CN112436728B - 一种双向谐振变换器的高效率控制方法 - Google Patents

一种双向谐振变换器的高效率控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种适用于双向谐振变换器的高效率控制系统及方法，属于电力电子和电力自动化设备，解决现有双向谐振直流变换器的轻载效率低、工作范围窄的问题。该装置包括：第一滤波电路、第一逆变/整流电路、谐振电路、高频变压器、第二逆变/整流电路、第二滤波电路、电压电流采集电路、控制器、驱动电路；其特征在于：在调制过程中加入零电平，使得双向谐振变换器实现了较宽的工作范围；几乎所有的开关设备都实现了宽范围的零电压开关和零电流开关，降低了开关损耗；使变换器总是工作在非连续电流模式，防止电流回流到电源，减小了传导损耗；与传统双向谐振直流变换系统相比，该方法可以在较宽的工作增益范围内保持高效率输出，同时具有良好的稳定性。

Description

一种双向谐振变换器的高效率控制方法
技术领域
本发明涉及电力电子和电力自动化设备技术领域，尤其涉及一种双向谐振变换器的高效率控制系统及方法。
背景技术
双向谐振变换是一种可以使直流电能进行双向流动的装置，可以成为联系电压等级不同的电力系统之间的桥梁，且因其拥有简单且对称的电路拓扑，较少的谐振分量等优点而被广泛应用于电池充电等直流变换领域。传统的双向谐振变换器的调制主要以混合调制方案为主，其中主要有下两种调制方式：
(1)变频调制和相移调制的混合调制方案(VFM+PSM)，其中变频调制用于实现零电压开关，相移调制用于增大变换器的增益范围。
(2)脉宽调制加相移调制的混合调制方案(PWM+PSM)，该方法可以使谐振电流最小化，脉宽调制用于降低无功电流，而相移调制负责调节输出功率，其在调制中可加入零电平来阻断能量回流，能减小能量损耗。部分研究者在该混合调制方案中加入相移调制来增大变换器的工作范围。
但是，以上两种方法均无法使大部分开关实现软关断，并且无法在宽工作范围内有效限制能量回流，传输效率不能得到保证。因此，需要一种控制便捷、宽增益范围、低开关损耗且有较好的动态响应性能以及稳定性的双向谐振变换器的控制方法。
发明内容
有鉴于此，本发明的目的是设计一种双向谐振变换器的带有零电压的宽增益范围的高效率控制系统及方法，以解决现有双向谐振变换器无法在宽范围内实现高传输效率的问题，与现有技术相比，本发明可以使变换器在功率级由低到高的范围内，实现平滑的切换，并且在较宽的工作增益范围内保持高效率输出，同时具有良好的稳定性。
一种双向谐振变换器的高效率控制系统，包括第一输入电源(1)、第一滤波电路(2)、第一逆变/整流电路(3)、谐振电路(4)、高频变压器(5)、第二逆变/整流电路(6)、第二滤波电路(7)、第二输入电源(8)、第一电压电流采集电路(91)、第二电压电流采集电路(92)、第一控制器(101)、第二控制器(102)、第一驱动电路(111)、以及第二驱动电路(112)；
第一输入电源(1)的输出端连接第一滤波电路(2)的输入端，第一滤波电路(2)的反馈端与第一电压电流采集电路(91)的输入端相连；第一电压电流采集电路(91)的输出端连接第一控制器(101)的输入端，第一控制器(101) 的输出端连接驱动电路(111)，第一驱动电路(111)的输出端连接第二逆变/ 整流电路(6)的第一输入端；
第一滤波电路(2)的输出端与第一逆变/整流电路(3)的第一输入端相连，谐振电路(4)的输入端与第一逆变/整流电路(3)的输出端相连，谐振电路(4) 的输出端与高频变压器(5)的输入端相连；高频变压器(5)输出端与第二逆变/整流电路(6)的第二输入端相连；第二逆变/整流电路(6)输出端与第二滤波电路(7)输入端相连；第二滤波电路(7)的输出端用于与第二输入电源 (8)相连，第二滤波电路(7)的反馈端与第二电压电流采集电路(92)的输入端相连；第二电压电流采集电路(92)的输出端连接至第二控制器(102)的输入端，第二控制器(102)的输出端连接至第二驱动电路(112)的输入端，第二驱动电路(112)的输出端与第一逆变/整流电路(3)第二输入端相连。
进一步地，所述双向串联谐振变换器的高频间歇控制系统使直流电进行双向流动，其中，能量从第一输入电源(1)向第二输入电源(8)传输的工作模式为正向传输模式，能量从第二输入电源(8)向第一输入电源(1)传输的工作模式为反向传输模式。
进一步地，所述的第一滤波电路(2)为一个直流滤波电容C1，第一逆变/ 整流电路(3)开关管S3的管脚2与开关管S4的管脚1相连后用于连接在第一滤波电路(2)的两端，其中，开关管S1与S3的管脚1用于连接滤波电容C1的正极，开关管S1与S3的管脚2用于连接滤波电容C1的负极，第一滤波电路(2)用于在反向传输模式中滤除整流电路输出的电流中的谐波，为第一输入电源提供平稳的直流能量。
进一步地，所述的第一逆变/整流电路(3)包含四个相同的开关管S1～S4，各个开关管S1-S4的管脚1和管脚2之间分别连接一组并联的二极管和缓冲电容，其中二极管的阳极连接对应开关管的管脚2，阴极连接对应开关管的管脚1，开关管S1的管脚2与开关管S2的管脚1相连后用于连接在第一输入电源(1)的两输出端之间，开关管S3的管脚2与开关管S4的管脚1相连后用于连接在第一输入电源(1)的两输出端之间；其中，开关管S1与S3的管脚1用于连接第一输入电源(1)和反向滤波电容C1的正极，开关管S2与S4的管脚2用于连接第一输入电源(1)和反向滤波电容C1的负极，开关管S1-S4选用的类型包括MOSFET、BJT 以及IGBT。
进一步地，所述的谐振电路(4)采用包含电感和电容的串联LC谐振电路，串联LC谐振电路包含一个谐振电感Lr和一个谐振电容Cr，谐振电容Cr的一端连接第一逆变/整流电路(3)的开关管S1的管脚2，另一端串联谐振电感Lr，Lr的另一端同开关管S3的管脚2连接高频变压器(5)原边的一端。
进一步地，所述的高频变压器(5)为高频隔离变压器，高频隔离变压器原边的一端连接谐振电感Lr和开关管S3的管脚2，原边的另一端连接至第三开关管S3和第四开关管S4的连接端，在第一逆变/整流电路(3)输出方波电压的激励下，谐振电路(4)的谐振电感Lr、谐振电容Cr与高频隔离变压器原边的等效励磁电感产生近似正弦的高频谐振电流，通过高频隔离变压器原边传输到其副边。
