JP2015012645A - Ｄｃ−ｄｃコンバータ及びａｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents

Abstract

【課題】電圧を容易に所望の値に調整でき、高効率を実現するＤＣ−ＤＣコンバータ及びＡＣ−ＤＣコンバータ。【解決手段】第１スイッチQ1乃至第４スイッチQ4、リアクトルL1と第１蓄電部Vbatとの直列回路、第１コンデンサFC、第２蓄電部C1、第１スイッチ乃至第４スイッチをオンオフさせることにより第１蓄電部の電圧に応じて第２蓄電部の電圧を制御又は第２蓄電部の電圧に応じて第１蓄電部の電圧を制御する第１制御回路10を備える第１コンバータと、第５スイッチQ5乃至第８スイッチQ8、第９スイッチQ9乃至第１２スイッチQ12、第１巻線Pと第２巻線Sとを備えるトランスT1、リアクトルL2とコンデンサC2とからなる共振回路、第５スイッチQ5乃至第１２スイッチQ12をオンオフさせることにより第２蓄電部の電圧に応じて第３蓄電部の電圧を制御又は第３蓄電部の電圧に応じて第２蓄電部の電圧を制御する第２制御回路20を備える第２コンバータとを備える。【選択図】図１

Description

本発明は、電力を蓄電池に充電し、充電された電力を負荷へ供給するＤＣ−ＤＣコンバータ及びＡＣ−ＤＣコンバータに関する。

太陽光発電システムなどの発電システムは、発電した電力を蓄電池に充電し、充電した電力を負荷に供給する。蓄電池の充電、放電の際には電圧を所望の電圧に安定化させるため、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを使用するのが一般的である。

従来のこの種の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータとしては、例えば、特許文献１に記載されたものが知られている。

この双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、トランスの一次巻線の一端及び第１電圧＋端子間に介挿した第１スイッチと、一次巻線の一端及び第１電圧−端子間に介挿した第２スイッチと、一次巻線の他端及び第１電圧＋端子間に介挿した第３スイッチと、一次巻線の他端及び第１電圧−端子間に介挿した第４スイッチと、コイルと、コイルの一端及び第２電圧＋端子間に介挿した第５スイッチと、コイルの一端及び第２電圧−端子間に介挿した第６スイッチと、二次巻線の一端及びコイルの他端間に介挿した第７スイッチと、二次巻線の一端及び第２電圧−端子間に介挿した第８スイッチと、二次巻線の他端及びコイルの他端間に介挿した第９スイッチと、二次巻線の他端及び第２電圧−端子間に介挿した第１０スイッチとを有する。

これによれば、巻線比のみで昇圧又は降圧できない電圧に対応でき、所定の電圧値に変換することができる。

特開２００９−１７７９４０号公報

しかしながら、特許文献１に記載された双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにあっては、第１の制御回路で第１スイッチ乃至第４スイッチを制御し、第２の制御回路で第７スイッチ乃至第１０スイッチを制御し、さらに、第６スイッチをオンオフさせることで昇圧動作を行い、第５スイッチをオンオフさせることで降圧動作を行っていた。即ち、複雑な制御によって電圧を所望の値に調整していた。また、通常の昇降圧チョッパ回路を用いているので、効率が悪かった。

本発明は、電圧を容易に所望の値に調整でき、高効率を実現することができるＤＣ−ＤＣコンバータ及びＡＣ−ＤＣコンバータを提供することを課題とする。

上記課題を解決するために、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、第１スイッチ乃至第４スイッチが直列に接続されたスイッチ直列回路と、第３スイッチと前記第４スイッチとの直列回路に並列に接続されたリアクトルと第１蓄電部との直列回路と、前記第３スイッチと前記第４スイッチとの接続点と前記第１スイッチと第２スイッチとの接続点との間に接続された第１コンデンサと、前記スイッチ直列回路に並列に接続された第２蓄電部と、前記第１スイッチ乃至前記第４スイッチをオンオフさせることにより前記第１蓄電部の電圧に応じて前記第２蓄電部の電圧を制御又は前記第２蓄電部の電圧に応じて前記第１蓄電部の電圧を制御する第１制御回路とを備える第１コンバータと、前記第２蓄電部に接続され第５スイッチ乃至第８スイッチをフルブリッジ構成した第１スイッチ回路と、第３蓄電部に接続され第９スイッチ乃至第１２スイッチをフルブリッジ構成した第２スイッチ回路と、前記第１スイッチ回路に接続された第１巻線と前記第２スイッチ回路に接続された第２巻線とを備えるトランスと、前記第１スイッチ回路と前記トランスの第１巻線との間に接続されたリアクトルとコンデンサとからなる共振回路と、前記第５スイッチ乃至前記第１２スイッチをオンオフさせることにより前記第２蓄電部の電圧に応じて前記第３蓄電部の電圧を制御又は前記第３蓄電部の電圧に応じて前記第２蓄電部の電圧を制御する第２制御回路を備える第２コンバータとを備えることを特徴とする。

