CN107276418B - 一种宽范围软开关直流变换电路及其控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种宽范围软开关直流变换电路及其控制方法。所述电路包括第一及第二串联谐振逆变电路、第一及第二高频隔离变压器、整流电路和控制器；所述第一及第二串联谐振逆变电路的输入端用于与直流源连接，所述第一及第二串联谐振逆变电路的两个输出端分别与第一及第二高频隔离变压器的原边的两端连接，所述第一及第二高频隔离变压器的副边串联后与接入所述整流电路，所述控制器向所述第一及第二串联谐振逆变电路输入控制信号，所述整流电路的两个输出端用于与负载连接。所述方法使逆变电路工作于同相位模式或者错相位模式。本发明不仅可以适应宽广的输入电压范围，还具有更宽的输出电压范围。

Description

一种宽范围软开关直流变换电路及其控制方法
技术领域
本发明涉及直流开关电源，特别涉及一种宽范围软开关直流变换电路及其控制方法。
背景技术
现有的备电应用场合，如UPS、车载电池等，需要将电池的储能进行变换和释放。由于宽范围电压变换的原因，传统的变换电路大多以硬开关管方案为主，或者使用较高电压等级的元器件以满足宽范围变换带来的电压应力，但其输出电压范围仍旧较窄，限制了其适用范围。
此外，还存在效率低下或者体积较大的问题，比如目前铁路的3.5KVA、110V逆变器电源产品，主流的产品效率大多在85％，即便使用了移相桥软开关等技术，效率也大多在88％，且体积较大。与相对较为成熟的逆变器技术相比，其关键问题就在DC/DC变换部分：没能很好的解决电池宽范围电压条件下的效率及功率密度的问题。
发明内容
本发明的目的是为了解决现有技术输出电压范围较窄的问题，提出一种宽范围软开关直流变换电路及其控制方法。
为解决上述技术问题，本发明采用以下技术方案：
一种宽范围软开关直流变换电路，包括第一及第二串联谐振逆变电路、第一及第二高频隔离变压器、整流电路和控制器；所述第一及第二串联谐振逆变电路的输入端用于与直流源连接，所述第一及第二串联谐振逆变电路的两个输出端分别与第一及第二高频隔离变压器的原边的两端连接，所述第一及第二高频隔离变压器的副边串联后与接入所述整流电路，所述控制器向所述第一及第二串联谐振逆变电路输入控制信号，所述整流电路的两个输出端用于与负载连接；所述控制器根据变换电路的预定电压比例判断输入电压乘以变压器匝比后与实际输出电压的实际比例的高低，从而控制串联谐振逆变电路的开通时序使第一串联谐振逆变电路与第二串联谐振逆变电路工作于错相位模式或者同相位模式。
在一些优选的实施方式中，第一高频隔离变压器的原边的线圈匝数与第二高频隔离变压器的原边的线圈匝数相同，所述第一高频隔离变压器的副边的线圈匝数与所述第二高频隔离变压器的副边的线圈匝数的比值范围为0.5至2。
在一些优选的实施方式中，第一串联谐振逆变电路包括两个高频开关管(Q3A、Q4A)、第一驱动电路、第一滤波电容、第一谐振电容和第一谐振电感，所述高频开关管(Q3A)的源极连接所述高频开关管(Q4A)的漏极，所述第一谐振电容的一端与所述第一滤波电容的一端连接，所述高频开关管(Q3A)的漏极与所述第一滤波电容的另一端连接，所述高频开关管(Q4A)的源极与所述第一谐振电容的另一端连接，第一高频隔离变压器的一个输出端通过所述第一谐振电感连接到所述高频开关管(Q3A)与所述高频开关管(Q4A)的中间点，所述第一高频隔离变压器的另一个输出端与所述第一谐振电容与所述第一滤波电容的中间点连接，所述第一驱动电路与所述高频开关管(Q3A)和所述高频开关管(Q4A)连接；
第二串联谐振逆变电路包括两个高频开关管(Q3B、Q4B)、第二驱动电路、第二滤波电容、第二谐振电容和第二谐振电感，所述高频开关管(Q3B)的源极连接所述高频开关管(Q4B)的漏极，所述第二谐振电容的一端与所述第二滤波电容的一端连接，所述高频开关管(Q3B)的漏极与所述第二滤波电容的另一端连接，所述高频开关管(Q4B)的源极与所述第二谐振电容的另一端连接，第二高频隔离变压器的一个输出端通过所述第二谐振电感连接到所述高频开关管(Q3B)与所述高频开关管(Q4B)的中间点，所述第二高频隔离变压器的另一个输出端与所述第二谐振电容与所述第二滤波电容的中间点连接，所述第二驱动电路与所述高频开关管(Q3B)和所述高频开关管(Q4B)连接；
