI控制器调制，得到最终的DA1的值。最后将所有变量送入PWM生成环节，得到各个开关管的驱动。
可选择的，进一步改进所述的双有源桥串联谐振变换器控制方法，所述工作方式1一个完整工作周期包括以下开关模态；
(1)开关模态1，时刻[t0，t1]；
t0时刻，Q2和Q3关断，谐振电感电流iL为负，谐振电容电压为负，此时谐振腔电流由Q1和Q4的体二极管续流，Q1和Q4实现零电压开通，死区结束后Q1和Q4的驱动信号到来，原边桥臂中点电位为正，此时副边桥臂中点电位为负，直至副边Q6关断，开关模态1结束；
(2)开关模态2，时刻[t1，t2]；
t1时刻，Q6关断，谐振电感电流iL为正，谐振电容电压为负，此时谐振腔电流由Q5的体二极管续流，Q5实现零电压开通，死区结束后Q5的驱动信号到来，副边桥臂中点电位为0，直至原边Q1关断开关模态2结束；
(3)开关模态3，时刻[t2，t3]；
t2时刻，Q1关断，谐振电感电流iL为正，谐振电容电压为负，此时谐振腔电流由Q2的体二极管续流，Q2实现零电压开通，死区结束后Q2的驱动信号到来，原边桥臂中点电位由正变为0，开关模态3直至Q7关断结束；
(4)开关模态4，时刻[t3，t4]；
t3时刻，Q7关断，谐振电感电流iL为正，谐振电容电压为负，此时谐振腔电流由Q8的体二极管续流，Q8实现零电压开通，死区结束后Q8的驱动信号到来，副边桥臂中点电位由0变为正，开关模态4直至Q5关断结束；
(5)开关模态5，时刻[t4，t5]；
t4时刻，Q4关断，谐振电感电流iL为正，谐振电容电压为负，此时谐振腔电流由Q3的体二极管续流，Q3实现零电压开通，死区结束后Q3的驱动信号到来，原边桥臂中点电位由0变为负，开关模态5直至Q5关断结束；
(6)开关模态6，时刻[t5，t6]；
在t5时刻，Q5关断，谐振电感电流iL为负，谐振电容电压为负，此时谐振腔电流由Q6的体二极管续流，Q6实现零电压开通，死区结束后Q6的驱动信号到来，副边桥臂中点电位再次变为0，开关模态6直至Q8关断结束。
(7)开关模态7，时刻[t6，t7]；
t6时刻，Q8关断，谐振电感电流iL为负，谐振电容电压为负，此时谐振腔电流由Q7的体二极管续流，Q7实现零电压开通，死区结束后Q7的驱动信号到来，副边桥臂中点电位由0变为负，开关模态7直至Q2关断结束。
为解决上述技术问题，本发明提供一种执行上述任意一项所述双有源桥串联谐振变换器控制方法的双有源桥串联谐振变换器。
参考图2所示，在传统三重移相的双有源桥串联谐振电路中，为实现所有开关管的零电压开通，需要满足下述条件(2)
而在I1＜0的情况下，谐振电容上的电压为负，且电压值较高，为保证Q5的零电压开通，需要谐振腔在Q6关断时电流为正，为实现上述需求，需要在[t1，t2]阶段使得谐振电感两端的电压为正。若原边桥臂中点输出高电平而副边桥臂中点为低电平，但这就意味着需要将外移相角加大，这样会导致环流加大，开关管应力加剧严重。尤其是在轻载情况下，由于输出电流较小，/>会接近180度，开关管及易受到电流应力过高的问题而损坏。若原边桥臂中点为高电平，桥臂中点为0电平，则加在谐振电感两端的电压不足以在[t1，t2]的时间段内将谐振腔电流换向，无法实现在不同负载情况下所有开关管的零电压开通。