进一步地，所述的第二逆变/整流电路(6)共有四个相同的开关管S5～S8，各个开关管S5-S8的管脚1和管脚2之间分别连接一组并联的二极管和缓冲电容，其中二极管的阳极连接对应开关管的管脚2，阴极连接对应开关管的管脚1，开关管S5的管脚2与开关管S6的管脚1相连后用于连接在第二输入电源(2)的两输出端之间，开关管S7的管脚2与开关管S8的管脚1相连后用于连接在第二输入电源(2)的两输出端之间；其中，开关管S5与S7的管脚1与管脚2用于连接高频变压器(5)的输出端，S5和S8的管脚1用于连接第二输入电源(8)和滤波电容C2的正极，S6和S7的管脚2用于连接第二输入电源(8)和滤波电容C2的负极，开关管S5-S8的类型包括MOSFET、BJT以及IGBT。
进一步地，所述的第二滤波电路(7)为一个直流滤波电容C2，第二逆变/ 整流电路(6)开关管S7的管脚2与开关管S8的管脚1相连后用于连接在第二滤波电路(7)的两端，其中，开关管S5与S7的管脚1用于连接滤波电容C2的正极，开关管S6与S8的管脚2用于连接滤波电容C2的负极，第二滤波电路(7)用于在正向传输模式中滤除整流电路输出的电流中的谐波，为第二输入电源(8)提供平稳的直流能量。
一种双向谐振变换器的高效率控制方法，用于任一项所述的一种双向谐振变换器的高效率控制系统，包含如下步骤：
S101：采集第一输入电源(1)的电压值V1、第一逆变/整流电路(3)输出的电流值I1，以及第二输入电源(8)的电压值V2、第二逆变/整流电路(6)输出的电流值I2，通过控制器计算得到第一逆变/整流电路(3)输出的功率P1和第二逆变/整流电路(6)输出的功率P2；
S102：判断参考功率Pref的正负，若Pref＞0，变换器正向工作，转步骤S103， Pref＜0，变换器反向工作，转步骤S104,其中，Pref为输出功率设定值；
S103：判断V1和nV2的大小关系，若V1≤nV2，变换器正向升压，转步骤S105，若V1＞nV2，变换器正向降压，转步骤S107；
S104：判断V1和nV2的大小关系，若V1≤nV2，变换器反向降压，转步骤S112，若V1＞nV2，变换器反向升压，转步骤S106；
S105：根据公式D1＝Kp1e1+Ki1×(∫e1dt+C1)获得占空比指令D1，生成占空比为D1，工作频率为2fr的PWM信号，用于控制开关S6和S8，同时生成占空比为 0.5，工作频率为fr的PWM信号，用于控制开关S1～S4，其中，S1、S4同相，S2、 S3同相，S1、S4和S2、S3相位互补，其在切换时考虑一定死区时间；S6、S8在Ts的前半段时间内与S1、S4同相位，在Ts的后半段时间内与S2、S3同相位，转步骤 S117；
其中，fr为谐振频率，Ts为工作周期，e1为功率误差，e1＝Pref－P2；Kp1和Ki1分别为输出功率比例系数和输出功率积分系数，t为时间，C1为积分常数，当前拍计算下的C1值为上一拍计算的积分∫e1dt+C1的值，第一次计算时C1＝0，P2为第二逆变/整流电路(6)的输出功率值，Pref为输出功率设定值；
S106：根据公式D1＝Kp1e1+Ki1×(∫e1dt+C1)获得占空比指令D1，生成占空比为D1，工作频率为2fr的PWM信号，用于控制开关S2和S4，同时生成占空比为 0.5，工作频率为fr的PWM信号，用于控制开关S5～S8，其中，S5、S8同相，S6、 S7同相，S5、S8和S6、S7相位互补，其在切换时考虑一定死区时间；S2、S4在Ts的前半段时间内与S5、S8同相位，在Ts的后半段时间内与S6、S7同相位，转步骤 S117；
其中，fr为谐振频率，Ts为工作周期，e1为功率误差，e1＝Pref－P1；Kp1和Ki1分别为输出功率比例系数和输出功率积分系数，t为时间，C1为积分常数，当前拍计算下的C1值为上一拍计算的积分∫e1dt+C1的值，第一次计算时C1＝0，P1为第一逆变/整流电路(3)的输出功率值，Pref为输出功率设定值；
S107：根据公式fs＝Kp2e2+Ki2×(∫e2dt+C2)获得工作频率频率信号fs，取fmin和fs的最大值，记为f，转步骤S108；
其中，fmin是最小的工作频率，e2为功率误差，e2＝Pref－P2；Kp2为输出功率比例系数，Ki2为输出功率积分系数，t为时间，C2为积分常数，当前拍计算下的C2值为上一拍计算的积分∫e2dt+C2的值，第一次计算时C2＝0，P2为第二逆变/ 整流电路(6)的输出功率值，Pref为输出功率设定值；
S108：判断fr、fs以及fmin的关系，若fs＞fr/2，转步骤S109；fs≤fr/2，转步骤S110；fs≤fmin，转步骤S111；
其中，fs为步骤S107所获得的工作频率，fr为谐振频率，fmin是最小的工作频率；
S109：通过公式g(fs，D21)得到高功率级降压模式的占空比信号D21，D21与f 共同生成占空比为D21，开关频率为f的PWM信号，用于驱动开关S1～S4工作，产生的PWM信号为：每个开关周期开始时，S1导通，导通时间为D21Ts，S2和S1互补导通，在开关切换时考虑一定死区时间；S3在Ts的后半周期开始时导通，导通时间为D21Ts，S4和S3互补导通，在开关切换时考虑一定死区时间，转步骤S117；
其中，f为步骤S107取得的最大值，Ts为工作周期，g(fs，D21)表达式为：
Figure GDA0003245182690000061
n为高频变压器(5)的变比，V2为第二输入电源(8)的电压，V1为第一输入电源(1)的电压，fs为步骤S107所获得的工作频率，fr为谐振频率；
S110：由D22＝fs/(2fr)得到中功率级降压模式的占空比信号D22，D22与f共同生成占空比为D22，开关频率为f的PWM信号，用于驱动开关S1～S4工作，产生的 PWM信号为：每个开关周期开始时，S1导通，导通时间为D22Ts，S2和S1互补导通，在开关切换时考虑一定死区时间；S3在Ts的后半周期开始时导通，导通时间为 D22Ts，S4和S3互补导通，在开关切换时考虑一定死区时间，转步骤S117；
其中，fs为步骤S107所获得的工作频率，fr为谐振频率，f为步骤S107 取得的最大值，Ts为工作周期；
S111：由公式D23＝Kp3e2+Ki3×(∫e2dt+C3)获得占空比信号D23，D23与f共同生成占空比为D23，开关频率为f的PWM信号，用于驱动开关S1～S4工作，产生的 PWM信号为：每个开关周期开始时，S1导通，导通时间为D23Ts，S2和S1互补导通，在开关切换时考虑一定死区时间；S3在Ts的后半周期开始时导通，导通时间为 D23Ts，S4和S3互补导通，在开关切换时考虑一定死区时间，转步骤S117；