所述第一串联谐振逆变电路与所述第二串联谐振逆变电路并联；或者，所述第一串联谐振逆变电路与所述第二串联谐振逆变电路串联。
在一些优选的实施方式中，第一串联谐振逆变电路、第二串联谐振逆变电路、第一高频隔离变压器和第二高频隔离变压器的数量均为至少一个；所述整流电路的整流元件为高频整流二极管或者具备反向并联二极管的高频开关管；所述第一及第二串联谐振逆变电路的形式包括半桥式电路和全桥式电路；所述整流电路的整流方式包括倍压整流和全桥整流；直流源的形式包括直流电源、电池和交流整流变换后的电源。
在另一方面，本发明提供一种宽范围软开关直流变换电路的控制方法：
一种宽范围软开关直流变换电路的控制方法，将第一高频隔离变压器的副边电压与第二高频隔离变压器的副边电压进行叠加，包括如下步骤：
设置预定电压比例；
采集输入电压；
根据变换电路的预定电压比例判断输入电压乘以变压器匝比后与实际输出电压的实际比例的高低：若实际比例高，则控制串联谐振逆变电路的开通时序使第一串联谐振逆变电路与第二串联谐振逆变电路工作于错相位模式；若实际比例低，则控制串联谐振逆变电路的开通时序使第一串联谐振逆变电路与第二串联谐振逆变电路工作于同相位模式；
逆变电路工作于错相位模式或者同相位模式使副边叠加后的电压下降或升高，从而加宽输出直流电压的范围。
在一些优选的实施方式中，控制第一及第二串联谐振逆变电路的开通时序的同时改变第一及第二串联谐振逆变电路的工作频率以使输出电压进一步升高或者降低。
在一些优选的实施方式中，整流电路的整流元件是高频整流二极管或者具备反向并联二极管的高频开关管，如果为高频开关管：根据直流源的实时电压以及释放电流大小，改变第一及第二串联谐振逆变电路以及整流电路的频率大小以升高或者降低输出电压。
在一些优选的实施方式中，整流电路的整流元件为高频开关管时，整流电路的开通时序以串联谐振逆变电路的开通时序的中心为基础进行偏移且前后留有死区；若直流源的释放电流小于设定电流，整流电路的整流元件为高频开关管时，所述高频开关管不开通，整流电路工作于二极管整流状态；若直流源的释放电流在设定电流以上，整流电路中的高频开关管开通，整流电路工作于同步管整流状态。
在进一步优选的实施方式中，若直流源的释放电流小于设定电流，整流电路的整流元件为高频开关管时，所述高频开关管不开通，整流电路工作于二极管整流状态；若直流源的释放电流在设定电流以上，整流电路中的高频开关管开通，整流电路工作于同步管整流状态。
在进一步优选的实施方式中，整流电路的整流元件为高频开关管，直流源为可提供或者可吸收能量的装置或者电路，负载为可储能及可释放电能的装置或者电路，正向或者反向控制第一及第二串联谐振逆变电路的开通时序以及整流电路的开通时序，可实现直流源和负载的能量的双向流动。
在另一方面，本发明还提供一种电能变换装置：
一种电能变换装置，包括信号处理器、存储器和一个或多个程序，所述一个或多个程序被存储在所述存储器中，并且被配置成由所述信号处理器执行，所述程序包括用于执行上述任一项方法的指令。
与现有技术相比，本发明的有益效果有：
根据变换电路的预定电压比例判断输入电压乘以变压器匝比后与实际输出电压的实际比例的高低，通过控制器控制第一串联谐振逆变电路和第二串联谐振逆变电路的开通时序，使第一串联谐振逆变电路与第二串联谐振逆变电路工作于同步或者错相位模式，从而改变第一高频隔离变压器和第二高频隔离变压器的副边电压的相位、瞬时电压或者极性中的一个或多个。由于两个变压器的副边是串联在一起的，它们的副边电压是叠加关系，彼此之间会相加、抑制或者抵消，如此，较低的输入电压可以获得较高或更低的输出电压，较高的输入电压可以获得较低或更高的输出电压，使得本发明不仅可以适应宽广的输入电压范围，还具有更宽的输出电压范围，提高了本发明的适用性。