本発明のＡＣ−ＤＣコンバータは、交流電源の交流電圧を整流する整流器と、第１スイッチ乃至第４スイッチが直列に接続されたスイッチ直列回路と、第３スイッチと前記第４スイッチとの直列回路に並列に接続されたリアクトルと前記整流器との直列回路と、前記第３スイッチと前記第４スイッチとの接続点と前記第１スイッチと第２スイッチとの接続点との間に接続された第１コンデンサと、前記スイッチ直列回路に並列に接続された第１蓄電部と、前記整流器の出力電圧と前記整流器の出力電圧と前記第１蓄電部の電圧に応じて前記第１スイッチ乃至前記第４スイッチをオンオフさせることにより前記第１蓄電部の電圧を所定値に制御する第１制御回路とを備える第１コンバータと、前記第１蓄電部に接続され第５スイッチ乃至第８スイッチをフルブリッジ構成した第１スイッチ回路と、第２蓄電部に接続され第９スイッチ乃至第１２スイッチをフルブリッジ構成した第２スイッチ回路と、前記第１スイッチ回路に接続された第１巻線と前記第２スイッチ回路に接続された第２巻線とを備えるトランスと、前記第１スイッチ回路と前記トランスの第１巻線との間に接続されたリアクトルとコンデンサとからなる共振回路と、前記第５スイッチ乃至前記第１２スイッチをオンオフさせることにより前記第１蓄電部の電圧に応じて前記第２蓄電部の電圧を制御する第２制御回路を備える第２コンバータとを備えることを特徴とする。

また、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、第１スイッチ乃至第４スイッチが直列に接続されたスイッチ直列回路と、第３スイッチと前記第４スイッチとの直列回路に並列に接続されたリアクトルと第１蓄電部との直列回路と、前記第３スイッチと前記第４スイッチとの接続点と前記第１スイッチと第２スイッチとの接続点との間に接続された第１コンデンサと、前記スイッチ直列回路に並列に接続された第２蓄電部と、前記第１スイッチ乃至前記第４スイッチをオンオフさせることにより前記第１蓄電部の電圧に応じて前記第２蓄電部の電圧を制御又は前記第２蓄電部の電圧に応じて前記第１蓄電部の電圧を制御する第１制御回路とを備える第１コンバータと、前記第２蓄電部に接続され第５スイッチ及び第６スイッチを直列接続した第１スイッチ回路と、前記第６スイッチ両端間に接続された第１巻線と第２巻線とを備える第１トランスと、前記第６スイッチと前記第１巻線との間に接続された第１リアクトルと第２コンデンサとからなる第１共振回路と、前記第２巻線に第１整流素子を介して接続された第３蓄電部と、前記第５スイッチ及び前記第６スイッチをオンオフさせることにより前記第２蓄電部の電圧に応じて前記第３蓄電部の電圧を制御する第２制御回路を備える放電用の第２コンバータと、前記第３蓄電部に接続され第７スイッチ及び第８スイッチを直列接続した第２スイッチ回路と、前記第８スイッチ両端間に接続された第３巻線と第４巻線とを備える第２トランスと、前記第８スイッチと前記第３巻線との間に接続された第２リアクトルと第３コンデンサとからなる第２共振回路と、前記第７スイッチ及び前記８スイッチをオンオフさせることにより前記第３蓄電部の電圧に応じて前記第２蓄電部の電圧を制御する第３制御回路を備える充電用の第３コンバータとを備えることを特徴とする。

本発明のＤＣ−ＤＣコンバータによれば、第１コンバータで所定の電圧に制御し、第２コンバータで絶縁及び所定の比率で電圧を変換するので、電圧を所望の値に容易に調整でき、第２コンバータを変換効率の高い条件で駆動させることができ、高効率を実現することができる。

本発明のＡＣ−ＤＣコンバータによれば、交流電源の交流電圧を整流した電力を第１コンバータに入力し、整流器の出力電圧と出力電流と第１蓄電部の電圧で第１コンバータを制御するので、力率が改善して出力電圧を安定化することができる。

本発明の実施例１の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。 実施例１の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの各部の動作を示すタイミングチャートである。 フルブリッジ方式の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの充電動作モードの説明図である。 スイッチトキャパシタコンバータ方式双方向チョッパの充電動作モードの説明図である。 スイッチトキャパシタコンバータ方式双方向チョッパにおける各スイッチの充電動作モード時のスイッチングパターンを示す図である。 スイッチトキャパシタコンバータ方式双方向チョッパの放電動作モードの説明図である。 スイッチトキャパシタコンバータ方式双方向チョッパにおける各スイッチの放電動作モード時のスイッチングパターンを示す図である。 フルブリッジ方式の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの放電動作モードの説明図である。 本発明の実施例２のＡＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。 本発明の実施例３の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。

以下、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ及びＡＣ−ＤＣコンバータの実施の形態を図面を参照しながら詳細に説明する。

図１は、本発明の実施例１の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。図１において、第１スイッチＱ１、第２スイッチＱ２、第３スイッチＱ３及び至第４スイッチＱ４は、直列に接続され、スイッチ直列回路を構成している。第１スイッチＱ１、第２スイッチＱ２、第３スイッチＱ３及び第４スイッチＱ４は、例えば、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）からなり、各々のスイッチＱ１〜Ｑ４にはダイオードＤ１〜Ｄ４が並列に接続されている。ダイオードＤ１〜Ｄ４は、スイッチＱ１〜Ｑ４の寄生ダイオードでも良く、あるいは外付けのダイオードでも良い。