而在非对称控制的控制方式下，[t0，t1]阶段由于原边桥臂中点输出为正电平，副边桥臂中点输出为负电平，故谐振电感两端的电压为正，电流逐渐上升，只需Dα满足一定条件即可实现Q1和Q5的零电压开通。另一方面，在工作方式1中，由于[t2，t3]的时间段内原、副边桥臂中点输出均为0电平，此时谐振腔电感和谐振电容进行能量交换，谐振电流变化较小，电路的峰值电流可以得到降低，开关管应力的问题得以解决。
因此，本发明在电路工作在小于等于半载(即半载或轻载)的工作情况下，引入非对称控制，可以保证电路中各开关管的零电压开通，同时降低了器件的电流应力，提升了传输效率。
附图说明
本发明附图旨在示出根据本发明的特定示例性实施例中所使用的方法、结构和/或材料的一般特性，对说明书中的描述进行补充。然而，本发明附图是未按比例绘制的示意图，因而可能未能够准确反映任何所给出的实施例的精确结构或性能特点，本发明附图不应当被解释为限定或限制由根据本发明的示例性实施例所涵盖的数值或属性的范围。下面结合附图与具体实施方式对本发明作进一步详细的说明：
图1是一种现有双有源桥串联谐振变换器结构示意图。
图2是一种现有双有源桥串联谐振变换器控制策略示意图。
图3是本发明工作模式1控制策略示意图。
图4是本发明工作模式2控制策略示意图。
图5是开关模态1等效电路图。
图6是开关模态2等效电路图。
图7是开关模态3等效电路图。
图8是开关模态4等效电路图。
图9是开关模态5等效电路图。
图10是开关模态6等效电路图。
图11是开关模态7等效电路图。
图12是Dα、DA1和DyB求值原理示意图。
具体实施方式
以下通过特定的具体实施例说明本发明的实施方式，本领域技术人员可由本说明书所公开的内容充分地了解本发明的其他优点与技术效果。本发明还可以通过不同的具体实施方式加以实施或应用，本说明书中的各项细节也可以基于不同观点加以应用，在没有背离发明总的设计思路下进行各种修饰或改变。需说明的是，在不冲突的情况下，以下实施例及实施例中的特征可以相互组合。本发明下述示例性实施例可以多种不同的形式来实施，并且不应当被解释为只限于这里所阐述的具体实施例。应当理解的是，提供这些实施例是为了使得本发明的公开彻底且完整，并且将这些示例性具体实施例的技术方案充分传达给本领域技术人员。
第一实施例；
本发明提供一种双有源桥串联谐振变换器控制方法，所述双有源桥串联谐振变换器包括,原边输出源V1通过原边的全桥结构、谐振电感Lr和谐振电容Cr连接变压器T，变压器T通过副边全桥结构形成副边输出源V2，包括：
原边每个半桥的输出电压由DA1和DA4控制，Q1和Q4的开通时间相同，Q2和Q3的关断时间相同，原边任一桥臂的上下开关管均互补导通，副边任一半桥的上下开关管均按指定占空比互补导通；示例性的，指定占空比为50％；
双有源桥串联谐振变换器小于等于半载工作时，为工作方式1：
Dα＜DA1＜Dα+1-DyB＜DA4；
双有源桥串联谐振变换器大于半载工作时，为工作方式2：
Dα+1-DyB＜DA1＜DA4；
其中，Q1、Q2分别是原边上半桥的上开关管和下开关管，Q3、Q4分别是原边下半桥的上开关管和下开关管，Q5、Q6分别是副边上半桥的上开关管和下开关管，Q7、Q8分别是副边下半桥的上开关管和下开关管，DA1为Q1的占空比，DA4为Q4的占空比，DyB为副边桥臂中点之间输出电压vcd的占空比,Dα是Q1超前副边Q5的相角。
第二实施例；
本发明提供一种双有源桥串联谐振变换器控制方法，所述双有源桥串联谐振变换器包括,原边输出源V1通过原边的全桥结构、谐振电感Lr和谐振电容Cr连接变压器T，变压器T通过副边全桥结构形成副边输出源V2，包括：