此外，利用第一及第二串联谐振逆变电路的谐振模式可实现软开关，可降低逆变电路中各电子元件的开通及关断应力，从而降低开关损耗，有助于提高逆变电路的工作频率或者效率，进而减小体积或者提高功率密度。
在优选的实施例中，本发明还具有如下有益效果：
进一步地，由于第一及第二串联谐振逆变电路均为串联谐振拓扑，当逆变电路的工作频率为谐振频率时，在高频隔离变压器的副边可获得最大输出电压，因此，在改变逆变电路的开通时序的同时改变它们的工作频率，可以使输出电压进一步升高或者降低，从而进一步提高了本发明的适用性。
进一步地，整流电路的整流元件为具备反向并联二极管的高频开关管时，可实现同步整流，通过对整流电路以及逆变电路的开通时序进行控制，可输出端的直流电压的反向转换；此外，在控制逆变电路的开通时序的同时，根据直流源的实时电压以及释放电流的大小，改变逆变电路以及整流电路的工作频率大小，可以升高或者降低输出电压，进一步拓宽了输出电压的范围。
进一步地，第一高频隔离变压器的原边的线圈匝数与第二高频隔离变压器的原边的线圈匝数相同，两者的副边线圈匝数的比值范围为0.5至2，可实现最佳功率传输和提高利用率。
进一步地，直流源为可提供或者可吸收能量的装置或者电路，负载为可储能的装置或者电路，通过反向控制第一及第二串联谐振逆变电路的开通时序以及整流电路的开通时序，可以将变压器副边的电源回送到直流源，从而实现双向变换。
附图说明
图1为本发明的变换电路的电路结构示意图；
图2为本发明的控制方法的流程图；
图3为本发明的变换电路工作于同相位模式下的控制时序图；
图4为本发明的变换电路工作于错相位模式下的控制时序图；
图5为图1的变换电路的一种变型方式；
图6为图1的变换电路的另一种变型方式；
图7为图1的变换电路的又一种变型方式；
图8为本发明的另一个实施例的电路结构示意图；
图9为本发明的又一个实施例的控制方法的流程图。
具体实施方式
以下对本发明的实施方式作详细说明。应该强调的是，下述说明仅仅是示例性的，而不是为了限制本发明的范围及其应用。
参考图1，本发明的宽范围软开关直流变换电路包括第一及第二串联谐振逆变电路210和220、第一及第二高频隔离变压器TRA和TRB、整流电路300和控制器400；第一及第二串联谐振逆变电路210和220的输入端与直流侧100连接；直流侧100为第一及第二串联谐振逆变电路210和220提供直流电源；第一串联谐振逆变电路210的两个输出端与第一高频隔离变压器TRA的原边的两端连接，第二串联谐振逆变电路220的两个输出端与第二高频隔离变压器TRB的原边的两端连接，第一及第二高频隔离变压器TRA和TRB的副边串联后与接入整流电路300，控制器400向第一及第二串联谐振逆变电路210和220输入控制信号，整流电路300的两个输出端与负载V2连接；控制器400根据变换电路的预定电压比例判断输入电压乘以变压器匝比后与实际输出电压的实际比例的高低，从而控制串联谐振逆变电路的开通时序使第一串联谐振逆变电路210与第二串联谐振逆变电路220工作于错相位模式或者同相位模式。
具体的，在图1所示的实施例中，第一串联谐振逆变电路210、第二串联谐振逆变电路220、第一高频隔离变压器TRA和第二高频隔离变压器TRB的数量均为一个，第一串联谐振逆变电路210和第二串联谐振逆变电路220均为半桥式电路，整流电路300的整流方式为倍压整流，整流电路300的整流元件为具备反向并联二极管的高频开关管。