其中，f为步骤S107取得的最大值，Ts为工作周期，e3为功率误差，e3＝Pref－P2；Kp3为输出功率比例系数，Ki3为输出功率积分系数，t为时间，C3为积分常数，当前拍计算下的C3值为上一拍计算的积分∫e3dt+C3的值，第一次计算时C3＝0， P2为第二逆变/整流电路(6)的输出功率值，Pref为输出功率设定值；
S112：根据公式fs＝Kp2e2+Ki2×(∫e2dt+C2)获得工作频率频率信号fs，取fmin和fs的最大值，记为f，转步骤S113；
其中，fmin是最小的工作频率，e2为功率误差，e2＝Pref－P2；Kp2为输出功率比例系数，Ki2为输出功率积分系数，t为时间，C2为积分常数，当前拍计算下的C2值为上一拍计算的积分∫e2dt+C2的值，第一次计算时C2＝0，P2为第二逆变/ 整流电路(6)的输出功率值，Pref为输出功率设定值；
S113：判断fr、fs以及fmin的关系，若fs＞fr/2，转步骤S114；fs≤fr/2，转步骤S115；fs≤fmin，转步骤S116；
其中，fs为步骤S112所获得的工作频率，fr为谐振频率，fmin是最小的工作频率；
S114：通过公式g(fs，D21)得到高功率级降压模式的占空比信号D21，D21与f 共同生成占空比为D21，开关频率为f的PWM信号，用于驱动开关S5～S8工作。产生的PWM信号为：每个开关周期开始时，S5导通，导通时间为D21Ts，S6和S5互补导通，在开关切换时考虑一定死区时间；S7在Ts的后半周期开始时导通，导通时间为D21Ts，S8和S7互补导通，在开关切换时考虑一定死区时间，转步骤S117；
其中，f为步骤S112取得的最大值，Ts为工作周期，g(fs，D21)表达式为：
Figure GDA0003245182690000081
n为高频变压器(5)的变比，V2为第二输入电源(8)的电压，V1为第一输入电源(1)的电压，fs为步骤S112所获得的工作频率，fr为谐振频率；
S115：由D22＝fs/(2fr)得到中功率级降压模式的占空比信号D22，D22与f共同生成占空比为D22，开关频率为f的PWM信号，用于驱动开关S5～S8工作；产生的 PWM信号为：每个开关周期开始时，S5导通，导通时间为D22Ts，S6和S5互补导通，在开关切换时考虑一定死区时间；S7在Ts的后半周期开始时导通，导通时间为 D22Ts，S8和S7互补导通，在开关切换时考虑一定死区时间，转步骤S117；
其中，fs为步骤S112所获得的工作频率，fr为谐振频率，f为S107取得的最大值，Ts为工作周期；
S116：由公式D23＝Kp3e2+Ki3×(∫e2dt+C3)获得占空比信号D23，D23与f共同生成占空比为D23，开关频率为f的PWM信号，用于驱动开关S5～S8工作；产生的 PWM信号为：每个开关周期开始时，S5导通，导通时间为D23Ts，S6和S5互补导通，在开关切换时考虑一定死区时间；S7在Ts的后半周期开始时导通，导通时间为 D23Ts，S8和S7互补导通，在开关切换时考虑一定死区时间，转步骤S117；
其中，f为步骤S112取得的最大值，Ts为工作周期，e3为功率误差，e3＝Pref－P1；Kp3为输出功率比例系数，Ki3为输出功率积分系数，t为时间，C3为积分常数，当前拍计算下的C3值为上一拍计算的积分∫e3dt+C3的值，第一次计算时C3＝0， P1为第一逆变/整流电路(3)的输出功率值，Pref为输出功率设定值；
S117：将PWM信号送给相应的开关管，待传输过程完成后结束工作。
进一步地，所述输出功率比例系数Kp1和输出功率积分系数Ki1的确定过程为：
S201：将Ki1初始值取为0；
S202：先调试Kp1，查看此时双向谐振式直流变换装置的输出功率波形是否振荡，是则降低Kp1直至波形振荡消除，转过程S203；否则，则转过程S202：同时增加Kp1；
S203：固定Kp1值，调试Ki1，查看此时输出功率波形是否波动，是则降低 Ki1直至波形振荡消除；否则，则转过程S203同时增加Ki1；
S204：将Kp1和Ki1的最终值作为和分别为输出功率比例系数Kp1和输出功率积分系数Ki1。
进一步地，所述的输出功率比例系数Kp2和输出功率积分系数Ki2的确定过程为：
S301：将Ki2和Ki3初始值取为0，Kp3初始值取为1；
S302：调试Kp2，查看此时双向谐振式直流变换装置的输出功率波形是否振荡，是则降低Kp2直至波形振荡消除，转过程S303；否则，则转过程S302同时增加Kp2直至波形振荡消除；
S303：固定Kp2值，调试Ki2，查看此时输出功率波形是否波动，是则降低 Ki2直至波形振荡减弱至最小；否则，则转过程S303同时增加Ki2直至波形振荡消除；
S304：将Kp2和Ki2的最终值作为和分别为输出功率比例系数Kp2和输出功率积分系数Ki2。
进一步地，所述的输出功率比例系数Kp3和输出功率积分系数Ki3的确定过程为：
S401：固定Kp2和Ki2的值，将Ki3初始值取为0；
S402：调试Kp3，查看此时双向谐振式直流变换装置的输出功率波形是否振荡，是则降低Kp3直至波形振荡消除，转过程S403；否则，则转过程S402同时增加Kp3直至波形振荡消除；
S403：固定Kp3值，调试Ki2，查看此时输出功率波形是否波动，是则降低 Ki3直至波形振荡减弱至最小；否则，则转过程S403同时增加Ki3直至波形振荡消除；
S404：将Kp3和Ki3的最终值作为和分别为输出功率比例系数Kp3和输出功率积分系数Ki3。
本发明提供的技术方案带来的有益效果是：本发明解决现有双向谐振变换器调节范围窄，效率低，稳定性差等问题，该控制方法使得变换器实现了宽增益范围，尽可能减小开关损耗和导通损耗，并在不同模式下使系统保持高效率输出，具有较好的动态响应性能以及稳定性。
附图说明
图1是本发明一种双向谐振变换器的高效率控制系统及方法的原理图；
图2是本发明一种双向谐振变换器的高效率控制系统及方法实施例的电路图；
图3是本发明一种双向谐振变换器的高效率控制系统及方法的控制流程图；
图4是本发明一种双向谐振变换器的高效率控制系统及方法在升压模式下的开关管驱动信号示意图；
图5是本发明一种双向谐振变换器的高效率控制系统及方法在降压模式下的开关管驱动信号示意图，其中(a)、(b)以及(c)分别对应高、中以及低功率级的工作模式。
具体实施方式
为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明实施方式作进一步地描述。
为了对本发明的技术特征、目的和效果有更加清楚的理解，现对照附图详细说明本发明的具体实施方式。请参考图1、图2，图1、图2示出了本发明一种双向谐振变换器的高效率控制系统及方法的原理图以及一实施例的电路图，为了便于说明，仅示出了与本发明实施例相关的部分，详述如下。