第３スイッチＱ３と第４スイッチＱ４との直列回路にはリアクトルＬ１と蓄電池Ｖbatとの直列回路が接続されている。蓄電池Ｖbatの両端にはコンデンサＣbatが接続されている。蓄電池ＶbatとコンデンサＣbatは、本発明の第１蓄電部を構成する。

また、第１スイッチＱ１と第２スイッチＱ２との接続点と第３スイッチＱ３と第４スイッチＱ４との接続点との間には第１コンデンサＦＣが接続されている。

前記スイッチ直列回路には並列にコンデンサＣ１（第２蓄電部）が接続されている。第１制御回路１０は、第１スイッチＱ１乃至第４スイッチＱ４をオンオフさせることにより蓄電池Ｖbatの電圧に応じてコンデンサＣ１の電圧を制御又はコンデンサＣ１の電圧に応じて蓄電池Ｖbatの電圧を制御する。

リアクトルＬ１、第１スイッチＱ１乃至第４スイッチＱ４、コンデンサＦＣは、スイッチトキャパシタコンバータ（ＳＳＣ）方式双方向チョッパＡであり、本発明の第１コンバータを構成している。

また、コンデンサＣ１の両端には第５スイッチＱ５乃至第８スイッチＱ８をフルブリッジ構成した第１スイッチ回路が接続されている。上アームの第５スイッチＱ５と下アームの第６スイッチＱ６との直列回路がコンデンサＣ１の両端に接続されている。上アームの第７スイッチＱ７と下アームの第８スイッチＱ８との直列回路がコンデンサＣ１の両端に接続されている。各々のスイッチＱ５〜Ｑ８にはダイオードＤ５〜Ｄ８が並列に接続されている。ダイオードＤ５〜Ｄ８は、スイッチＱ５〜Ｑ８の寄生ダイオードでも良く、あるいは外付けのダイオードでも良い。

直流リンクＶlinkには、第９スイッチＱ９乃至第１２スイッチＱ１２をフルブリッジ構成した第２スイッチ回路が接続されている。直流リンクＶlinkの両端にはコンデンサＣlinkが接続されている。直流リンクＶlinkとコンデンサＣlinkは、本発明の第３蓄電部を構成する。

トランスＴ１は、一次巻線Ｐと二次巻線Ｓとを有し、一次巻線Ｐの一端はリアクトルＬ２とコンデンサＣ２との直列回路を介して第５スイッチＱ５と第６スイッチＱ６との接続点に接続されている。一次巻線Ｐの他端はリアクトルＬ３とコンデンサＣ３との直列回路を介して第７スイッチＱ７と第８スイッチＱ８との接続点に接続されている。リアクトルＬ２とコンデンサＣ２とは共振回路を構成し、リアクトルＬ３とコンデンサＣ３とは共振回路を構成している。

また、コンデンサＣlinkの両端には第９スイッチＱ９乃至第１２スイッチＱ１２をフルブリッジ構成した第２スイッチ回路が接続されている。上アームの第９スイッチＱ９と下アームの第１０スイッチＱ１０との直列回路がコンデンサＣlinkの両端に接続されている。上アームの第１１スイッチＱ１１と下アームの第１２スイッチＱ１２との直列回路がコンデンサＣlinkの両端に接続されている。各々のスイッチＱ９〜Ｑ１２にはダイオードＤ９〜Ｄ１２が並列に接続されている。ダイオードＤ９〜Ｄ１２は、スイッチＱ９〜Ｑ１２の寄生ダイオードでも良く、あるいは外付けのダイオードでも良い。第５スイッチＱ５乃至第１２スイッチＱ１２は、例えば、ＭＯＳＦＥＴからなる。

また、トランスＴ１の二次巻線Ｓの一端は、第９スイッチＱ９と第１０スイッチＱ１０との接続点に接続され、トランスＴ１の二次巻線Ｓの他端は、第１１スイッチＱ１１と第１２スイッチＱ１２との接続点に接続されている。

第２制御回路２０は、所定のデューティ、例えば５０％のデューティで固定周波数駆動で、第５スイッチＱ５乃至第１２スイッチＱ１２をオンオフさせることによりコンデンサＣ１の電圧に応じて直流リンクＶlinkの電圧を制御又は直流リンクＶlinkの電圧に応じてコンデンサＣ１の電圧を制御する。

第１スイッチ回路、第２スイッチ回路、トランスＴ１、共振回路、直流リンクＶlink、コンデンサＣlinkは、フルブリッジ方式の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータＢであり、第２のコンバータを構成する。

次にこのように構成された実施例１の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの動作を図１及び図２を参照しながら詳細に説明する。図２は、実施例１の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの各部の動作を示すタイミングチャートである。図２において、ＶＱ１〜ＶＱ１２は、第１スイッチＱ１〜第１２スイッチＱ１２のコレクタ−エミッタ電圧、ＩＱ１〜ＩＱ１２は、第１スイッチＱ１〜第１２スイッチＱ１２のコレクタ電流である。