直流侧100包括直流源V1和高压储能滤波电容C1，高压储能滤波电容C1的正负两端分别与直流源V1的正负两端连接；第一串联谐振逆变电路210包括两个高频开关管Q3A和Q4A、第一驱动电路211、第一滤波电容Cr2a、第一谐振电容Cr1a和第一谐振电感Lra，高频开关管Q3A的源极连接高频开关管Q4A的漏极，第一谐振电容Cr1a的一端与第一滤波电容Cr2a的一端连接，高频开关管Q3A的漏极与第一滤波电容Cr2a的另一端连接，高频开关管Q4A的源极与第一谐振电容Cr1a的另一端连接，第一高频隔离变压器TRA的一个输出端4A通过第一谐振电感Lra连接到高频开关管Q3A与高频开关管Q4A的中间点，第一高频隔离变压器TRA的另一个输出端5A与第一谐振电容Cr1a与第一滤波电容Cr2a的中间点连接，第一驱动电路211与高频开关管Q3A和高频开关管Q4A连接，第一驱动电路211为高频开关管Q3A和高频开关管Q4A提供驱动信号；第二串联谐振逆变电路220包括两个高频开关管Q3B和Q4B、第二驱动电路221、第二滤波电容Cr2b、第二谐振电容Cr1b和第二谐振电感Lrb，高频开关管Q3B的源极连接高频开关管Q4B的漏极，第二谐振电容Cr1b的一端与第二滤波电容Cr2b的一端连接，高频开关管Q3B的漏极与第二滤波电容Cr2b的另一端连接，高频开关管Q4B的源极与第二谐振电容Cr1b的另一端连接，第二高频隔离变压器TRB的一个输出端4B通过第二谐振电感Lrb连接到高频开关管Q3B与高频开关管Q4B的中间点，第二高频隔离变压器TRB的另一个输出端5B与第二谐振电容Cr1b与第二滤波电容Cr2b的中间点连接，第二驱动电路221与高频开关管Q3B和高频开关管Q4B连接，第二驱动电路221为高频开关管Q3B和高频开关管Q4B提供驱动信号；控制器400与第一驱动电路211和第二驱动电路221连接，分别向第一驱动电路211和第二驱动电路221发送控制信号；在变压器的副边，第一高频隔离变压器TRA的副边的一端2A与第二高频隔离变压器TRB的副边的一端1B连接；整流电路300包括高频开关管Q1和Q2、电容C4和C5、滤波电容C2和第三驱动电路310，电容C4的一端和C5的一端串联，高频开关管Q1的源极与高频开关管Q2的漏极连接，高频开关管Q1的漏极与电容C4的另一端以及滤波电容C2的一端连接，高频开关管Q2的源极与电容C5的另一端以及滤波电容C2的另一端连接，第一高频隔离变压器TRA的副边的另一端1A连接电容C4与电容C5的中间点，第二高频隔离变压器TRB的副边的另一端2B连接高频开关管Q1与高频开关管Q2的中间点，第三驱动电路310的一端与控制器400连接，第三驱动电路310的另外两端向高频开关管Q1和Q2发送驱动信号，负载V2接在滤波电容C2的两端。
第一高频隔离变压器TRA和第二高频隔离变压器TRB是磁芯开有气隙的隔离变压器或原边串联有谐振电感的隔离变压器或副边串联有储能电感的隔离变压器，磁芯气隙的大小由正、反激的比例和系统输入输出参数共同决定，原、副边耦合系数无需另外做特定的设置。第一高频隔离变压器TRA和第二高频隔离变压器TRB的磁芯开有气隙，有一定漏感，使第一高频隔离变压器TRA和第二高频隔离变压器TRB能够在正激及反激两个状态。其漏感通过自然的绕制工艺得到，同时，根据实际的需要，可以通过绕制工艺的改变来获得可大可小的漏感。当然，如果自然绕制的漏感感量不足够，也可以在副边侧外加电感。隔离变压器不用刻意区分原边及副边的端点连接点，即不用考虑隔离变压器的起始端。
控制器400的一端401输入采样信号，另一端402输出采样信号。当直流侧100为低压输入时，参考图1，第一串联谐振逆变电路210与第二串联谐振逆变电路220并联后与高压储能滤波电容C1的两端+BUS和-BUS连接，也即第一串联谐振逆变电路210与第二串联谐振逆变电路220并联后的输入端与直流源V1连接。
参考图2，本发明的宽范围软开关直流变换电路工作时，将第一高频隔离变压器TRA的副边电压与第二高频隔离变压器TRB的副边电压进行叠加，还采用如下控制方法：
设置预定电压比例；通常，变换电路的实际输出电压不能高于负载所需的电压，因此，通过设置预定电压比例来约束实际输出电压；根据不同的负载，控制器400会设置不同的预定电压比例；
采集输入电压；具体的，变换电路工作后，控制器400采集第一高频隔离变压器TRA的输入电压VIN-TRA和第二高频隔离变压器TRB的输入电压VIN-TRB；