本实施例的一种双向谐振变换器的高效率控制系统可以使直流电能进行双向流动，一种双向谐振变换器的高效率控制系统，包括第一输入电源1、第一滤波电路2、第一逆变/整流电路3、谐振电路4、高频变压器5、第二逆变/整流电路6、第二滤波电路7、第二输入电源8电压电流采集电路91、电压电流采集电路92、控制器101、控制器102、驱动电路111、以及驱动电路112；
第一输入电源1的输出端连接第一滤波电路2的输入端，第一滤波电路2 的反馈端与电压电流采集电路91的输入端相连；电压电流采集电路91的输出端连接控制器101的输入端，控制器101的输出端连接驱动电路111，驱动电路 111的输出端连接第二逆变/整流电路6的第一输入端；
第一滤波电路2的输出端与第一逆变/整流电路3的第一输入端相连，谐振电路4的输入端与第一逆变/整流电路3的输出端相连，谐振电路4的输出端与高频变压器5的输入端相连；高频变压器5输出端与第二逆变/整流电路6的第二输入端相连；第二逆变/整流电路6输出端与第二滤波电路7输入端相连；第二滤波电路7的输出端用于与第二输入电源8相连，第二滤波电路7的反馈端与电压电流采集电路92的输入端相连；电压电流采集电路92的输出端连接至控制器102的输入端，控制器102的输出端连接至驱动电路112的输入端，驱动电路112的输出端与第一逆变/整流电路3第二输入端相连。
所述双向串联谐振变换器的高频间歇控制系统使直流电进行双向流动，其中，能量从第一输入电源1向第二输入电源8传输的工作模式为正向传输模式，能量从第二输入电源8向第一输入电源1传输的工作模式为反向传输模式。
所述的第一滤波电路2和第二滤波电路7包括：LC型滤波电路、CL型滤波电路以及LCL型滤波电路。
所述的谐振电路4采用包含电感和电容的谐振电路，包括：串联谐振电路、并联谐振电路、串并联型谐振电路、LLC型谐振电路、CLC型谐振电路以及LCL 型谐振电路。
所述的高频变压器5包括高频隔离变压器、高频自耦变压器以及带中心抽头高频变压器。
所述的第一滤波电路2为一个直流滤波电容C1，第一逆变/整流电路3开关管S3的管脚2与开关管S4的管脚1相连后用于连接在第一滤波电路2的两端，其中，开关管S1与S3的管脚1用于连接滤波电容C1的正极，开关管S1与S3的管脚2用于连接滤波电容C1的负极，第一滤波电路2用于在反向传输模式中滤除整流电路输出的电流中的谐波，为第一输入电源提供平稳的直流能量。
第一逆变/整流电路3采用全桥电压型变换器，用于根据驱动电路11输出的驱动信号将输入电源的直流电压变换成周期性变化的正负半周期对称的方波电压，第一输入电源1的电压V1的范围为240V-480V，额定电压为400V，电流 I1的范围为0-2.5A。
所述的第一逆变/整流电路3包含四个相同的开关管S1～S4，各个开关管S1-S4的管脚1和管脚2之间分别连接一组并联的二极管和缓冲电容，其中二极管的阳极连接对应开关管的管脚2，阴极连接对应开关管的管脚1，开关管S1的管脚 2与开关管S2的管脚1相连后用于连接在第一输入电源1的两输出端之间，开关管S3的管脚2与开关管S4的管脚1相连后用于连接在第一输入电源1的两输出端之间；其中，开关管S1与S3的管脚1用于连接第一输入电源1和反向滤波电容C1的正极，开关管S2与S4的管脚2用于连接第一输入电源1和反向滤波电容C1的负极，开关管S1-S4选用的类型包括MOSFET、BJT以及IGBT。
所述的谐振电路4采用包含电感和电容的串联LC谐振电路，用于在方波电压的激励下产生的高频谐振电流，谐振电感Lr＝50μH，谐振电容Cr＝12nF，谐振频率为200kHz；串联LC谐振电路包含一个谐振电感Lr和一个谐振电容Cr，谐振电容Cr的一端连接第一逆变/整流电路3的开关管S1的管脚2，另一端串联谐振电感Lr，Lr的另一端同开关管S3的管脚2连接高频变压器5原边的一端。
所述的高频变压器5为高频隔离变压器，用于放大或缩小高频谐振电压和电流，变比为8：1；高频隔离变压器原边的一端连接谐振电感Lr和开关管S3的管脚2，原边的另一端连接至第三开关管S3和第四开关管S4的连接端，在第一逆变/整流电路3输出方波电压的激励下，谐振电路4的谐振电感Lr、谐振电容 Cr与高频隔离变压器原边的等效励磁电感产生近似正弦的高频谐振电流，通过高频隔离变压器原边传输到其副边。
所述第二逆变/整流电路6采用全桥电路，在正向传输模式下作为全波整流电路，用于将高频谐振电流变换为直流电流，次级侧电压；在反向传输模式下作为全桥电压型变换器，用于根据驱动电路输出的驱动信号将输入电源的直流电压变换成周期性变化的正负半周期对称的方波电压，次级侧电压V2的范围为 24-56V，额定电压为48V，电流I2的范围为0-20A。
所述的第二逆变/整流电路6共有四个相同的开关管S5～S8，各个开关管S5-S8的管脚1和管脚2之间分别连接一组并联的二极管和缓冲电容，其中二极管的阳极连接对应开关管的管脚2，阴极连接对应开关管的管脚1，开关管S5的管脚 2与开关管S6的管脚1相连后用于连接在第二输入电源2的两输出端之间，开关管S7的管脚2与开关管S8的管脚1相连后用于连接在第二输入电源2的两输出端之间；其中，开关管S5与S7的管脚1与管脚2用于连接高频变压器5的输出端，S5和S8的管脚1用于连接第二输入电源8和滤波电容C2的正极，S6和S7的管脚2用于连接第二输入电源8和滤波电容C2的负极，开关管S5-S8的类型包括 MOSFET、BJT以及IGBT。
所述的第二滤波电路7为一个直流滤波电容C2，第二逆变/整流电路6开关管S7的管脚②与开关管S8的管脚1相连后用于连接在第二滤波电路7的两端，其中，开关管S5与S7的管脚1用于连接滤波电容C2的正极，开关管S6与S8的管脚2用于连接滤波电容C2的负极，第二滤波电路7用于在正向传输模式中滤除整流电路输出的电流中的谐波，为第二输入电源8提供平稳的直流能量。
请参考图3，在本发明实例中，一种双向谐振式直流变换装置的控制方法，其具体包含如下步骤，其中工作频率fr的范围为50-200kHz：
(1)采集第一输入电源1的电压值V1、第一逆变/整流电路3输出的电流值I1，以及第二输入电源8的电压值V2、第二逆变/整流电路6输出的电流值I2，通过控制器计算得到第一逆变/整流电路3输出的功率P1和第二逆变/整流电路6 输出的功率P2；
(2)判断参考功率Pref的正负，若Pref＞0，变换器正向工作，转步骤(3)， Pref＜0，变换器反向工作，转步骤(4),其中，Pref为输出功率设定值；
(3)判断V1和nV2的大小关系，若V1≤nV2，变换器正向升压，转步骤(5)，若V1＞nV2，变换器正向降压，转步骤(7)；