（充電モードの動作）
蓄電池Ｖbatを充電するモードでは、直流リンクＶlinkからの直流電圧をフルブリッジ方式の絶縁型双方向ＤＣ／ＤＣコンバータＢで絶縁し、スイッチトキャパシタコンバータ方式双方向チョッパＡで電圧を調整して蓄電池Ｖbatを充電する。

まず、図３及び図２を参照しながら、フルブリッジ方式の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの充電動作モードの動作を説明する。図３において、スイッチＳＷ９〜ＳＷ１２は、スイッチＱ９〜Ｑ１２のＭＯＳＦＥＴを示している。

時刻ｔ０〜ｔ１においては、図３（ａ）に示す動作が行われる。即ち、直流リンクＶlinkが入力されると、第２制御回路２０からの制御信号によりスイッチＳＷ９，ＳＷ１２がオンし、Ｖlink→ＳＷ９→Ｓ→ＳＷ１２→Ｖlinkの経路で電流ＩＱ９，ＩＱ１２が流れる。これにより、トランスＴ１の一次巻線Ｐに電圧が発生する。このとき、第２制御回路２０からの制御信号によりスイッチＳＷ５，ＳＷ８がオンし、Ｐ→Ｌ２→Ｃ２→ＳＷ５→Ｃ１→ＳＷ８→Ｐの経路で正弦波状の共振電流ＩＱ５，ＩＱ８が流れる。このとき、第２制御回路２０は、スイッチＳＷ９，１２，５，８を同時に、リアクトルＬ２とコンデンサＣ２とで決まる共振周波数よりも僅かに長い期間だけオンさせる。これにより、スイッチＳＷ９，１２，５，８はゼロ電流スイッチングとなるので、スイッチング損失が低減される。また、リアクトルＬ２とコンデンサＣ２とで決まる共振周波数の前後の期間だけオンさせても良い。共振周波数より短い期間だけオンさせるとゼロ電流スイッチングはできなくなるが、電圧の調整が可能になりその分だけ電圧調整が可能になる。

次に、時刻ｔ１〜ｔ２においては、図３（ｂ）に示す動作が行われる。即ち、直流リンクＶlinkが入力されると、第２制御回路２０からの制御信号によりスイッチＳＷ１１，ＳＷ１０がオンし、Ｖlink→ＳＷ１１→Ｓ→ＳＷ１０→Ｖlinkの経路で電流ＩＱ１１，ＩＱ１０が流れる。これにより、トランスＴ１の一次巻線Ｐに電圧が発生する。このとき、第２制御回路２０からの制御信号によりスイッチＳＷ７，ＳＷ６がオンし、Ｐ→ＳＷ７→Ｃ１→ＳＷ６→Ｃ２→Ｌ２→Ｐの経路で正弦波状の共振電流ＩＱ７，ＩＱ６が流れる。このとき、第２制御回路２０は、スイッチＳＷ１１，１０，７，６を同時に、リアクトルＬ２とコンデンサＣ２とで決まる共振周波数よりも僅かに長い期間だけオンさせる。これにより、スイッチＳＷ１１，１０，７，６はゼロ電流スイッチングとなるので、スイッチング損失が低減される。また、リアクトルＬ２とコンデンサＣ２とで決まる共振周波数の前後の期間だけオンさせても良い。共振周波数より短い期間だけオンさせるとゼロ電流スイッチングはできなくなるが、電圧の調整が可能になりその分だけ電圧調整が可能になる。

また、トランスＴ１の一次巻線Ｐの巻数ｎ１と二次巻線Ｓの巻数ｎ２とで決まる所定の変換比率で電圧を変換し、コンデンサＣ１を充電する。
次に、図４を参照して、スイッチトキャパシタコンバータ方式双方向チョッパの動作、即ち、フルブリッジ方式の絶縁型双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧ＶsccであるコンデンサＣ１の電圧を入力して蓄電池Ｖbatへの充電を行う動作を説明する。

図５は、スイッチトキャパシタコンバータ方式双方向チョッパにおける各スイッチの充電動作モード時のスイッチングパターンを示す図である。なお、図５において、ＣはコンデンサＣbatの充電又は放電を示し、ＬはリアクトルＬ１の充電又は放電を示す。図４及び図５において、スイッチＳ１〜Ｓ４は、第１スイッチＱ１〜Ｑ４の絶縁ゲートバイポーラトランジスタである。

まず、図５のステート（ｉ）では、時刻ｔ０において、第１制御回路１０からの制御信号によりスイッチＳ１，Ｓ３をオンする。すると、図４（ａ）に示すように、Ｃ１→Ｓ１→ＦＣ→Ｓ３→Ｌ１→Ｃbatの経路で電流ＩＱ１，ＩＱ３が流れて、コンデンサＣbatが充電され、リアクトルＬ１が放電される。

次に、時刻ｔ１１において、図５のステート（ii）、図４（ｂ）の状態となり、第１制御回路１０からの制御信号によりスイッチＳ１，Ｓ２をオンし、スイッチＳ３をオフする。すると、Ｃ１→Ｓ１→Ｓ２→Ｌ１→Ｃbatの経路で電流ＩＱ１，ＩＱ２が流れて、リアクトルＬ１が充電される。また、同時に、第３スイッチＳ３の電流ＩＱ３が流れなくなる。

