CN111262441A - 电源电路及电源 - Google Patents

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CN111262441A CN202010050363.1A CN202010050363A CN111262441A CN 111262441 A CN111262441 A CN 111262441A CN 202010050363 A CN202010050363 A CN 202010050363A CN 111262441 A CN111262441 A CN 111262441A
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冷超靖
伍俊杰
龙志进
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Hunan Seehre Power Technology Co ltd
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Abstract

本发明公开了一种电源电路及电源。所述电源电路包括至少两个直流变换电路、整流输出电路及平衡电路；各直流变换电路与各平衡电路一一并联，各平衡电路串联并与所述直流母线连接；各直流变换电路串联且分别与微处理器及对应的整流输出电路连接，各整流输出电路分别与电源输出端正极及电源输出端负极连接；平衡电路均分直流母线电压并为对应的直流变换电路提供输入电压；直流变换电路根据微处理器发送的开关调节指令控制开关管的导通频率，以将输入电压降压；整流输出电路将降压后的输入电压整流滤波后供电。其中，通过多级直流变换电路串联、整流输出电路并联后对负载供电，使得电路可以承受更宽的输入电压范围，提高了对宽输入电压范围的适应性。

Description

电源电路及电源
技术领域
本发明涉及电源技术领域，尤其涉及一种电源电路及电源。
背景技术
近年来，随着电动汽车的发展，DCDC电源成为电动汽车必不可少的组成器件。电动汽车的供电方式一般是从与动力电池连接的直流母线取电，经过DCDC电源转化后给其他用电设备供电。
目前DCDC电源通常使用传统三电平谐振转换电路(以下简称三电平LLC电路)，该电路结构复杂，电压增益变化范围不宽，为了保障稳定的输出电压及电路特性，无法承受较宽的输入电压范围，无法有效应对输入至直流母线上的电压波动，适应性差。
上述内容仅用于辅助理解本发明的技术方案，并不代表承认上述内容是现有技术。
发明内容
本发明的主要目的在于提供一种电源电路及电源，旨在解决现有技术中DCDC电源采用传统三电平谐振转换电路导致对宽输入电压范围适应性差的技术问题。
为实现上述目的，本发明提供一种电源电路，所述电路包括至少两个直流变换电路、至少两个整流输出电路及至少两个平衡电路；各直流变换电路与各平衡电路一一并联，各平衡电路串联并与所述直流母线连接；各直流变换电路串联，各直流变换电路还分别与微处理器及对应的整流输出电路连接，各整流输出电路分别与电源输出端正极及电源输出端负极连接；其中，
所述平衡电路，用于均分直流母线电压，并为对应的直流变换电路提供输入电压；
所述直流变换电路，用于根据所述微处理器发送的开关调节指令控制开关管的导通频率，以将所述输入电压降压后发送至所述整流输出电路；
所述整流输出电路，用于将降压后的输入电压进行整流滤波，得到输出电压并以所述输出电压供电。
优选地，所述至少两个直流变换电路、所述至少两个整流输出电路及所述至少两个平衡电路分别为两个直流变换电路、两个整流输出电路及两个平衡电路。
优选地，各直流变换电路均包括第一变压器、第一电感、第一滤波电容、第一开关管及第二开关管；其中，
所述第一变压器的原边绕组的第一端分别与所述第一开关管的源极及所述第二开关管的漏极连接，所述第一变压器的原边绕组的第二端与所述第一电感的第一端连接，所述第一变压器的副边绕组的两端与对应的整流输出电路连接；