(4)判断V1和nV2的大小关系，若V1≤nV2，变换器反向降压，转步骤(12)，若V1＞nV2，变换器反向升压，转步骤(6)；
(5)根据公式D1＝Kp1e1+Ki1×(∫e1dt+C1)获得占空比指令D1，生成占空比为D1，工作频率为2fr的PWM信号，用于控制开关S6和S8，同时生成占空比为0.5，工作频率为fr的PWM信号，用于控制开关S1～S4，参见图4，其中， S1、S4同相，S2、S3同相，S1、S4和S2、S3相位互补，其在切换时考虑一定死区时间；S6、S8在Ts的前半段时间内与S1、S4同相位，在Ts的后半段时间内与S2、S3同相位。转步骤(17)；
其中，fr为谐振频率，Ts为工作周期，e1为功率误差，e1＝Pref－P2；Kp1和 Ki1分别为输出功率比例系数和输出功率积分系数，t为时间，C1为积分常数，当前拍计算下的C1值为上一拍计算的积分(∫e1dt+C1)值，第一次计算时C1＝0， P2为第二逆变/整流电路6的输出功率值，Pref为输出功率设定值；
(6)根据公式D1＝Kp1e1+Ki1×(∫e1dt+C1)获得占空比指令D1，生成占空比为D1，工作频率为2fr的PWM信号，用于控制开关S2和S4，同时生成占空比为0.5，工作频率为fr的PWM信号，用于控制开关S5～S8。其中，S5、S8同相， S6、S7同相，S5、S8和S6、S7相位互补，其在切换时考虑一定死区时间；S2、 S4在Ts的前半段时间内与S5、S8同相位，在Ts的后半段时间内与S6、S7同相位。
转步骤(17)；
其中，fr为谐振频率，Ts为工作周期，e1为功率误差，e1＝Pref－P1；Kp1和 Ki1分别为输出功率比例系数和输出功率积分系数，t为时间，C1为积分常数，当前拍计算下的C1值为上一拍计算的积分(∫e1dt+C1)值，第一次计算时C1＝0， P1为第一逆变/整流电路3的输出功率值，Pref为输出功率设定值；
(7)根据公式fs＝Kp2e2+Ki2×(∫e2dt+C2)获得工作频率频率信号fs，取fmin和fs的最大值，记为f，转步骤(8)；
其中，fmin是最小的工作频率，e2为功率误差，e2＝Pref－P2；Kp2为输出功率比例系数，Ki2为输出功率积分系数，t为时间，C2为积分常数，当前拍计算下的C2值为上一拍计算的积分(∫e2dt+C2)值，第一次计算时C2＝0，P2为第二逆变/整流电路6的输出功率值，Pref为输出功率设定值；
(8)判断fr、fs以及fmin的关系，若fs＞fr/2，转步骤(9)；fs≤fr/2，转步骤 (10)；fs≤fmin，转步骤(11)；
其中，fs为步骤(7)所获得的工作频率，fr为谐振频率，fmin是最小的工作频率。
(9)通过公式g(fs，D21)得到高功率级降压模式的占空比信号D21，D21与f 共同生成占空比为D21，开关频率为f的PWM信号，用于驱动开关S1～S4工作；。参见图5中的(a)，产生的PWM信号为：每个开关周期开始时，S1导通，导通时间为D21Ts，S2和S1互补导通，在开关切换时考虑一定死区时间；S3在Ts的后半周期开始时导通，导通时间为D21Ts，S4和S3互补导通，在开关切换时考虑一定死区时间，转步骤(17)；
其中，f为步骤(7)取得的最大值，Ts为工作周期，g(fs，D21)表达式为：
Figure GDA0003245182690000161
n为高频变压器5的变比，V2为第二输入电源8的电压，V1为第一输入电源1的电压，fs为步骤(7)所获得的工作频率，fr为谐振频率。
(10)由D22＝fs/(2fr)得到中功率级降压模式的占空比信号D22，D22与f共同生成占空比为D22，开关频率为f的PWM信号，用于驱动开关S1～S4工作。参见图5中的(b)，产生的PWM信号为：每个开关周期开始时，S1导通，导通时间为D22Ts，S2和S1互补导通，在开关切换时考虑一定死区时间；S3在Ts的后半周期开始时导通，导通时间为D22Ts，S4和S3互补导通，在开关切换时考虑一定死区时间，转步骤(17)。
其中，fs为步骤(7)所获得的工作频率，fr为谐振频率，f为步骤(7)取得的最大值，Ts为工作周期。
(11)由公式D23＝Kp3e2+Ki3×(∫e2dt+C3)获得占空比信号D23，D23与f共同生成占空比为D23，开关频率为f的PWM信号，用于驱动开关S1～S4工作。参见图5中的(c)，产生的PWM信号为：每个开关周期开始时，S1导通，导通时间为D23Ts，S2和S1互补导通，在开关切换时考虑一定死区时间；S3在Ts的后半周期开始时导通，导通时间为D23Ts，S4和S3互补导通，在开关切换时考虑一定死区时间，转步骤(17)。
其中，f为步骤(7)取得的最大值，Ts为工作周期，e3为功率误差，e3＝Pref－P2；Kp3为输出功率比例系数，Ki3为输出功率积分系数，t为时间，C3为积分常数，当前拍计算下的C3值为上一拍计算的积分(∫e3dt+C3)值，第一次计算时C3＝0，P2为第二逆变/整流电路6的输出功率值，Pref为输出功率设定值；
(12)根据公式fs＝Kp2e2+Ki2×(∫e2dt+C2)获得工作频率频率信号fs，取fmin和fs的最大值，记为f，转步骤(13)。
其中，fmin是最小的工作频率，e2为功率误差，e2＝Pref－P2；Kp2为输出功率比例系数，Ki2为输出功率积分系数，t为时间，C2为积分常数，当前拍计算下的C2值为上一拍计算的积分(∫e2dt+C2)值，第一次计算时C2＝0，P2为第二逆变/整流电路6的输出功率值，Pref为输出功率设定值；
(13)判断fr、fs以及fmin的关系，若fs＞fr/2，转步骤(14)；fs≤fr/2，转步骤(15)；fs≤fmin，转步骤(16)。
其中，fs为步骤(12)所获得的工作频率，fr为谐振频率，fmin是最小的工作频率。
(14)通过公式g(fs，D21)得到高功率级降压模式的占空比信号D21，D21与f共同生成占空比为D21，开关频率为f的PWM信号，用于驱动开关S5～S8工作。产生的PWM信号为：每个开关周期开始时，S5导通，导通时间为D21Ts，S6和 S5互补导通，在开关切换时考虑一定死区时间；S7在Ts的后半周期开始时导通，导通时间为D21Ts，S8和S7互补导通，在开关切换时考虑一定死区时间，转步骤 (17)。
其中，f为步骤(12)取得的最大值，Ts为工作周期，g(fs，D21)表达式为：
Figure GDA0003245182690000171