根据变换电路的预定电压比例判断输入电压乘以变压器匝比后与实际输出电压的实际比例的高低：若实际比例高，则控制串联谐振逆变电路的开通时序使第一串联谐振逆变电路210与第二串联谐振逆变电路220工作于错相位模式；若实际比例低，则控制串联谐振逆变电路的开通时序使第一串联谐振逆变电路210与第二串联谐振逆变电路220工作于同相位模式；具体的，输入电压的高低影响实际输出电压的高低，而实际输出电压应当不高于负载所需的电压，将实际比例与预定电压比例比较，对实际比例的高低进行判断，根据实际比例的高低使第一串联谐振逆变电路210与第二串联谐振逆变电路220工作于同步或者错相位模式，从而使实际输出电压符合负载V2所需的电压；实际比例为(VIN-TRAnTRA+VIN- TRBnTRB)/Vout，其中，nTRA为第一高频隔离变压器TRA的匝数比(匝比)，nTRB为第二高频隔离变压器TRB的匝数比(匝比)，Vout为变换电路的实际输出电压。
逆变电路工作于错相位模式或者同相位模式使副边叠加后的电压下降或升高，从而加宽输出直流电压的范围；具体的，逆变电路工作于错相位模式时，变压器副边叠加后的电压会下降；逆变电路工作于同相位模式时，变压器副边叠加后的电压会升高。
第一串联谐振逆变电路210和第二串联谐振逆变电路220均通过高频开关管来实现逆变，控制逆变电路的开通时序实际上也就是在控制高频开关管的开通时序。
若为同相位模式，第一串联谐振逆变电路210的高频开关管和第二串联谐振逆变电路220的高频开关管在相同的相位开通，第一高频隔离变压器TRA的副边1A和2A两端电压的相位与第二高频隔离变压器TRB的副边1B和2B两端电压的相位相同，极性相同，两个副边电压相加，整流电路300工作，直流侧100的能量被输送到负载V2，当两个逆变电路的相位完全一致的时候，输出电压可达到最大值。由于第一串联谐振逆变电路210和第二串联谐振逆变电路220是串联谐振电路，因此变换电路可以实现一个谐振变换的过程，在全工作范围内，根据负载V2的状况改变逆变电路的工作频率或者占空比，可以保证逆变电路中的高频开关管获得软开关，降低开关损耗，有效的利用了串联谐振电路的优点，实现高效率变换。整流电路300中的高频开关管Q1和Q2，若直流源V1的释放电流小于设定电流，该设定电流具体可设置为额定电流的0.1倍，整流电路300中的开关管不开通，整流电路300工作为二极管整流状态，即利用开关管的寄生二极管自然整流；若直流源V1的释放电流在设定电流以上，高频开关管Q1和Q2接受PWM驱动信号，整流电路300工作为同步管整流状态，相关控制时序参考图2，整流电路300的开通时序以串联谐振逆变电路的开通时序的中心为基础进行偏移且前后留有死区，具体的，高频开关管Q1、Q2的开通时序分别以高频开关管Q3、Q4的开通时序的中心为基础进行偏移且留有一定的死区时间，防止出现二极管不开通状况下电流倒灌或者短路，高频开关管Q3与Q4之间也留有一定的死区时间，以防止直通短路。
错相位模式：控制器400根据预定电压比例，判断实际比例过高，如果工作为同相位模式则会导致输出电压会高于所需要的电压，或者说无法通过调制频率及占空比来实现降压，因此控制器400会判断逆变电路需工作为错相位模式。若为错相位模式，第一串联谐振逆变电路210的高频开关管和第二串联谐振逆变电路220的高频开关管错开一定相位开通，第一高频隔离变压器TRA的副边1A和2A两端电压的相位与第二高频隔离变压器TRB的副边1B和2B两端电压的相位会相同，但极性可能出现相反的情况；或者极性相同时，由于谐振点电压不一样，瞬时电压也就不相同，所以第一高频隔离变压器TRA的副边电压与第二高频隔离变压器TRB的副边电压会相互进行抑制或者抵消，由此可见，两者会受谐振相位点的影响，不再是原来简单的叠加，即电压最高点会偏移，变换电路的输出电压对应会下降。相关控制时序参考图3，整流电路300的开通时序以串联谐振逆变电路的开通时序的中心为基础进行偏移且前后留有死区，具体的，高频开关管Q3A与Q3B错相位开通，高频开关管Q4A与Q4B错相位开通，其余与同相位模式类似。