次に、時刻ｔ１２において、図５のステート（iii）、図４（ｃ）の状態となり、第１制御回路１０からの制御信号によりスイッチＳ２，Ｓ４のみをオンする。すると、リアクトルＬ１及びコンデンサＣbatが放電し、Ｌ１→Ｃbat→Ｓ４→ＦＣの経路で第１コンデンサＦＣが充電される。
次に、時刻ｔ１３において、図５のステート（iv）、図４（ｄ）の状態となり、第１制御回路１０からの制御信号によりスイッチＳ１，Ｓ２のみをオンする。すると、Ｃ１→Ｓ１→Ｓ２→Ｌ１→Ｃbatの経路で電流ＩＱ１，ＩＱ２が流れて、リアクトルＬ１が充電される。また、同時に、スイッチＳ３の電流ＩＱ３が流れなくなる。次に、時刻ｔ１４において、図５のステート（ｉ）、図４（ａ）の状態に戻る。

このように、１周期が４つの充電動作モードからなり、また、１周期に２回だけリアクトルＬ１にエネルギーを蓄積、及び放出を行うことから、通常のチョッパに対してリアクトルＬ１を小型化することができる。

また、入出力電圧比が２倍以上ある場合には、ステート（ii）、（iv）のモードがスイッチＳ１，Ｓ２がオフ、スイッチＳ３，Ｓ４がオンのモードになる。スイッチトキャパシタコンバータ方式双方向チョッパは、上述したように動作するので、出力電圧の細かい調整が可能となり、通常のチョッパ回路よりも高効率で電圧を変換できる。

（放電モードの動作）
蓄電池Ｖbatを放電するモードでは、第１のコンバータで蓄電池Ｖbatの電圧を所定の電圧に変換し、第２のコンバータであるフルブリッジ方式の絶縁型双方向ＤＣ／ＤＣコンバータＢで絶縁する。

図６を参照しながら、スイッチトキャパシタコンバータ方式双方向チョッパの放電動作を説明する。

まず、図７のステート（ｉ）では、第１制御回路１０からの制御信号によりスイッチＳ１，Ｓ３をオンする。すると、図６（ａ）に示すように、Ｃ１→Ｓ１→ＦＣ→Ｓ３→Ｌ１→Ｃbatの経路で電流ＩＱ１，ＩＱ３が流れて、コンデンサＣbatが放電され、リアクトルＬ１が充電される。

次に、図７のステート（ii）、図６（ｂ）の状態となり、第１制御回路１０からの制御信号によりスイッチＳ１，Ｓ２をオンし、スイッチＳ３をオフする。すると、Ｃ１→Ｓ１→Ｓ２→Ｌ１→Ｃbatの経路で電流ＩＱ１，ＩＱ２が流れて、リアクトルＬ１が充電される。

次に、図７のステート（iii）、図６（ｃ）の状態となり、第１制御回路１０からの制御信号によりスイッチＳ２，Ｓ４のみをオンすると、ＦＣ→Ｓ４→Ｃbat→Ｓ２の経路で電流ＩＱ２，ＩＱ４が流れて、リアクトルＬ１及びコンデンサＣbatが充電される。
次に、図７のステート（iv）、図６（ｄ）の状態となり、第１制御回路１０からの制御信号によりスイッチＳ１，Ｓ２のみをオンする。すると、Ｌ１→Ｓ２→Ｓ１→Ｃ１→Ｃbatの経路で電流ＩＱ１，ＩＱ２が流れて、リアクトルＬ１が放電される。

このように、１周期が４つの充電動作モードからなり、また、１周期に２回だけリアクトルＬ１にエネルギーを蓄積、及び放出を行うことから、通常のチョッパに対してリアクトルＬ１を小型化することができる。

また、入出力電圧比が２倍以上ある場合には、ステート（ii）、（iv）のモードがスイッチＳ１，Ｓ２がオフ、スイッチＳ３，Ｓ４がオンのモードになる。スイッチトキャパシタコンバータ方式双方向チョッパは、上述したように動作するので、出力電圧の細かい調整が可能となり、通常のチョッパ回路よりも高効率で電圧を変換できる。

次に、図８を参照しながら、フルブリッジ方式の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの放電動作モードの動作を説明する。

まず、図８（ａ）に示す動作が行われる。即ち、第１制御回路１０からの制御信号によりスイッチＳＷ５，ＳＷ８がオンし、Ｃ１→ＳＷ５→Ｃ２→Ｌ２→Ｐ→ＳＷ８→Ｃ１の経路で正弦波状の共振電流ＩＱ５，ＩＱ８が流れる。これにより、トランスＴ１の二次巻線Ｓに電圧が発生する。即ち、トランスＴ１の一次巻線Ｐから二次巻線Ｓにエネルギーが伝達される。このとき、第２制御回路２０からの制御信号によりスイッチＳＷ９，ＳＷ１２がオンし、Ｓ→ＳＷ９→Ｖlink→ＳＷ１２→Ｓの経路で電流ＩＱ９，ＩＱ１２が流れる。即ち、直流リンクＶlinkにエネルギーが伝達される。

このとき、第２制御回路２０は、スイッチＳＷ９，１２，５，８を同時に、リアクトルＬ２とコンデンサＣ２とで決まる共振周波数よりも僅かに長い期間だけオンさせる。これにより、スイッチＳＷ９，１２，５，８はゼロ電流スイッチングとなるので、スイッチング損失が低減される。