所述第一开关管的漏极分别与所述直流母线的正极及所述平衡电路的第一端连接，所述第一开关管的栅极与所述微处理器连接；
所述第二开关管的源极分别与所述平衡电路的第二端、所述直流母线的负极及所述第一滤波电容的第一端连接，所述第二开关管的栅极与所述微处理器连接；
所述第一滤波电容的第二端与所述第一电感的第二端连接。
优选地，所述第一开关管及所述第二开关管均为超结MOS管。
优选地，各整流输出电路均包括第一二极管、第二二极管、第三二极管、第四二极管及第一输出电容；其中，
所述第一二极管的阳极分别与所述第一变压器的副边绕组的第一端及所述第二二极管的阴极连接，所述第一二极管的阴极与所述第三二极管的阴极连接；
所述第二二极管的阳极与所述第四二极管的阳极连接；
所述第三二极管的阴极还与所述第一输出电容的第一端连接，所述第三二极管的阳极分别与所述第四二极管的阴极及所述第一变压器的副边绕组的第二端连接；
所述第四二极管的阳极与所述第一输出电容的第二端连接；
所述第一输出电容的第一端与所述电源输出端正极连接，所述第一输出电容的第二端与所述电源输出端负极连接。
优选地，各平衡电路均包括第一平衡电容，所述第一平衡电容的第一端与所述第一开关管的漏极连接，且所述第一平衡电容靠近所述直流母线的正极，所述第一平衡电容的第二端与所述第二开关管的源极连接，且所述第一平衡电容的第二端靠近所述直流母线的负极。
优选地，还包括第二输出电容；所述第二输出电容的两端分别与所述电源输出端正极及所述电源输出端负极连接。
优选地，还包括所述微处理器，所述微处理器分别与所述直流母线、各直流变换电路及各整流输出电路连接，用于对所述输入电压、输入电流、输出电压及输出电流进行检测，并根据所述输入电压、所述输入电流、所述输出电压及所述输出电流向各直流变换电路发送开关调节指令，以控制各直流变换电路的开关管的导通频率。
优选地，还包括抗干扰电路，所述抗干扰电路分别与动力电池及所述直流母线连接。
本发明还提出一种电源，所述电子设备包括如上所述的电源电路。
本发明通过在电源电路中设置至少两个直流变换电路、至少两个整流输出电路及至少两个平衡电路；各直流变换电路与各平衡电路一一并联，各平衡电路串联并与所述直流母线连接；各直流变换电路串联，各直流变换电路还分别与微处理器及对应的整流输出电路连接，各整流输出电路分别与电源输出端正极及电源输出端负极连接；平衡电路用于均分直流母线电压，并为对应的直流变换电路提供输入电压；直流变换电路用于根据微处理器发送的开关调节指令控制开关管的导通频率，以将输入电压降压；整流输出电路用于将降压后的输入电压整流滤波后供电。其中，通过多级直流变换电路串联、整流输出电路并联后对负载供电，使得电路可以承受更宽的输入电压范围，提高了对宽输入电压范围的适应性。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图示出的结构获得其他的附图。
图1是本发明电源电路一实施例的功能模块图；
图2是本发明电源电路另一实施例的功能模块图；
图3是图2电源电路一可选的结构示意图。
附图标号说明：
标号 名称 标号 名称
10 直流变换电路 CA1～CA2 第一平衡电容至第二平衡电容
20 整流输出电路 Q1～Q4 第一开关管至第四开关管
30 平衡电路 T1～T2 第一变压器至第二变压器
101 第一直流变换电路 Lr1～Lr2 第一电感至第二电感
102 第二直流变换电路 Cr1～Cr2 第一滤波电容至第二滤波电容
301 第一平衡电路 C1～C3 第一输出电容至第三输出电容
302 第二平衡电路 D1～D8 第一二极管至第八二极管
201 第一整流输出电路 Ls1 第一变压器的原边绕组励磁电感
202 第二整流输出电路 Ls2 第二变压器的原边绕组励磁电感
DSP 微处理器 Vo+ 电源输出端正极
EMI 抗干扰电路 Vo- 电源输出端负极
本发明目的的实现、功能特点及优点将结合实施例，参照附图做进一步说明。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