n为高频变压器5的变比，V2为第二输入电源8的电压，V1为第一输入电源1的电压，fs为步骤(12)所获得的工作频率，fr为谐振频率。
(15)由D22＝fs/(2fr)得到中功率级降压模式的占空比信号D22，D22与f共同生成占空比为D22，开关频率为f的PWM信号，用于驱动开关S5～S8工作。产生的PWM信号为：每个开关周期开始时，S5导通，导通时间为D22Ts，S6和S5互补导通，在开关切换时考虑一定死区时间；S7在Ts的后半周期开始时导通，导通时间为D22Ts，S8和S7互补导通，在开关切换时考虑一定死区时间，转步骤 (17)。
其中，fs为步骤(12)所获得的工作频率，fr为谐振频率，f为步骤(7)取得的最大值，Ts为工作周期。
(16)由公式D23＝Kp3e2+Ki3×(∫e2dt+C3)获得占空比信号D23，D23与f共同生成占空比为D23，开关频率为f的PWM信号，用于驱动开关S5～S8工作。产生的PWM信号为：每个开关周期开始时，S5导通，导通时间为D23Ts，S6和 S5互补导通，在开关切换时考虑一定死区时间；S7在Ts的后半周期开始时导通，导通时间为D23Ts，S8和S7互补导通，在开关切换时考虑一定死区时间，转步骤 (17)。
其中，f为步骤(12)取得的最大值，Ts为工作周期，e3为功率误差，e3＝ Pref－P1；Kp3为输出功率比例系数，Ki3为输出功率积分系数，t为时间，C3为积分常数，当前拍计算下的C3值为上一拍计算的积分(∫e3dt+C3)值，第一次计算时C3＝0，P1为第一逆变/整流电路3的输出功率值，Pref为输出功率设定值；
(17)将PWM信号送给相应的开关管，待传输过程完成后结束工作。
所述输出功率比例系数Kp1和输出功率积分系数Ki1的确定过程为：
(1)将Ki1初始值取为0；
(2)先调试Kp1，查看此时双向谐振式直流变换装置的输出功率波形是否振荡，是则降低Kp1直至波形振荡消除，转过程(3)；否则，则转过程(2)同时增加Kp1直至波形振荡消除；
(3)固定Kp1值，调试Ki1，查看此时输出功率波形是否波动，是则降低 Ki1直至波形振荡消除；否则，则转过程(3)同时增加Ki1；
(4)将Kp1和Ki1的最终值作为和分别为输出功率比例系数Kp1和输出功率积分系数Ki1。
所述的输出功率比例系数Kp2和输出功率积分系数Ki2的确定过程为：
(1)将Ki2和Ki3初始值取为0，Kp3初始值取为1；
(2)调试Kp2，查看此时双向谐振式直流变换装置的输出功率波形是否振荡，是则降低Kp2直至波形振荡消除，转过程(3)；否则，则转过程(2)同时增加Kp2直至波形振荡消除；
(3)固定Kp2值，调试Ki2，查看此时输出功率波形是否波动，是则降低 Ki2直至波形振荡减弱至最小；否则，则转过程(3)同时增加Ki2；
(4)将Kp2和Ki2的最终值作为和分别为输出功率比例系数Kp2和输出功率积分系数Ki2。
所述的输出功率比例系数Kp3和输出功率积分系数Ki3的确定过程为：
(1)固定Kp2和Ki2的值，将Ki3初始值取为0；
(2)调试Kp3，查看此时双向谐振式直流变换装置的输出功率波形是否振荡，是则降低Kp3直至波形振荡消除，转过程(3)；否则，则转过程(2)同时增加Kp3；
(3)固定Kp3值，调试Ki2，查看此时输出功率波形是否波动，是则降低 Ki3直至波形振荡减弱至最小；否则，则转过程(3)同时增加Ki3；
(4)将Kp3和Ki3的最终值作为和分别为输出功率比例系数Kp3和输出功率积分系数Ki3。
对所公开的实施例的上述说明，使本领域专业技术人员能够实现或使用本发明。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。

Claims (4)

1.一种双向谐振变换器的高效率控制方法，用于一种双向谐振变换器的高效率控制系统，所述系统包括：
第一输入电源(1)、第一滤波电路(2)、第一逆变/整流电路(3)、谐振电路(4)、高频变压器(5)、第二逆变/整流电路(6)、第二滤波电路(7)、第二输入电源(8)、第一电压电流采集电路(91)、第二电压电流采集电路(92)、第一控制器(101)、第二控制器(102)、第一驱动电路(111)、以及第二驱动电路(112)；
第一输入电源(1)的输出端连接第一滤波电路(2)的输入端，第一滤波电路(2)的反馈端与第一电压电流采集电路(91)的输入端相连；第一电压电流采集电路(91)的输出端连接第一控制器(101)的输入端，第一控制器(101)的输出端连接驱动电路(111)，第一驱动电路(111)的输出端连接第二逆变/整流电路(6)的第一输入端；
第一滤波电路(2)的输出端与第一逆变/整流电路(3)的第一输入端相连，谐振电路(4)的输入端与第一逆变/整流电路(3)的输出端相连，谐振电路(4)的输出端与高频变压器(5)的输入端相连；高频变压器(5)输出端与第二逆变/整流电路(6)的第二输入端相连；第二逆变/整流电路(6)输出端与第二滤波电路(7)输入端相连；第二滤波电路(7)的输出端用于与第二输入电源(8)相连，第二滤波电路(7)的反馈端与第二电压电流采集电路(92)的输入端相连；第二电压电流采集电路(92)的输出端连接至第二控制器(102)的输入端，第二控制器(102)的输出端连接至第二驱动电路(112)的输入端，第二驱动电路(112)的输出端与第一逆变/整流电路(3)第二输入端相连；
所述双向串联谐振变换器的高频间歇控制系统使直流电进行双向流动，其中，能量从第一输入电源(1)向第二输入电源(8)传输的工作模式为正向传输模式，能量从第二输入电源(8)向第一输入电源(1)传输的工作模式为反向传输模式；
所述的第一滤波电路(2)为一个直流滤波电容C1，第一逆变/整流电路(3)开关管S3的管脚2与开关管S4的管脚1相连后用于连接在第一滤波电路(2)的两端，其中，开关管S1与S3的管脚1用于连接滤波电容C1的正极，开关管S1与S3的管脚2用于连接滤波电容C1的负极，第一滤波电路(2)用于在反向传输模式中滤除整流电路输出的电流中的谐波，为第一输入电源提供平稳的直流能量；
所述的第一逆变/整流电路(3)包含四个相同的开关管S1～S4，各个开关管S1-S4的管脚1和管脚2之间分别连接一组并联的二极管和缓冲电容，其中二极管的阳极连接对应开关管的管脚2，阴极连接对应开关管的管脚1，开关管S1的管脚2与开关管S2的管脚1相连后用于连接在第一输入电源(1)的两输出端之间，开关管S3的管脚2与开关管S4的管脚1相连后用于连接在第一输入电源(1)的两输出端之间；其中，开关管S1与S3的管脚1用于连接第一输入电源(1)和反向滤波电容C1的正极，开关管S2与S4的管脚2用于连接第一输入电源(1)和反向滤波电容C1的负极，开关管S1-S4选用的类型包括MOSFET、BJT以及IGBT；