次に、図８（ｂ）に示す動作が行われる。第１制御回路１０からの制御信号によりスイッチＳＷ７，ＳＷ６がオンし、Ｃ１→ＳＷ７→Ｐ→Ｌ２→Ｃ２→ＳＷ６の経路で電流ＩＱ７，ＩＱ６が流れる。これにより、トランスＴ１の二次巻線Ｓに電圧が発生する。即ち、トランスＴ１の一次巻線Ｐから二次巻線Ｓにエネルギーが伝達される。このとき、第２制御回路２０からの制御信号によりスイッチＳＷ１１，ＳＷ１０がオンし、Ｓ→ＳＷ１１→Ｖlink→ＳＷ１０→Ｓの経路で正弦波状の共振電流ＩＱ１１，ＩＱ１０が流れる。このとき、第２制御回路２０は、スイッチＳＷ１１，１０，７，６を同時に、リアクトルＬ２とコンデンサＣ２とで決まる共振周波数よりも僅かに長い期間だけオンさせる。これにより、スイッチＳＷ１１，１０，７，６はゼロ電流スイッチングとなるので、スイッチング損失が低減される。

また、トランスＴ１の一次巻線Ｐの巻数ｎ１と二次巻線Ｓの巻数ｎ２とで決まる所定の変換比率で電圧を変換し、電圧Ｖlinkを出力する。

このように実施例１の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータによれば、第１コンバータで所定の電圧に制御し、第２コンバータで絶縁及び所定の比率で電圧を変換するので、電圧を所望の値に容易に調整できる。また、第２コンバータを変換効率の高い条件で駆動させることができ、高効率を実現することができる。

なお、実施例１の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータでは、コンバータの起動時にコンデンサＣ１の電圧が低いので、２つのコンバータの内の一方のコンバータをソフトスタートさせれば良い。即ち、蓄電池Ｖbatの充電モードでは、第２のコンバータのみをソフトスタートさせ、蓄電池Ｖbatの放電モードでは、第１のコンバータのみをソフトスタートさせても良い。

また、直流リンクＶlinkを入力したときに、スイッチＳＷ９とスイッチＳＷ１２とがオンして、突入電流が流れることがある。この場合には、トランスＴ１の二次巻線Ｓが短絡状態となるため、一次巻線Ｐも短絡状態となり、Ｃ１→Ｑ５→Ｃ２→Ｌ２→Ｐ→Ｌ３→Ｃ３→Ｑ８の経路で、コンデンサＣ１が放電するため、コンデンサＣ１の電圧が低下する。そこで、コンデンサＣ１の電圧を低下させないように、直流リンクＶlinkを入力する前に、スイッチトキャパシタ双方向ＤＣ／ＤＣコンバータによりコンデンサＣ１の電圧を上昇させておくと良い。

図９は、本発明の実施例２のＡＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。実施例２のＡＣ−ＤＣコンバータは、図１に示す実施例１の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの蓄電池Ｖbat、コンデンサＣbatの代わりに、交流電源Ｖacの交流電圧を整流する整流器ＤＢを設けたことを特徴とする。

整流器ＤＢは、フルブリッジ構成したダイオードＤ１３〜Ｄ１６からなる。ダイオードＤ１３のカソードとダイオードＤ１４のカソードとがリアクトルＬ１の一端に接続され、ダイオードＤ１３のアノードはダイオードＤ１４のカソードに接続されている。ダイオードＤ１５のアノードはダイオードＤ１６のカソードに接続されている。ダイオードＤ１３とダイオードＤ１４との接続点が交流電源Ｖacの一端に接続され、ダイオードＤ１５とダイオードＤ１６との接続点が交流電源Ｖacの他端に接続されている。ダイオードＤ１４のアノードとダイオードＤ１６のアノードは第４スイッチＱ４のエミッタに接続されている。

第１制御回路１０ａは、整流器ＤＢの出力電圧と整流器ＤＢの出力電流とコンデンサＣ１の電圧に応じて第１スイッチＱ１乃至第４スイッチＱ４をオンオフさせることによりコンデンサＣ１の電圧を所定値に制御する。

なお、図９に示すその他の構成は、図１に示す構成と同一であり、同一部分には同一符号を付する。

このように構成された実施例２のＡＣ−ＤＣコンバータによれば、交流電源Ｖacの交流電圧を整流器ＤＢにより整流して整流された電圧を第１コンバータに入力する。第１制御回路１０ａは、整流器ＤＢの出力電圧（第１コンバータの入力電圧）とコンデンサＣ１の電圧とを乗算器で乗算し、その乗算出力と整流器ＤＢの出力電流（第１コンバータの入力電流）とに基づきＰＷＭ信号を生成し、ＰＷＭ信号により第１スイッチＱ１乃至第４スイッチＱ４をオンオフする。各スイッチをオンオフするタイミングは、実施例１で説明した双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおける各スイッチのタイミングと同一タイミングで良い。

これにより、一方向のＡＣ−ＤＣコンバータとなり、第１コンバータにより力率が改善され、出力電圧を安定化することができる。また、従来の力率改善回路に比較して高効率で動作させることができる。