需要说明，若本发明实施例中有涉及方向性指示(诸如上、下、左、右、前、后……)，则该方向性指示仅用于解释在某一特定姿态(如附图所示)下各部件之间的相对位置关系、运动情况等，如果该特定姿态发生改变时，则该方向性指示也相应地随之改变。
另外，若本发明实施例中有涉及“第一”、“第二”等的描述，则该“第一”、“第二”等的描述仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示其相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括至少一个该特征。另外，各个实施例之间的技术方案可以相互结合，但是必须是以本领域普通技术人员能够实现为基础，当技术方案的结合出现相互矛盾或无法实现时应当认为这种技术方案的结合不存在，也不在本发明要求的保护范围之内。
本发明提供一种电源电路。
参照图1，在一实施例中，所述电源电路包括至少两个直流变换电路10、至少两个整流输出电路20及至少两个平衡电路30；各直流变换电路10与各平衡电路30一一并联，各平衡电路30串联并与所述直流母线连接；各直流变换电路10串联，各直流变换电路10还分别与微处理器及对应的整流输出电路20连接，各整流输出电路20分别与电源输出端正极及电源输出端负极连接；其中，所述平衡电路30，用于均分直流母线电压，并为对应的直流变换电路10提供输入电压；所述直流变换电路10，用于根据所述微处理器发送的开关调节指令控制开关管的导通频率，以将所述输入电压降压后发送至所述整流输出电路20；所述整流输出电路20，用于将降压后的输入电压进行整流滤波，得到输出电压并以所述输出电压供电。
进一步地，所述电源电路还包括所述微处理器DSP，所述微处理器DSP分别与所述直流母线、各直流变换电路10及各整流输出电路20连接，用于对所述输入电压、输入电流、输出电压及输出电流进行检测，并根据所述输入电压、所述输入电流、所述输出电压及所述输出电流向各直流变换电路10发送开关调节指令，以控制各直流变换电路10的开关管的导通频率。
应当理解的是，微处理器DSP是以数字信号来处理大量信息的器件，其工作原理是接收模拟信号，转换为0或1的数字信号，再对数字信号进行修改、删除、强化，并在其他系统芯片中把数字数据解译回模拟数据或实际环境格式。通过微处理器DSP可以对输入和输出的信号进行采样，并根据采样结果为直流变换电路10中的开关管提供开关调节指令，以对开关管进行控制和保护，最终实现输出电压的控制。
本实施例通过平衡电路30均分直流母线电压，通过多级直流变换电路10串联，使得各直流变换电路10中的开关管承受的电压为均分后的电压，降低了开关管的电压应力，通过微处理器对开关管的开关频率控制，并通过整流输出电路20并联输出，既可以在直流母线电压较高时使各直流变换电路10自动均分功率后输出供电，也可以在直流母线电压较低时旁路部分直流变换电路10，使其他直流变换电路10的开关管承受的电压为输入母线电压，增加了电源电路的电压增益，从而使得本实施例电源电路能够承受更宽的输入电压范围，并且在全电压范围内电源的转化效率更高。
请一并参照图1和图2，其中图2为本发明电源电路另一实施例的功能模块图。本实施例中，所述至少两个直流变换电路10、所述至少两个整流输出电路20及所述至少两个平衡电路30分别为两个直流变换电路10、两个整流输出电路20及两个平衡电路30。以下为了便于说明，将两个平衡电路30分为第一平衡电路301及第二平衡电路302，两个直流变换电路10分为第一直流变换电路101和第二直流变换电路102，两个整流输出电路20分为第一整流输出电路201和第二整流输出电路202。
应当理解的是，本实施例中第一平衡电路301与第二平衡电路302串联在直流母线的正极BULK+和直流母线的负极BULK-之间，将直流母线电压均分，此时第一平衡电路301与第二平衡电路302之间的电压Vmid+为直流母线电压的一半，第一直流变换电路101与第二直流变换电路102中开关管承受的电压也为直流母线电压的一半，采用直流变换电路10两级串联，整流输出电路20并联输出，可以将高压宽范围输入的直流转化为低压恒定的直流输出。