原边每个半桥的输出电压由DA1和DA4控制，Q1和Q4的开通时间相同，Q2和Q3的关断时间相同，原边任一桥臂的上下开关管均互补导通，副边任一半桥的上下开关管均按指定占空比互补导通；示例性的，指定占空比为50％；
双有源桥串联谐振变换器小于等于半载工作时，为工作方式1：
Dα＜DA1＜Dα+1-DyB＜DA4；
双有源桥串联谐振变换器大于半载工作时，为工作方式2：
Dα+1-DyB＜DA1＜DA4；
工作方式1和工作方式2均满足以下条件(1)；
其中，I0为原边桥臂中点上升沿(t0时刻)的谐振腔电流值；I1为副边桥臂中点的第一个上升沿(t1时刻)的谐振腔电流值；I2为原边桥臂中点的第一个下降沿(t2时刻)的谐振腔电流值；I3为副边桥臂中点的第二个上升沿(t3时刻)的谐振腔电流值；I4为原边桥臂中点的第二个下降沿(t4时刻)的谐振腔电流值；I5为副边桥臂中点的第一个下降沿(t5时刻)的谐振腔电流值；I6为副边桥臂中点的第二个下降沿(t6时刻)的谐振腔电流值；
其中，Q1、Q2分别是原边上半桥的上开关管和下开关管，Q3、Q4分别是原边下半桥的上开关管和下开关管，Q5、Q6分别是副边上半桥的上开关管和下开关管，Q7、Q8分别是副边下半桥的上开关管和下开关管，DA1为Q1的占空比，DA4为Q4的占空比，DyB为副边桥臂中点之间输出电压vcd的占空比,Dα是Q1超前副边Q5的相角。
第三实施例；
本发明提供一种双有源桥串联谐振变换器控制方法，所述双有源桥串联谐振变换器包括,原边输出源V1通过原边的全桥结构、谐振电感Lr和谐振电容Cr连接变压器T，变压器T通过副边全桥结构形成副边输出源V2，包括：
原边每个半桥的输出电压由DA1和DA4控制，Q1和Q4的开通时间相同，Q2和Q3的关断时间相同，原边任一桥臂的上下开关管均互补导通，副边任一半桥的上下开关管均按指定占空比互补导通；示例性的，指定占空比为50％；
该双有源桥串联谐振变换器端口Ⅰ的开关管零电压开通时，在每个原边桥臂中点上升沿时，谐振腔电流为负；在每个原边桥臂中点下降沿时，谐振腔电流为正；
该双有源桥串联谐振变换器端口Ⅱ的开关管零电压开通时，在每个副边桥臂中点上升沿时，谐振腔电流为正；在每个副边桥臂中点下降沿时，谐振腔电流为负；
双有源桥串联谐振变换器小于等于半载工作时，为工作方式1：
Dα＜DA1＜Dα+1-DyB＜DA4；
双有源桥串联谐振变换器大于半载工作时，为工作方式2：
Dα+1-DyB＜DA1＜DA4；
其中，Q1、Q2分别是原边上半桥的上开关管和下开关管，Q3、Q4分别是原边下半桥的上开关管和下开关管，Q5、Q6分别是副边上半桥的上开关管和下开关管，Q7、Q8分别是副边下半桥的上开关管和下开关管，DA1为Q1的占空比，DA4为Q4的占空比，DyB为副边桥臂中点之间输出电压vcd的占空比,Dα是Q1超前副边Q5的相角。
第四实施例；
本发明提供一种双有源桥串联谐振变换器控制方法，所述双有源桥串联谐振变换器包括,原边输出源V1通过原边的全桥结构、谐振电感Lr和谐振电容Cr连接变压器T，变压器T通过副边全桥结构形成副边输出源V2，包括：
原边每个半桥的输出电压由DA1和DA4控制，Q1和Q4的开通时间相同，Q2和Q3的关断时间相同，原边任一桥臂的上下开关管均互补导通，副边任一半桥的上下开关管均按指定占空比互补导通；示例性的，指定占空比为50％；