図１０は、本発明の実施例３の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。図１に示す実施例１の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータがフルブリッジ方式の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータであるのに対して、図１０に示す実施例３の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、充電用のハーフブリッジ方式の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータと放電用のハーフブリッジ方式の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータとを用いたことを特徴とする。

なお、図１０に示す第１コンバータの構成は、図１に示す第１コンバータの構成と同じであるので、その説明は省略する。

充電用のハーフブリッジ方式の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータは、以下のように構成される。第５スイッチＱ５と第６スイッチＱ６との接続点と第６スイッチＱ６のソースとの間には、リアクトルＬ２とトランスＴ２の一次巻線Ｐ１とコンデンサＣ２との直列回路が接続されている。

トランスＴ２は、直列に接続された第１の二次巻線Ｓ１と第２の二次巻線Ｓ２とを有し、第１の二次巻線Ｓ１の一端にはダイオードＤ１７のアノードが接続され、第２の二次巻線Ｓ２の一端にはダイオードＤ１８のアノードが接続されている。ダイオードＤ１７のカソードとダイオードＤ１８のカソードとはコンデンサＣlinkの一端及び直流リンクＶlinkの一端に接続されている。第１の二次巻線Ｓ１の他端と第２の二次巻線Ｓ２の他端とはコンデンサＣlinkの他端及び直流リンクＶlinkの他端に接続されている。
放電用のハーフブリッジ方式の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータは、以下のように構成される。コンデンサＣlinkの両端及び直流リンクＶlinkの両端には第７スイッチＱ７と第８スイッチＱ８との直列回路が接続されている。第７スイッチＱ７と第８スイッチＱ８との接続点と第８スイッチＱ８のソースと間には、リアクトルＬ３とトランスＴ３の一次巻線Ｐ２とコンデンサＣ３との直列回路が接続されている。

トランスＴ３は、直列に接続された第１の二次巻線Ｓ３と第２の二次巻線Ｓ４とを有し、第１の二次巻線Ｓ３の一端にはダイオードＤ１９のアノードが接続され、第２の二次巻線Ｓ４の一端にはダイオードＤ２０のアノードが接続されている。ダイオードＤ１９のカソードとダイオードＤ２０のカソードとはコンデンサＣ４の一端及びコンデンサＣ４の一端に接続されている。第１の二次巻線Ｓ３の他端と第２の二次巻線Ｓ４の他端とはコンデンサＣ４の他端及びコンデンサＣ１の他端に接続されている。
次に、実施例３の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの放電動作を説明する。まず、第２制御回路２０ａの制御信号により第５スイッチＱ５をオンすると、Ｃ１→Ｑ５→Ｌ２→Ｐ１→Ｃ２→Ｃ１の経路で電流が流れる。すると、トランスＴ２の二次側では、Ｓ１→Ｄ１７→Ｃlink→Ｓ１の経路で電流が流れる。

次に、第２制御回路２０ａの制御信号により第６スイッチＱ６をオンすると、Ｐ１→Ｃ２→Ｑ６→Ｌ２→Ｐ１の経路で電流が流れる。すると、トランスＴ２の二次側では、Ｓ２→Ｄ１８→Ｃlink→Ｓ２の経路で電流が流れる。従って、コンデンサＣ１のエネルギーがトランスＴ２を介して直流リンクＶlinkに伝達される。

次に、実施例３の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの充電動作を説明する。まず、第２制御回路２０ａの制御信号により第７スイッチＱ７をオンすると、Ｖlink→Ｑ７→Ｌ３→Ｐ２→Ｃ３→Ｖlinkの経路で電流が流れる。すると、トランスＴ３の二次側では、Ｓ３→Ｄ１９→Ｃ４→Ｓ３の経路で電流が流れる。

次に、第２制御回路２０ａの制御信号により第８スイッチＱ８をオンすると、Ｐ２→Ｃ３→Ｑ８→Ｌ３→Ｐ２の経路で電流が流れる。すると、トランスＴ３の二次側では、Ｓ４→Ｄ２０→Ｃ４→Ｓ４の経路で電流が流れる。従って、直流リンクＶlinkのエネルギーがトランスＴ３を介してコンデンサＣ１に伝達される。

このような実施例３の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータによっても、実施例１の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの効果と同様な効果が得られる。

なお、実施例３のＤＣ−ＤＣコンバータでは、第２制御回路２０ａが第５スイッチＱ５乃至第８スイッチＱ８を上述したようにオンオフ制御する例を説明したが、例えば、第２制御回路が第５スイッチＱ５及び第６スイッチＱ６を交互にオンオフ制御し、図示しない第３制御回路が第７スイッチＱ７及び第８スイッチＱ８を交互にオンオフ制御しても良い。

Ｖbat 蓄電池
Ｖlink 直流リンク
Ｖac 交流電源
Ｃbat，Ｃ１〜Ｃ３，Ｃlink，ＦＣ コンデンサ
Ｑ１〜Ｑ１２ スイッチ
Ｄ１〜Ｄ１６ ダイオード
Ｌ１〜Ｌ３ リアクトル
Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３ トランス
Ｐ，Ｐ１ 一次巻線
Ｓ 二次巻線
Ｓ１ 第１の二次巻線
Ｓ２ 第２の二次巻線
１０，１０ａ 第１制御回路
２０，２０ａ 第２制御回路