另外，本实施例中，第一直流变换电路101和第二直流变换电路102可以采用不对称半桥LLC电路，也可以采用全桥LLC电路，本实施例对此不加以限制。
请一并参照图3，图3为图2电源电路一可选的结构示意图。
具体地，所述第一直流变换电路101包括第一变压器T1、第一电感Lr1、第一滤波电容Cr1、第一开关管Q1及第二开关管Q2；其中，所述第一变压器T1的原边绕组的第一端分别与所述第一开关管Q1的源极及所述第二开关管Q2的漏极连接，所述第一变压器T1的原边绕组的第二端与所述第一电感Lr1的第一端连接，所述第一变压器T1的副边绕组的两端与所述第一整流输出电路201连接；所述第一开关管Q1的漏极分别与所述直流母线及所述第一平衡电路301的第一端连接，所述第一开关管Q1的栅极与所述微处理器DSP连接；所述第二开关管Q2的源极分别与所述第一平衡电路301的第二端及所述第一滤波电容Cr1的第一端连接，所述第二开关管Q2的栅极与所述微处理器DSP连接；所述第一滤波电容Cr1的第二端与所述第一电感Lr1的第二端连接。
其中，所述第一开关管Q1及所述第二开关管Q2均为超结MOS管。
相应地，所述第二直流变换电路102包括第二变压器T2、第二电感Lr2、第二滤波电容Cr2、第三开关管Q3及第四开关管Q4；其中，所述第二变压器T2的原边绕组的第一端分别与所述第三开关管Q3的源极及所述第四开关管Q4的漏极连接，所述第二变压器T2的原边绕组的第二端与所述第二电感Lr2的第一端连接，所述第二变压器T2的副边绕组的两端分别与所述第二整流输出电路202连接；所述第三开关管Q3的漏极分别与所述第一平衡电路301的第二端及所述第二平衡电路302的第一端连接，所述第三开关管Q3的栅极与所述微处理器DSP连接；所述第四开关管Q4的源极分别与所述第二平衡电路302的第二端及所述第二滤波电容Cr2的第一端连接，所述第四开关管Q4的源极还接地；所述第四开关管Q4的栅极与所述微处理器DSP连接；所述第二滤波电容Cr2的第二端与所述第二电感Lr2的第二端连接。
其中，所述第三开关管Q3及所述第四开关管Q4均为超结MOS管。
应当理解的是，通常动力电池最高电压达到750V，常规的超结MOS(以下简称COOL-MOS)管耐压一般为650V，碳化硅MOS(以下简称SiC-MOS)管耐压可以达到1000V以上，但SiC-MOS管的价格是普通COOL-MOS管的4倍左右，采用SiC-MOS管会使得整机材料成本增加，本实施例通过直流变换电路10的设计，使用通用的COOL-MOS管即可实现高压宽范围输入电压的变换，降低了成本。
进一步地，所述第一整流输出电路201包括第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4及第一输出电容C1；其中，所述第一二极管D1的阳极分别与所述第一变压器T1的副边绕组的第一端及所述第二二极管D2的阴极连接，所述第一二极管D1的阴极与所述第三二极管D3的阴极连接；所述第二二极管D2的阳极与所述第四二极管D4的阳极连接；所述第三二极管D3的阴极还与所述第一输出电容C1的第一端连接，所述第三二极管D3的阳极分别与所述第四二极管D4的阴极及所述第一变压器T1的副边绕组的第二端连接；所述第四二极管D4的阳极与所述第一输出电容C1的第二端连接；所述第一输出电容C1的第一端还分别与所述电源输出端正极Vo+及所述第二整流输出电路202的第一端连接，所述第一输出电容C1的第二端还分别与所述电源输出端负极Vo-及所述第二整流输出电路202的第二端连接。
相应地，所述第二整流输出电路202包括第五二极管D5、第六二极管D6、第七二极管D7、第八二极管D8及第三输出电容C2；其中，所述第五二极管D5的阳极分别与所述第二变压器T2的副边绕组的第一端及所述第六二极管D6的阴极连接，所述第五二极管D5的阴极与所述第七二极管D7的阴极连接；所述第六二极管D6的阳极与所述第八二极管D8的阳极连接；所述第七二极管D7的阴极还与所述第三输出电容C2的第一端连接，所述第七二极管D7的阳极分别与所述第八二极管D8的阴极及所述第二变压器T2的副边绕组的第二端连接；所述第八二极管D8的阳极与所述第三输出电容C2的第二端连接；所述第三输出电容C2的第一端还分别与所述电源输出端正极Vo+及所述第一输出电容C1的第一端连接，所述第三输出电容C2的第二端还分别与所述电源输出端负极Vo-及所述第一输出电容C1的第二端连接。