该双有源桥串联谐振变换器端口Ⅰ的开关管零电压开通时，在每个原边桥臂中点上升沿时，谐振腔电流为负；在每个原边桥臂中点下降沿时，谐振腔电流为正；
该双有源桥串联谐振变换器端口Ⅱ的开关管零电压开通时，在每个副边桥臂中点上升沿时，谐振腔电流为正；在每个副边桥臂中点下降沿时，谐振腔电流为负；
参考图3所示，双有源桥串联谐振变换器小于等于半载工作时，为工作方式1：
Dα＜DA1＜Dα+1-DyB＜DA4；
参考图4所示，双有源桥串联谐振变换器大于半载工作时，为工作方式2：
Dα+1-DyB＜DA1＜DA4；
所述工作方式1一个完整工作周期包括以下开关模态；
(1)开关模态1，时刻[t0，t1]；
t0时刻，Q2和Q3关断，谐振电感电流iL为负，谐振电容电压为负，此时谐振腔电流由Q1和Q4的体二极管续流，Q1和Q4零电压开通，死区结束后Q1和Q4的驱动信号到来，原边桥臂中点电位为正，此时副边桥臂中点电位为负，直至副边Q6关断，开关模态1结束；
(2)开关模态2，时刻[t1，t2]；
t1时刻，Q6关断，谐振电感电流iL为正，谐振电容电压为负，此时谐振腔电流由Q5的体二极管续流，Q5零电压开通，死区结束后Q5的驱动信号到来，副边桥臂中点电位为0，直至原边Q1关断开关模态2结束；
(3)开关模态3，时刻[t2，t3]；
t2时刻，Q1关断，谐振电感电流iL为正，谐振电容电压为负，此时谐振腔电流由Q2的体二极管续流，Q2零电压开通，死区结束后Q2的驱动信号到来，原边桥臂中点电位由正变为0，开关模态3直至Q7关断结束；
(4)开关模态4，时刻[t3，t4]；
t3时刻，Q7关断，谐振电感电流iL为正，谐振电容电压为负，此时谐振腔电流由Q8的体二极管续流，Q8零电压开通，死区结束后Q8的驱动信号到来，副边桥臂中点电位由0变为正，开关模态4直至Q5关断结束；
(5)开关模态5，时刻[t4，t5]；
t4时刻，Q4关断，谐振电感电流iL为正，谐振电容电压为负，此时谐振腔电流由Q3的体二极管续流，Q3零电压开通，死区结束后Q3的驱动信号到来，原边桥臂中点电位由0变为负，开关模态5直至Q5关断结束；
(6)开关模态6，时刻[t5，t6]；
在t5时刻，Q5关断，谐振电感电流iL为负，谐振电容电压为负，此时谐振腔电流由Q6的体二极管续流，Q6零电压开通，死区结束后Q6的驱动信号到来，副边桥臂中点电位再次变为0，开关模态6直至Q8关断结束。
(7)开关模态7，时刻[t6，t7]；
t6时刻，Q8关断，谐振电感电流iL为负，谐振电容电压为负，此时谐振腔电流由Q7的体二极管续流，Q7实现零电压开通，死区结束后Q7的驱动信号到来，副边桥臂中点电位由0变为负，开关模态7直至Q2关断结束；
其中，Q1、Q2分别是原边上半桥的上开关管和下开关管，Q3、Q4分别是原边下半桥的上开关管和下开关管，Q5、Q6分别是副边上半桥的上开关管和下开关管，Q7、Q8分别是副边下半桥的上开关管和下开关管，DA1为Q1的占空比，DA4为Q4的占空比，DyB为副边桥臂中点之间输出电压vcd的占空比,Dα是Q1超前副边Q5的相角。
参考图12所示，提供一种能用于上述第一实施例～第四实施例中的Dα、DA1和DyB求取的可行实施例，Dα、DA1和DyB采用以下公式(1)～公式(3)获得；
为保证所有开关管的零电压开通，且以开关管的电流应力作为优化条件，可以DyB、Dα和DA4的值进行算法寻优，需要说明的是该本发明提供算法是一种最优示例，不应被理解为对于DyB、Dα和DA4的值求取方式的限制，在本发明的设计原理下，本领域的技术人员可以设计出其他求值方式。优选的，DA4的值可以由下式决定。