所述的谐振电路(4)采用包含电感和电容的串联LC谐振电路，串联LC谐振电路包含一个谐振电感Lr和一个谐振电容Cr，谐振电容Cr的一端连接第一逆变/整流电路(3)的开关管S1的管脚2，另一端串联谐振电感Lr，Lr的另一端同开关管S3的管脚2连接高频变压器(5)原边的一端；
所述的高频变压器(5)为高频隔离变压器，高频隔离变压器原边的一端连接谐振电感Lr和开关管S3的管脚2，原边的另一端连接至第三开关管S3和第四开关管S4的连接端，在第一逆变/整流电路(3)输出方波电压的激励下，谐振电路(4)的谐振电感Lr、谐振电容Cr与高频隔离变压器原边的等效励磁电感产生近似正弦的高频谐振电流，通过高频隔离变压器原边传输到其副边；
所述的第二逆变/整流电路(6)共有四个相同的开关管S5～S8，各个开关管S5-S8的管脚1和管脚2之间分别连接一组并联的二极管和缓冲电容，其中二极管的阳极连接对应开关管的管脚2，阴极连接对应开关管的管脚1，开关管S5的管脚2与开关管S6的管脚1相连后用于连接在第二输入电源(2)的两输出端之间，开关管S7的管脚2与开关管S8的管脚1相连后用于连接在第二输入电源(2)的两输出端之间；其中，开关管S5与S7的管脚1与管脚2用于连接高频变压器(5)的输出端，S5和S8的管脚1用于连接第二输入电源(8)和滤波电容C2的正极，S6和S7的管脚2用于连接第二输入电源(8)和滤波电容C2的负极，开关管S5-S8的类型包括MOSFET、BJT以及IGBT；
所述的第二滤波电路(7)为一个直流滤波电容C2，第二逆变/整流电路(6)开关管S7的管脚2与开关管S8的管脚1相连后用于连接在第二滤波电路(7)的两端，其中，开关管S5与S7的管脚1用于连接滤波电容C2的正极，开关管S6与S8的管脚2用于连接滤波电容C2的负极，第二滤波电路(7)用于在正向传输模式中滤除整流电路输出的电流中的谐波，为第二输入电源(8)提供平稳的直流能量，其特征在于，包含如下步骤：
S101：采集第一输入电源(1)的电压值V1、第一逆变/整流电路(3)输出的电流值I1，以及第二输入电源(8)的电压值V2、第二逆变/整流电路(6)输出的电流值I2，通过控制器计算得到第一逆变/整流电路(3)输出的功率P1和第二逆变/整流电路(6)输出的功率P2；
S102：判断参考功率Pref的正负，若Pref＞0，变换器正向工作，转步骤S103，Pref＜0，变换器反向工作，转步骤S104,其中，Pref为输出功率设定值；
S103：判断V1和nV2的大小关系，若V1≤nV2，变换器正向升压，转步骤S105，若V1＞nV2，变换器正向降压，转步骤S107；
S104：判断V1和nV2的大小关系，若V1≤nV2，变换器反向降压，转步骤S112，若V1＞nV2，变换器反向升压，转步骤S106；
S105：根据公式D1＝Kp1e1+Ki1×(∫e1dt+C1)获得占空比指令D1，生成占空比为D1，工作频率为2fr的PWM信号，用于控制开关S6和S8，同时生成占空比为0.5，工作频率为fr的PWM信号，用于控制开关S1～S4，其中，S1、S4同相，S2、S3同相，S1、S4和S2、S3相位互补，其在切换时考虑一定死区时间；S6、S8在Ts的前半段时间内与S1、S4同相位，在Ts的后半段时间内与S2、S3同相位，转步骤S117；
其中，fr为谐振频率，Ts为工作周期，e1为功率误差，e1＝Pref－P2；Kp1和Ki1分别为输出功率比例系数和输出功率积分系数，t为时间，C1为积分常数，当前拍计算下的C1值为上一拍计算的积分∫e1dt+C1的值，第一次计算时C1＝0，P2为第二逆变/整流电路(6)的输出功率值，Pref为输出功率设定值；
S106：根据公式D1＝Kp1e1+Ki1×(∫e1dt+C1)获得占空比指令D1，生成占空比为D1，工作频率为2fr的PWM信号，用于控制开关S2和S4，同时生成占空比为0.5，工作频率为fr的PWM信号，用于控制开关S5～S8，其中，S5、S8同相，S6、S7同相，S5、S8和S6、S7相位互补，其在切换时考虑一定死区时间；S2、S4在Ts的前半段时间内与S5、S8同相位，在Ts的后半段时间内与S6、S7同相位，转步骤S117；
其中，fr为谐振频率，Ts为工作周期，e1为功率误差，e1＝Pref－P1；Kp1和Ki1分别为输出功率比例系数和输出功率积分系数，t为时间，C1为积分常数，当前拍计算下的C1值为上一拍计算的积分∫e1dt+C1的值，第一次计算时C1＝0，P1为第一逆变/整流电路(3)的输出功率值，Pref为输出功率设定值；
S107：根据公式fs＝Kp2e2+Ki2×(∫e2dt+C2)获得工作频率频率信号fs，取fmin和fs的最大值，记为f，转步骤S108；
其中，fmin是最小的工作频率，e2为功率误差，e2＝Pref－P2；Kp2为输出功率比例系数，Ki2为输出功率积分系数，t为时间，C2为积分常数，当前拍计算下的C2值为上一拍计算的积分∫e2dt+C2的值，第一次计算时C2＝0，P2为第二逆变/整流电路(6)的输出功率值，Pref为输出功率设定值；
S108：判断fr、fs以及fmin的关系，若fs＞fr/2，转步骤S109；fs≤fr/2，转步骤S110；fs≤fmin，转步骤S111；
其中，fs为步骤S107所获得的工作频率，fr为谐振频率，fmin是最小的工作频率；
S109：通过公式g(fs，D21)得到高功率级降压模式的占空比信号D21，D21与f共同生成占空比为D21，开关频率为f的PWM信号，用于驱动开关S1～S4工作，产生的PWM信号为：每个开关周期开始时，S1导通，导通时间为D21Ts，S2和S1互补导通，在开关切换时考虑一定死区时间；S3在Ts的后半周期开始时导通，导通时间为D21Ts，S4和S3互补导通，在开关切换时考虑一定死区时间，转步骤S117；
其中，f为步骤S107取得的最大值，Ts为工作周期，g(fs，D21)表达式为：
Figure FDA0003277574070000051
n为高频变压器(5)的变比，V2为第二输入电源(8)的电压，V1为第一输入电源(1)的电压，fs为步骤S107所获得的工作频率，fr为谐振频率；
S110：由D22＝fs/(2fr)得到中功率级降压模式的占空比信号D22，D22与f共同生成占空比为D22，开关频率为f的PWM信号，用于驱动开关S1～S4工作，产生的PWM信号为：每个开关周期开始时，S1导通，导通时间为D22Ts，S2和S1互补导通，在开关切换时考虑一定死区时间；S3在Ts的后半周期开始时导通，导通时间为D22Ts，S4和S3互补导通，在开关切换时考虑一定死区时间，转步骤S117；