为进一步改变输出电压，采用如下方法：控制第一串联谐振逆变电路210和第二串联谐振逆变电路220的开通时序的同时改变第一串联谐振逆变电路210和第二串联谐振逆变电路220的工作频率以进一步升高或者降低输出电压。
根据上述可知，本发明根据变换电路的预定电压比例判断输入电压乘以变压器匝比后与实际输出电压的实际比例的高低，通过控制器控制第一串联谐振逆变电路和第二串联谐振逆变电路的开通时序，使第一串联谐振逆变电路与第二串联谐振逆变电路工作于同步或者错相位模式，从而改变第一高频隔离变压器和第二高频隔离变压器的副边电压的相位、瞬时电压或者极性中的一个或多个。由于两个变压器的副边是串联在一起的，它们的副边电压是叠加关系，彼此之间会相加、抑制或者抵消，如此，较低的输入电压可以获得较高或更低的输出电压，较高的输入电压可以获得较低或更高的输出电压，使得本发明不仅可以适应宽广的输入电压范围，还具有更宽的输出电压范围，提高了本发明的适用性。同时，由于第一及第二串联谐振逆变电路均为串联谐振拓扑，当逆变电路的工作频率为谐振频率时，在高频隔离变压器的副边可获得最大输出电压，因此，在改变逆变电路的开通时序的同时改变它们的工作频率，可以使输出电压进一步升高或者降低，从而进一步提高了本发明的适用性。此外，利用第一及第二串联谐振逆变电路的谐振模式可实现软开关，可降低逆变电路中各电子元件的开通及关断应力，从而降低开关损耗，有助于提高逆变电路的工作频率或者效率，进而减小体积或者提高功率密度。特别地，整流电路的整流元件为高频开关管，可实现同步整流，通过对整流电路以及逆变电路的开通时序进行控制，可输出端的直流电压的反向转换。
以上对本发明图1的实施例进行了说明，但本发明还可以有一些变型的形式，比如：
参考图5，整流电路300的整流元件还可以是高频整流二极管，具体包括高频整流二极管D1和D2，整流电路300的整流方式为倍压整流；同样的，逆变电路也具有同相位模式和错相位模式，变压器副边的电压叠加后满足整流电路300中的高频整流二极管的导通条件时整流电路300导通，在错相位模式下，变压器副边的叠加电压在错开的时间段会变低，整流电路300不导通，输出电压变低；
参考图6，整流电路300的整流方式还可以是全桥整流，包括四个高频整流二极管D1至D4，其中高频整流二极管D3和D4分别代替了电容C4和C5；当然，四个高频整流二极管也可以用具备反向并联二极管的高频开关管代替；
第一高频隔离变压器TRA的原边的线圈匝数与第二高频隔离变压器TRB的原边的线圈匝数相同，第一高频隔离变压器TRA的副边的线圈匝数与第二高频隔离变压器TRB的副边的线圈匝数的比值范围为0.5至2，这样可实现最佳功率传输和提高利用率；
直流源V1的形式包括直流电源、电池和交流整流变换后的电源；
参考图7，第一串联谐振逆变电路210和第二串联谐振逆变电路220的形式还可以是全桥式电路；逆变电路采用全桥式电路，在变换电路的输入电流相同、输入电压也相同的情况下，全桥式电路的原边电压为半桥式电路的两倍，那么功率全桥式电路的输出功率是半桥式电路的两倍，也即全桥式电路适合大功率输出。
图8表示本发明的另一个实施例，该实施例与上述实施例的区别在于：当直流侧100为高压输入时，第一串联谐振逆变电路210与第二串联谐振逆变电路220串联后与高压储能滤波电容C1的两端+BUS和-BUS连接，也即第一串联谐振逆变电路210与第二串联谐振逆变电路220串联后的输入端与直流源V1连接。该实施例也具有上述实施例的有益效果，特别地，该实施例适合变换电路的输入为高电压的场合。
参考图9，在本发明的又一个实施例中，在根据变换电路的预定电压比例判断输入电压乘以变压器匝比后与实际输出电压的实际比例的高低来控制逆变电路的开通时序的基础上，还根据直流源V1的实时电压以及释放电流大小，改变第一串联谐振逆变电路210和第二串联谐振逆变电路220以及整流电路300的频率大小。当变换电路与负载接通产生电流时，改变逆变电路以及整流电路的工作频率大小，可以升高或者降低输出电压，进一步拓宽了输出电压的范围。
