CN106602880A - 一种大功率高效热平衡llc谐振变换器及其控制方法 - Google Patents

一种大功率高效热平衡llc谐振变换器及其控制方法 Download PDF

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梁龙
梁一龙
王瑞冬
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Abstract

本申请涉及一种大功率高效热平衡LLC谐振变换器及其控制方法，包括逆变电路、谐振网络、高频变压器和输出整流回路，所述高频变压器由2n个变压器组成，所述2n个变压器的原边绕组串联，副边绕组并联后连接输出整流电路，所述原边绕组并联励磁电感，所述谐振网络由谐振电容、第2n‑1变压器的原边励磁电感和第2n高频变压器的原边励磁电感串联组成，在一个开关周期谐振变换器工作于6个工作模式。本申请以高频变压器替代了谐振电感，高频变压器既能作为谐振电感，也能作为励磁电感和变压器使用，节省物料成本，输出纹波、输出精度等性能大大提高。

Description

一种大功率高效热平衡LLC谐振变换器及其控制方法
技术领域
本申请涉及一种LLC谐振变换器，特别涉及一种大功率高效热平衡LLC谐振变换器及其控制方法。
背景技术
LLC谐振变换器是软开关的一种，它用较少的元器件，即能实现原边开关管的零电压开通、副边二极管的零电流关断，从而实现较低的开关损耗。如图1所示，所述LLC谐振变换器包括逆变电路、谐振电路、高频变压器和整流电路；逆变电路可以是两电平或三电平的不对称半桥电路和全桥电路；谐振电路由谐振电容、谐振电感和高频变压器原边电感串联组成。工作时，逆变电路输出固定50％占空比的互补电平到谐振网络，通过谐振电感、谐振电容和励磁电感的谐振工作，使逆变电路的开关器件实现零电压开通和副边二极管的零电流关断。
LLC在额定工作条件下谐振电路可工作在谐振频率附近，此时谐振变换器的效率最高，但输入或输出电压发生变化时，需要调频来适应这种电压变化，随着频率的偏移，电路损耗将增加导致系统效率降低，谐振电感和变压器由于铜损和磁损的增加导致散热困难，特别是当LLC变换器输出在高压轻载和低压重载，谐振电感和变压器容易出现热不平衡情况，而散热问题的解决往往只能通过增加磁芯窗口面积和加大线径来解决，也就是通过牺牲变换器的功率密度来实现；LLC谐振电路能在输出电压较宽的变化范围内实现软开关，如果输出电压的变化范围达到2倍以上，理论上可通过减小励磁电感的感量调整LLC增益，从而加大其工作范围，但随着励磁电感的减小，原边电流的无功分量也大大的增加，从而导致损耗和磁芯元件体积的增加。尤其是针对充电机等大功率变换器可能工作在较宽范围的输出电压时，这种不适应性表现得更为突出，因此需要对现有的谐振电路拓扑进行改进，解决上述现有谐振电路在大功率宽输出范围应用场合里出现的问题。
发明内容
为解决上述技术问题：本发明提出一种大功率高效热平衡LLC谐振变换器,包括逆变电路、谐振网络、高频变压器和输出整流回路，所述高频变压器由2n个变压器组成，所述2n个变压器的原边绕组串联，副边绕组并联后连接输出整流电路，所述原边绕组并联励磁电感，所述谐振网络由谐振电容、第2n-1变压器的原边励磁电感和第2n高频变压器的原边励磁电感串联组成。
所述的大功率高效热平衡LLC谐振变换器，其中，所述逆变电路为半桥电路、全桥电路、其他两电平电路或者多电平电路。
所述的大功率高效热平衡LLC谐振变换器，其中，所述输出整流回路为整流二极管半波整流，包括整流二极管D1和整流二极管D2，第2n-1变压器的副边绕组的同名端连接第2n变压器的副边绕组的异名端后连接储能电容负极，第2n-1个变压器的次级绕组的异名端连接整流二极管D1，第2n个变压器的次级绕组的同名端连接整流二极管D2，所述整流二极管D1和整流二极管D2输出端电连接储能电容的正极。
所述的大功率高效热平衡LLC谐振变换器，其中，所述第2n-1变压器和第2n变压器位置可互换，变压器原副边仅有一个绕组。