其中，fs为步骤S107所获得的工作频率，fr为谐振频率，f为步骤S107取得的最大值，Ts为工作周期；
S111：由公式D23＝Kp3e2+Ki3×(∫e2dt+C3)获得占空比信号D23，D23与f共同生成占空比为D23，开关频率为f的PWM信号，用于驱动开关S1～S4工作，产生的PWM信号为：每个开关周期开始时，S1导通，导通时间为D23Ts，S2和S1互补导通，在开关切换时考虑一定死区时间；S3在Ts的后半周期开始时导通，导通时间为D23Ts，S4和S3互补导通，在开关切换时考虑一定死区时间，转步骤S117；
其中，f为步骤S107取得的最大值，Ts为工作周期，e3为功率误差，e3＝Pref－P2；Kp3为输出功率比例系数，Ki3为输出功率积分系数，t为时间，C3为积分常数，当前拍计算下的C3值为上一拍计算的积分∫e3dt+C3的值，第一次计算时C3＝0，P2为第二逆变/整流电路(6)的输出功率值，Pref为输出功率设定值；
S112：根据公式fs＝Kp2e2+Ki2×(∫e2dt+C2)获得工作频率频率信号fs，取fmin和fs的最大值，记为f，转步骤S113；
其中，fmin是最小的工作频率，e2为功率误差，e2＝Pref－P2；Kp2为输出功率比例系数，Ki2为输出功率积分系数，t为时间，C2为积分常数，当前拍计算下的C2值为上一拍计算的积分∫e2dt+C2的值，第一次计算时C2＝0，P2为第二逆变/整流电路(6)的输出功率值，Pref为输出功率设定值；
S113：判断fr、fs以及fmin的关系，若fs＞fr/2，转步骤S114；fs≤fr/2，转步骤S115；fs≤fmin，转步骤S116；
其中，fs为步骤S112所获得的工作频率，fr为谐振频率，fmin是最小的工作频率；
S114：通过公式g(fs，D21)得到高功率级降压模式的占空比信号D21，D21与f共同生成占空比为D21，开关频率为f的PWM信号，用于驱动开关S5～S8工作； 产生的PWM信号为：每个开关周期开始时，S5导通，导通时间为D21Ts，S6和S5互补导通，在开关切换时考虑一定死区时间；S7在Ts的后半周期开始时导通，导通时间为D21Ts，S8和S7互补导通，在开关切换时考虑一定死区时间，转步骤S117；
其中，f为步骤S112取得的最大值，Ts为工作周期，g(fs，D21)表达式为：
Figure FDA0003277574070000071
n为高频变压器(5)的变比，V2为第二输入电源(8)的电压，V1为第一输入电源(1)的电压，fs为步骤S112所获得的工作频率，fr为谐振频率；
S115：由D22＝fs/(2fr)得到中功率级降压模式的占空比信号D22，D22与f共同生成占空比为D22，开关频率为f的PWM信号，用于驱动开关S5～S8工作；产生的PWM信号为：每个开关周期开始时，S5导通，导通时间为D22Ts，S6和S5互补导通，在开关切换时考虑一定死区时间；S7在Ts的后半周期开始时导通，导通时间为D22Ts，S8和S7互补导通，在开关切换时考虑一定死区时间，转步骤S117；
其中，fs为步骤S112所获得的工作频率，fr为谐振频率，f为S107取得的最大值，Ts为工作周期；
S116：由公式D23＝Kp3e2+Ki3×(∫e2dt+C3)获得占空比信号D23，D23与f共同生成占空比为D23，开关频率为f的PWM信号，用于驱动开关S5～S8工作；产生的PWM信号为：每个开关周期开始时，S5导通，导通时间为D23Ts，S6和S5互补导通，在开关切换时考虑一定死区时间；S7在Ts的后半周期开始时导通，导通时间为D23Ts，S8和S7互补导通，在开关切换时考虑一定死区时间，转步骤S117；
其中，f为步骤S112取得的最大值，Ts为工作周期，e3为功率误差，e3＝Pref－P1；Kp3为输出功率比例系数，Ki3为输出功率积分系数，t为时间，C3为积分常数，当前拍计算下的C3值为上一拍计算的积分∫e3dt+C3的值，第一次计算时C3＝0，P1为第一逆变/整流电路(3)的输出功率值，Pref为输出功率设定值；
S117：将PWM信号送给相应的开关管，待传输过程完成后结束工作。
2.根据权利要求1所述的一种双向谐振变换器的高效率控制方法，其特征在于，所述输出功率比例系数Kp1和输出功率积分系数Ki1的确定过程为：
S201：将Ki1初始值取为0；
S202：先调试Kp1，查看此时双向谐振式直流变换装置的输出功率波形是否振荡，是则降低Kp1直至波形振荡消除，转过程S203；否则，则转过程S202：同时增加Kp1；
S203：固定Kp1值，调试Ki1，查看此时输出功率波形是否波动，是则降低Ki1直至波形振荡消除；否则，则转过程S203同时增加Ki1；
S204：将Kp1和Ki1的最终值作为和分别为输出功率比例系数Kp1和输出功率积分系数Ki1。
3.根据权利要求2所述的一种双向谐振变换器的高效率控制方法，其特征在于，所述的输出功率比例系数Kp2和输出功率积分系数Ki2的确定过程为：
S301：将Ki2和Ki3初始值取为0，Kp3初始值取为1；
S302：调试Kp2，查看此时双向谐振式直流变换装置的输出功率波形是否振荡，是则降低Kp2直至波形振荡消除，转过程S303；否则，则转过程S302同时增加Kp2直至波形振荡消除；
S303：固定Kp2值，调试Ki2，查看此时输出功率波形是否波动，是则降低Ki2直至波形振荡减弱至最小；否则，则转过程S303同时增加Ki2直至波形振荡消除；
S304：将Kp2和Ki2的最终值作为和分别为输出功率比例系数Kp2和输出功率积分系数Ki2。
4.根据权利要求3所述的一种双向谐振变换器的高效率控制方法，其特征在于，所述的输出功率比例系数Kp3和输出功率积分系数Ki3的确定过程为：
S401：固定Kp2和Ki2的值，将Ki3初始值取为0；
S402：调试Kp3，查看此时双向谐振式直流变换装置的输出功率波形是否振荡，是则降低Kp3直至波形振荡消除，转过程S403；否则，则转过程S402同时增加Kp3直至波形振荡消除；
S403：固定Kp3值，调试Ki2，查看此时输出功率波形是否波动，是则降低Ki3直至波形振荡减弱至最小；否则，则转过程S403同时增加Ki3直至波形振荡消除；
S404：将Kp3和Ki3的最终值作为和分别为输出功率比例系数Kp3和输出功率积分系数Ki3。
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