在本发明的另一个实施例中，参考图1，整流电路300的整流元件为高频开关管，直流源V1为可提供能量的电路或者装置，或者为可吸收能量的电路或者装置，如电池、直流母线或者可双向变换的PFC电路，负载V2为可储能及可释放电能的电路或者装置如电池；正向或者反向施加第一串联谐振逆变电路210和第二串联谐振逆变电路220的开通时序以及整流电路300的开通时序。可以将变压器副边的电源回送到直流源V1，从而实现双向变换。
本发明的再一个实施例，该实施例与上述实施例的区别在于：第一串联谐振逆变电路和第一高频隔离变压器的数量均为两个。两个第一串联谐振逆变电路的副边串联之后再与第二串联谐振逆变电路的副边串联。
本发明还提供了一种电能变换装置，包括信号处理器、存储器和一个或多个程序，一个或多个程序被存储在存储器中，并且被配置成由信号处理器执行，程序包括用于执行上述任一方法的指令。
以上内容是结合具体/优选的实施方式对本发明所作的进一步详细说明，不能认定本发明的具体实施只局限于这些说明。对于本发明所属技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，其还可以对这些已描述的实施方式做出若干替代或变型，而这些替代或变型方式都应当视为属于本发明的保护范围。

Claims (9)

1.一种宽范围软开关直流变换电路，其特征在于：包括第一及第二串联谐振逆变电路、第一及第二高频隔离变压器、整流电路和控制器；所述第一及第二串联谐振逆变电路的输入端用于与直流源连接，所述第一及第二串联谐振逆变电路的两个输出端分别与第一及第二高频隔离变压器的原边的两端连接，所述第一及第二高频隔离变压器的副边串联后与接入所述整流电路，所述控制器向所述第一及第二串联谐振逆变电路输入控制信号，所述整流电路的两个输出端用于与负载连接；所述控制器根据变换电路的预定电压比例判断输入电压乘以变压器匝比后与实际输出电压的实际比例的高低，从而控制串联谐振逆变电路的开通时序使第一串联谐振逆变电路与第二串联谐振逆变电路工作于错相位模式或者同相位模式；
所述实际比例为(VIN-TRAnTRA+VIN-TRBnTRB)/Vout；其中，VIN-TRA为所述第一高频隔离变压器的输入电压，nTRA为所述第一高频隔离变压器的匝数比，VIN-TRB为所述第二高频隔离变压器的输入电压，nTRB为所述第二高频隔离变压器的匝数比，Vout为变换电路的实际输出电压；
所述第一高频隔离变压器的原边的线圈匝数与所述第二高频隔离变压器的原边的线圈匝数相同，所述第一高频隔离变压器的副边的线圈匝数与所述第二高频隔离变压器的副边的线圈匝数的比值范围为0.5至2，从而实现最佳功率传输和提高利用率。
2.如权利要求1所述的宽范围软开关直流变换电路，其特征在于：
第一串联谐振逆变电路包括两个高频开关管(Q3A、Q4A)、第一驱动电路、第一滤波电容、第一谐振电容和第一谐振电感，所述高频开关管(Q3A)的源极连接所述高频开关管(Q4A)的漏极，所述第一谐振电容的一端与所述第一滤波电容的一端连接，所述高频开关管(Q3A)的漏极与所述第一滤波电容的另一端连接，所述高频开关管(Q4A)的源极与所述第一谐振电容的另一端连接，第一高频隔离变压器的一个输出端通过所述第一谐振电感连接到所述高频开关管(Q3A)与所述高频开关管(Q4A)的中间点，所述第一高频隔离变压器的另一个输出端与所述第一谐振电容与所述第一滤波电容的中间点连接，所述第一驱动电路与所述高频开关管(Q3A)和所述高频开关管(Q4A)连接；