进一步地，所述第一平衡电路301包括第一平衡电容CA1，所述第一平衡电容CA1的第一端分别与所述直流母线及所述第一开关管Q1的漏极连接，所述第一平衡电容CA1的第二端分别与所述第二开关管Q2的源极、所述第二直流变换电路102及所述第二平衡电路302连接。
相应地，所述第二平衡电路302包括第二平衡电容CA2，所述第二平衡电容CA2的第一端分别与所述第一平衡电容CA1的第二端及所述第三开关管Q3的漏极连接，所述第二平衡电容CA2的第二端分别与所述第四开关管Q4的源极及所述直流母线连接。
应当理解的是，第一平衡电容CA1及第二平衡电容CA2通过充放电实现母线电压的均分，作为一实施例，第一平衡电容CA1及第二平衡电容CA2可以为电解电容。
进一步地，还包括第二输出电容C2；所述第二输出电容C2的两端分别与所述电源输出端正极Vo+及所述电源输出端负极Vo-连接。
应当理解的是，为了获得更稳定的输出电压，可以在所有整流输出电路20之后，接入负载之前设置第二输出电容C2，用于对输出电压进行滤波。
进一步地，所述电源电路还包括抗干扰电路EMI，所述抗干扰电路EMI分别与动力电池(未标示)及所述直流母线连接。
应当理解的是，所述抗干扰电路EMI用于将动力电池输出的高压直流电压进行抗冲击和EMI滤波后接入直流母线，通过抗干扰电路EMI可以有效地控制动力电池产生的EMI信号，防止它进入直流母线损坏后端电路。
以下结合图图1至图3说明本实施例的工作原理：
高压直流电压经过抗干扰电路EMI后，接入直流母线。两个直流变换电路10由两个半桥LLC桥臂串联，两个整流输出电路20整流后并联。第一平衡电容CA1和第二平衡电容CA2串联在直流母线上，为上下两个桥臂的平衡电容。第一开关管Q1、第二开关管Q2、第一变压器T1的原边绕组励磁电感Ls1、第一电感Lr1及第一滤波电容Cr1组成上桥臂；第三开关管Q3、第四开关管Q4、第二变压器T2的原边绕组励磁电感Ls2、第二电感Lr2及第二滤波电容Cr2组成下桥臂；第一开关管Q1、第二开关管Q2、第三开关管Q3、第四开关管Q4为通用型的COOL-MOS管。
通过微处理器DSP对输入、输出的信号进行采样，并为开关管提供驱动信号。第一开关管Q1和第三开关管Q3是同一个驱动信号，第二开关管Q2和第四开关管Q4是同一个驱动信号；第一开关管Q1、第二开关管Q2和第三开关管Q3、第四开关管Q4的驱动信号互补，且占空比都是50％，通过改变开关频率来控制输出电压。此时Vmid+为直流母线电压的一半，第一开关管Q1、第二开关管Q2和第三开关管Q3、第四开关管Q4承受的电压各为直流母线电压的一半。并且由于变压器绕组采用原边串联，副边并联的方式，可使得上下两个半桥臂自动均分功率。
当直流母线电压较低时，可使第一开关管Q1、第二开关管Q2为高电平；第三开关管Q3、第四开关管Q4的驱动信号互补，占空比都是50％，通过改变开关频率来控制输出电压。此时上桥臂直通短路，所有功率通过下桥臂和第二变压器T2传输。第三开关管Q3和第四开关管Q4承受的电压为直流母线电压，电源电路的增益为原来的2倍，如此电源电路能够承受更宽的输入电压范围，且在输入全电压范围内整机有更高的转化效率。
本实施例通过直流变换电路、整流输出电路及平衡电路的具体设计，简化了电路结构，不需要使用成本较高的SiC-MOS管，降低了电路器件成本，通过微处理器根据输入信号及输出信号调节开关频率，实现了高压宽范围输入电压的变换，提高了对宽输入电压范围的适应性。
本发明还提出一种电源，所述电源包括如上所述的电源电路，所述电源的电源电路的电路结构可参照上述实施例，在此不再赘述；可以理解的是，由于本实施例的电源采用了上述电源电路的技术方案，因此所述电源具有上述所有的有益效果。