Claims (4)

1. 第１スイッチ乃至第４スイッチが直列に接続されたスイッチ直列回路と、第３スイッチと前記第４スイッチとの直列回路に並列に接続されたリアクトルと第１蓄電部との直列回路と、前記第３スイッチと前記第４スイッチとの接続点と前記第１スイッチと第２スイッチとの接続点との間に接続された第１コンデンサと、前記スイッチ直列回路に並列に接続された第２蓄電部と、前記第１スイッチ乃至前記第４スイッチをオンオフさせることにより前記第１蓄電部の電圧に応じて前記第２蓄電部の電圧を制御又は前記第２蓄電部の電圧に応じて前記第１蓄電部の電圧を制御する第１制御回路とを備える第１コンバータと、
   前記第２蓄電部に接続され第５スイッチ乃至第８スイッチをフルブリッジ構成した第１スイッチ回路と、第３蓄電部に接続され第９スイッチ乃至第１２スイッチをフルブリッジ構成した第２スイッチ回路と、前記第１スイッチ回路に接続された第１巻線と前記第２スイッチ回路に接続された第２巻線とを備えるトランスと、前記第１スイッチ回路と前記トランスの第１巻線との間に接続されたリアクトルとコンデンサとからなる共振回路と、前記第５スイッチ乃至前記第１２スイッチをオンオフさせることにより前記第２蓄電部の電圧に応じて前記第３蓄電部の電圧を制御又は前記第３蓄電部の電圧に応じて前記第２蓄電部の電圧を制御する第２制御回路を備える第２コンバータと、
   を備えることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
2. 前記第１コンバータは、スイッチトキャパシタコンバータであることを特徴とする請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
3. 交流電源の交流電圧を整流する整流器と、
   第１スイッチ乃至第４スイッチが直列に接続されたスイッチ直列回路と、第３スイッチと前記第４スイッチとの直列回路に並列に接続されたリアクトルと前記整流器との直列回路と、前記第３スイッチと前記第４スイッチとの接続点と前記第１スイッチと第２スイッチとの接続点との間に接続された第１コンデンサと、前記スイッチ直列回路に並列に接続された第１蓄電部と、前記整流器の出力電圧と前記整流器の出力電圧と前記第１蓄電部の電圧に応じて前記第１スイッチ乃至前記第４スイッチをオンオフさせることにより前記第１蓄電部の電圧を所定値に制御する第１制御回路とを備える第１コンバータと、
   前記第１蓄電部に接続され第５スイッチ乃至第８スイッチをフルブリッジ構成した第１スイッチ回路と、第２蓄電部に接続され第９スイッチ乃至第１２スイッチをフルブリッジ構成した第２スイッチ回路と、前記第１スイッチ回路に接続された第１巻線と前記第２スイッチ回路に接続された第２巻線とを備えるトランスと、前記第１スイッチ回路と前記トランスの第１巻線との間に接続されたリアクトルとコンデンサとからなる共振回路と、前記第５スイッチ乃至前記第１２スイッチをオンオフさせることにより前記第１蓄電部の電圧に応じて前記第２蓄電部の電圧を制御する第２制御回路を備える第２コンバータと、
   を備えることを特徴とするＡＣ−ＤＣコンバータ。
4. 第１スイッチ乃至第４スイッチが直列に接続されたスイッチ直列回路と、第３スイッチと前記第４スイッチとの直列回路に並列に接続されたリアクトルと第１蓄電部との直列回路と、前記第３スイッチと前記第４スイッチとの接続点と前記第１スイッチと第２スイッチとの接続点との間に接続された第１コンデンサと、前記スイッチ直列回路に並列に接続された第２蓄電部と、前記第１スイッチ乃至前記第４スイッチをオンオフさせることにより前記第１蓄電部の電圧に応じて前記第２蓄電部の電圧を制御又は前記第２蓄電部の電圧に応じて前記第１蓄電部の電圧を制御する第１制御回路とを備える第１コンバータと、
   前記第２蓄電部に接続され第５スイッチ及び第６スイッチを直列接続した第１スイッチ回路と、前記第６スイッチ両端間に接続された第１巻線と第２巻線とを備える第１トランスと、前記第６スイッチと前記第１巻線との間に接続された第１リアクトルと第２コンデンサとからなる第１共振回路と、前記第２巻線に第１整流素子を介して接続された第３蓄電部と、前記第５スイッチ及び前記第６スイッチをオンオフさせることにより前記第２蓄電部の電圧に応じて前記第３蓄電部の電圧を制御する第２制御回路を備える放電用の第２コンバータと、
   前記第３蓄電部に接続され第７スイッチ及び第８スイッチを直列接続した第２スイッチ回路と、前記第８スイッチ両端間に接続された第３巻線と第４巻線とを備える第２トランスと、前記第８スイッチと前記第３巻線との間に接続された第２リアクトルと第３コンデンサとからなる第２共振回路と、前記第７スイッチ及び前記８スイッチをオンオフさせることにより前記第３蓄電部の電圧に応じて前記第２蓄電部の電圧を制御する第３制御回路を備える充電用の第３コンバータと、
   を備えることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。

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