第二串联谐振逆变电路包括两个高频开关管(Q3B、Q4B)、第二驱动电路、第二滤波电容、第二谐振电容和第二谐振电感，所述高频开关管(Q3B)的源极连接所述高频开关管(Q4B)的漏极，所述第二谐振电容的一端与所述第二滤波电容的一端连接，所述高频开关管(Q3B)的漏极与所述第二滤波电容的另一端连接，所述高频开关管(Q4B)的源极与所述第二谐振电容的另一端连接，第二高频隔离变压器的一个输出端通过所述第二谐振电感连接到所述高频开关管(Q3B)与所述高频开关管(Q4B)的中间点，所述第二高频隔离变压器的另一个输出端与所述第二谐振电容与所述第二滤波电容的中间点连接，所述第二驱动电路与所述高频开关管(Q3B)和所述高频开关管(Q4B)连接；
所述第一串联谐振逆变电路与所述第二串联谐振逆变电路并联；或者，所述第一串联谐振逆变电路与所述第二串联谐振逆变电路串联。
3.如权利要求1或2所述的宽范围软开关直流变换电路，其特征在于：第一串联谐振逆变电路、第二串联谐振逆变电路、第一高频隔离变压器和第二高频隔离变压器的数量均为至少一个；所述整流电路的整流元件为高频整流二极管或者具备反向并联二极管的高频开关管；所述第一及第二串联谐振逆变电路的形式包括半桥式电路和全桥式电路；所述整流电路的整流方式包括倍压整流和全桥整流；直流源的形式包括直流电源、电池和交流整流变换后的电源。
4.一种宽范围软开关直流变换电路的控制方法，将第一高频隔离变压器的副边电压与第二高频隔离变压器的副边电压进行叠加，其特征在于包括如下步骤：
设置预定电压比例；
采集输入电压；
根据变换电路的预定电压比例判断输入电压乘以变压器匝比后与实际输出电压的实际比例的高低：若实际比例高，则控制串联谐振逆变电路的开通时序使第一串联谐振逆变电路与第二串联谐振逆变电路工作于错相位模式；若实际比例低，则控制串联谐振逆变电路的开通时序使第一串联谐振逆变电路与第二串联谐振逆变电路工作于同相位模式；
逆变电路工作于错相位模式或者同相位模式使副边叠加后的电压下降或升高，从而加宽输出直流电压的范围；
所述实际比例为(VIN-TRAnTRA+VIN-TRBnTRB)/Vout；其中，VIN-TRA为所述第一高频隔离变压器的输入电压，nTRA为所述第一高频隔离变压器的匝数比，VIN-TRB为所述第二高频隔离变压器的输入电压，nTRB为所述第二高频隔离变压器的匝数比，Vout为变换电路的实际输出电压；
所述第一高频隔离变压器的原边的线圈匝数与所述第二高频隔离变压器的原边的线圈匝数相同，所述第一高频隔离变压器的副边的线圈匝数与所述第二高频隔离变压器的副边的线圈匝数的比值范围为0.5至2，从而实现最佳功率传输和提高利用率。
5.如权利要求4所述的控制方法，其特征在于：控制第一及第二串联谐振逆变电路的开通时序的同时改变第一及第二串联谐振逆变电路的工作频率以使输出电压进一步升高或者降低。
6.如权利要求4所述的控制方法，其特征在于：整流电路的整流元件是高频整流二极管或者具备反向并联二极管的高频开关管，如果为高频开关管：根据直流源的实时电压以及释放电流大小，改变第一及第二串联谐振逆变电路以及整流电路的频率大小以升高或者降低输出电压。
7.如权利要求4-6任一项所述的控制方法，其特征在于：整流电路的整流元件为高频开关管时，整流电路的开通时序以串联谐振逆变电路的开通时序的中心为基础进行偏移且前后留有死区；若直流源的释放电流小于设定电流，整流电路的整流元件为高频开关管时，所述高频开关管不开通，整流电路工作于二极管整流状态；若直流源的释放电流在设定电流以上，整流电路中的高频开关管开通，整流电路工作于同步管整流状态。
8.如权利要求4-7任一项所述的控制方法，其特征在于：整流电路的整流元件为高频开关管，直流源为可提供或者可吸收能量的装置或者电路，负载为可储能及可释放电能的装置或者电路，正向或者反向控制第一及第二串联谐振逆变电路的开通时序以及整流电路的开通时序，可实现直流源和负载的能量的双向流动。
9.一种电能变换装置，包括信号处理器、存储器和一个或多个程序，所述一个或多个程序被存储在所述存储器中，并且被配置成由所述信号处理器执行，所述程序包括用于执行如权利要求4-8任一项所述的方法的指令。
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