以上仅为本发明的优选实施例，并非因此限制本发明的专利范围，凡是利用本发明说明书及附图内容所作的等效结构或等效流程变换，或直接或间接运用在其他相关的技术领域，均同理包括在本发明的专利保护范围内。

Claims (10)

1.一种电源电路，其特征在于，包括至少两个直流变换电路、至少两个整流输出电路及至少两个平衡电路；各直流变换电路与各平衡电路一一并联，各平衡电路串联并与所述直流母线连接；各直流变换电路串联，各直流变换电路还分别与微处理器及对应的整流输出电路连接，各整流输出电路分别与电源输出端正极及电源输出端负极连接；其中，
所述平衡电路，用于均分直流母线电压，并为对应的直流变换电路提供输入电压；
所述直流变换电路，用于根据所述微处理器发送的开关调节指令控制开关管的导通频率，以将所述输入电压降压后发送至所述整流输出电路；
所述整流输出电路，用于将降压后的输入电压进行整流滤波，得到输出电压并以所述输出电压供电。
2.如权利要求1所述的电源电路，其特征在于，所述至少两个直流变换电路、所述至少两个整流输出电路及所述至少两个平衡电路分别为两个直流变换电路、两个整流输出电路及两个平衡电路。
3.如权利要求1所述的电源电路，其特征在于，各直流变换电路均包括第一变压器、第一电感、第一滤波电容、第一开关管及第二开关管；其中，
所述第一变压器的原边绕组的第一端分别与所述第一开关管的源极及所述第二开关管的漏极连接，所述第一变压器的原边绕组的第二端与所述第一电感的第一端连接，所述第一变压器的副边绕组的两端与对应的整流输出电路连接；
所述第一开关管的漏极分别与所述直流母线的正极及所述平衡电路的第一端连接，所述第一开关管的栅极与所述微处理器连接；
所述第二开关管的源极分别与所述平衡电路的第二端、所述直流母线的负极及所述第一滤波电容的第一端连接，所述第二开关管的栅极与所述微处理器连接；
所述第一滤波电容的第二端与所述第一电感的第二端连接。
4.如权利要求3所述的电源电路，其特征在于，所述第一开关管及所述第二开关管均为超结MOS管。
5.如权利要求3所述的电源电路，其特征在于，各整流输出电路均包括第一二极管、第二二极管、第三二极管、第四二极管及第一输出电容；其中，
所述第一二极管的阳极分别与所述第一变压器的副边绕组的第一端及所述第二二极管的阴极连接，所述第一二极管的阴极与所述第三二极管的阴极连接；
所述第二二极管的阳极与所述第四二极管的阳极连接；
所述第三二极管的阴极还与所述第一输出电容的第一端连接，所述第三二极管的阳极分别与所述第四二极管的阴极及所述第一变压器的副边绕组的第二端连接；
所述第四二极管的阳极与所述第一输出电容的第二端连接；
所述第一输出电容的第一端与所述电源输出端正极连接，所述第一输出电容的第二端与所述电源输出端负极连接。
6.如权利要求5所述的电源电路，其特征在于，各平衡电路均包括第一平衡电容，所述第一平衡电容的第一端与所述第一开关管的漏极连接，且所述第一平衡电容靠近所述直流母线的正极，所述第一平衡电容的第二端与所述第二开关管的源极连接，且所述第一平衡电容的第二端靠近所述直流母线的负极。
7.如权利要求6所述的电源电路，其特征在于，还包括第二输出电容；所述第二输出电容的两端分别与所述电源输出端正极及所述电源输出端负极连接。
8.如权利要求1至7任一项所述的电源电路，其特征在于，还包括所述微处理器，所述微处理器分别与所述直流母线、各直流变换电路及各整流输出电路连接，用于对所述输入电压、输入电流、输出电压及输出电流进行检测，并根据所述输入电压、所述输入电流、所述输出电压及所述输出电流向各直流变换电路发送开关调节指令，以控制各直流变换电路的开关管的导通频率。
9.如权利要求8所述的电源电路，其特征在于，还包括抗干扰电路，所述抗干扰电路分别与动力电池及所述直流母线连接。
10.一种电源，其特征在于，包括如权利要求1-9任一权利要求所述的电源电路。
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