DyB可以由下式决定；
DyB＝(0.07Io_ref+0.1612)-0.0012·(V2-470) 公式(2)；
Dα可以由下式决定；
Da＝[1.25-0.00075·(V2-470)-DyB]·0.5 公式(3)；
在电路闭环工作时，DyB、Dα和DA4的值为固定值，将输出电流参考值与系统采集输出电流的值作差并通过PI控制器调制，得到最终的DA1的值。最后将所有变量送入PWM生成环节，得到各个开关管的驱动。
第五实施例；
本发明提供一种执行第一实施例～第四实施例任意一项所述双有源桥串联谐振变换器控制方法的双有源桥串联谐振变换器。
例如，使用图1所示的双有源桥串联谐振变换器执行所述双有源桥串联谐振变换器控制方法，该双有源桥串联谐振变换器包括,原边输出源V1通过原边的全桥结构、谐振电感Lr和谐振电容Cr连接变压器T，变压器T通过副边全桥结构形成副边输出源V2；如前所述，上述双有源桥串联谐振变换器是能实现本发明的基础结构，不应被理解为本发明对于双有源桥串联谐振变换器结构的限制，在符合本发明设计原理的情况下，本发明的控制方法还能应用于其他结构的双有源桥串联谐振变换器。
除非另有定义，否则这里所使用的全部术语(包括技术术语和科学术语)都具有与本发明所属领域的普通技术人员通常理解的意思相同的意思。还将理解的是，除非这里明确定义，否则诸如在通用字典中定义的术语这类术语应当被解释为具有与它们在相关领域语境中的意思相一致的意思，而不以理想的或过于正式的含义加以解释。
以上通过具体实施方式和实施例对本发明进行了详细的说明，但这些并非构成对本发明的限制。在不脱离本发明原理的情况下，本领域的技术人员还可做出许多变形和改进，这些也应视为本发明的保护范围。

Claims (7)

1.一种双有源桥串联谐振变换器控制方法，所述双有源桥串联谐振变换器包括,原边输出源V1通过原边的全桥结构、谐振电感Lr和谐振电容Cr连接变压器T，变压器T通过副边全桥结构形成副边输出源V2，其特征在于，包括：
原边每个半桥的输出电压由DA1和DA4控制，Q1和Q4的开通时间相同，Q2和Q3的关断时间相同，原边任一桥臂的上下开关管均互补导通，副边任一半桥的上下开关管均按指定占空比互补导通；
双有源桥串联谐振变换器小于等于半载工作时，为工作方式1：Dα＜DA1＜Dα+1-DyB＜DA4；
双有源桥串联谐振变换器大于半载工作时，为工作方式2：Dα+1-DyB＜DA1＜DA4；
其中，Q1、Q2分别是原边上半桥的上开关管和下开关管，Q3、Q4分别是原边下半桥的上开关管和下开关管，Q5、Q6分别是副边上半桥的上开关管和下开关管，Q7、Q8分别是副边下半桥的上开关管和下开关管，DA1为Q1的占空比，DA4为Q4的占空比，DyB为副边桥臂中点之间输出电压vcd的占空比,Dα是Q1超前副边Q5的相角。
2.如权利要求1所述的双有源桥串联谐振变换器控制方法，其特征在于：工作方式1和工作方式2均满足以下条件(1)；
其中，I0为原边桥臂中点上升沿的谐振腔电流值；I1为副边桥臂中点的第一个上升沿的谐振腔电流值；I2为原边桥臂中点的第一个下降沿的谐振腔电流值；I3为副边桥臂中点的第二个上升沿的谐振腔电流值；I4为原边桥臂中点的第二个下降沿的谐振腔电流值；I5为副边桥臂中点的第一个下降沿的谐振腔电流值；I6为副边桥臂中点的第二个下降沿的谐振腔电流值。
3.如权利要求1所述的双有源桥串联谐振变换器控制方法，其特征在于：
该双有源桥串联谐振变换器端口Ⅰ的开关管零电压开通时，在每个原边桥臂中点上升沿时，谐振腔电流为负；在每个原边桥臂中点下降沿时，谐振腔电流为正。
4.如权利要求1所述的双有源桥串联谐振变换器控制方法，其特征在于：
该双有源桥串联谐振变换器端口Ⅱ的开关管零电压开通时，在每个副边桥臂中点上升沿时，谐振腔电流为正；在每个副边桥臂中点下降沿时，谐振腔电流为负。
5.如权利要求1所述的双有源桥串联谐振变换器控制方法，其特征在于：Dα、DA4和DyB采用以下公式(1)～公式(3)获得；
DyB＝(0.07Io_ref+0.1612)-0.0012·(V2-470) 公式(2)；
Da＝[1.25-0.00075·(V2-470)-DyB]·0.5 公式(3)；
其中V2为副边输出侧的输出直流电压，Io_ref为副边输出侧的目标输出直流电流。
6.如权利要求1所述的双有源桥串联谐振变换器控制方法，其特征在于：所述工作方式1一个完整工作周期包括以下开关模态；
(1)开关模态1，时刻[t0，t1]；
t0时刻，Q2和Q3关断，谐振电感电流iL为负，谐振电容电压为负，此时谐振腔电流由Q1和Q4的体二极管续流，Q1和Q4零电压开通，死区结束后Q1和Q4的驱动信号到来，原边桥臂中点电位为正，此时副边桥臂中点电位为负，直至副边Q6关断，开关模态1结束；
(2)开关模态2，时刻[t1，t2]；
t1时刻，Q6关断，谐振电感电流iL为正，谐振电容电压为负，此时谐振腔电流由Q5的体二极管续流，Q5零电压开通，死区结束后Q5的驱动信号到来，副边桥臂中点电位为0，直至原边Q1关断开关模态2结束；
(3)开关模态3，时刻[t2，t3]；
t2时刻，Q1关断，谐振电感电流iL为正，谐振电容电压为负，此时谐振腔电流由Q2的体二极管续流，Q2零电压开通，死区结束后Q2的驱动信号到来，原边桥臂中点电位由正变为0，开关模态3直至Q7关断结束；
(4)开关模态4，时刻[t3，t4]；
t3时刻，Q7关断，谐振电感电流iL为正，谐振电容电压为负，此时谐振腔电流由Q8的体二极管续流，Q8零电压开通，死区结束后Q8的驱动信号到来，副边桥臂中点电位由0变为正，开关模态4直至Q5关断结束；
(5)开关模态5，时刻[t4，t5]；
t4时刻，Q4关断，谐振电感电流iL为正，谐振电容电压为负，此时谐振腔电流由Q3的体二极管续流，Q3零电压开通，死区结束后Q3的驱动信号到来，原边桥臂中点电位由0变为负，开关模态5直至Q5关断结束；
(6)开关模态6，时刻[t5，t6]；
在t5时刻，Q5关断，谐振电感电流iL为负，谐振电容电压为负，此时谐振腔电流由Q6的体二极管续流，Q6零电压开通，死区结束后Q6的驱动信号到来，副边桥臂中点电位再次变为0，开关模态6直至Q8关断结束；
(7)开关模态7，时刻[t6，t7]；
t6时刻，Q8关断，谐振电感电流iL为负，谐振电容电压为负，此时谐振腔电流由Q7的体二极管续流，Q7实现零电压开通，死区结束后Q7的驱动信号到来，副边桥臂中点电位由0变为负，开关模态7直至Q2关断结束。
7.一种执行权利要求1-6任意一项所述双有源桥串联谐振变换器控制方法的双有源桥串联谐振变换器。
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