所述的大功率高效热平衡LLC谐振变换器，其中，所述谐振电容一端接逆变电路的一端输出，另一端接第2n-1高频变压器原边绕组的同名端,第2n-1变压器原边绕组的异名端接第2n变压器原边绕组的同名端，第2n变压器原边绕组的异名端接逆变电路原边绕组的另一端输出。
一种上述大功率高效热平衡LLC谐振变换器的控制方法，所述LCC串联谐振变换器工作在f>fr的频率范围，或工作在fm<f<fr的频率范围，其中，fr为LLC谐振频率，fm为LLC的本征谐振频率；当LLC串联谐振变换器工作于fm<f<fr频率范围时，在一个开关周期控制逆变电路导通、关断以及第2n-1、2n变压器的运行极性，选择参与谐振的励磁电感，使谐振变换器工作于6个工作模式。
所述的控制方法，其中，LLC谐振频率定义为fr:
LLC的本征谐振频率定义为fm:
其中，Lm为变压器励磁电感的大小，Cr为谐振电容的大小。
所述的控制方法，其中，所述6个工作模式具体为：
(1)模式1:t0<t<t1；在t＝t0时刻S2关断,谐振电流ir对主开关S1的输出电容放电，S1的漏-源电压Vds1开始下降,当Vds1下降到零，S1的体二极管导通；输入电压加在LLC串联回路上；在变压器副边，变压器绕组的极性为上正下负，整流二极管D2导通，第二变压器的励磁电感Lm2的电压被输出电压钳位，谐振实际上发生在第一变压器励磁电感Lm1与Cr之间，第二变压器励磁电感Lm2的电流im线性上升；
(2)模式2:t1<1<t2；在t＝t1时刻S1零电压条件开通；励磁电流im继续线性上升，谐振电流ir流经S1并以正弦形式逐渐上升；流过整流二极管的输出电流为谐振电流与励磁电流之差；在该工作频率范围内，开关周期大于Lm与Cr的谐振周期；在谐振电流经过半个周期的谐振，S1仍然处于开通状态。当谐振电流ir下降到励磁电流im时整流二极管D2电流过零而关断，该工作模式结束。
(3)模式3:t2<t<t3；在t＝t2时刻整流二极管D2零电流条件关断；输出侧与谐振回路完全脱离；两个变压器励磁电感的电压不再受输出电压限制，第二变压器励磁电感Lm2与第一变压器励磁电感Lm1串联参与谐振，谐振周期明显变长，谐振电流基本保持不变；因此，可以认为：ir(t)＝im(t)＝Im。
(4)模式4:t3<t<t4；在t＝t3时刻S1关断,谐振电流ir对主开关S2的输出电容放电，S2的漏-源电压Vds2开始下降,当Vds2下降到零，S2的体二极管导通；在变压器副边，变压器绕组的极性为上负下正，整流二极管D1导通，第一变压器励磁电感Lm1的电压被输出电压钳位，谐振实际上发生在第二变压器励磁电感Lm2与Cr之间，第一变压器励磁电感Lm1的电流im线性下降。
(5)模式5:t4<1<t5；在t＝t4时刻S2零电压条件开通；励磁电流im继续线性下降，谐振电流ir流经S2并以正弦形式负向增长；流过整流二极管的输出电流为谐振电流与励磁电流之差。在该工作频率范围内，开关周期大于Lm与Cr的谐振周期；因此，在谐振电流经过半个周期的谐振，S2仍然处于开通状态,但谐振电流ir下降到励磁电流im时整流二极管D1电流过零而关断；该工作模式结束；
(6)模式6:t5<t<t6；在t＝t5时刻整流二极管D1零电流条件关断，输出侧与谐振回路完全脱离，第一变压器励磁电感的电压不再受输出电压限制，第一变压器励磁电感Lm1与第二变压器励磁电感Lm2串联参与谐振；谐振电流基本保持不变，继续对谐振电容Cr放电，Cr的电压继续下降，一直到t6时刻，S2关断，新的工作周期开始。
本申请由于巧妙的利用双变压器同时实现了谐振电感的角色和能量的传输，即半个周期作为谐振电感参与谐振，实现软开关，半个周期作为变压器把能量传输到二次侧，这样两个高频变压器在任何工作条件下功耗一样，产生的热量也一样，方便热设计。
双变压器的存在，省略了谐振电感的设计，简化了磁性元件的设计流程。由于两个变压器共用一个器件，量产时能节省物料成本。在本申请中，变压器作为谐振电感和励磁电感同时存在，因此谐振电感和励磁电感变比为1，大大提高了谐振网络的增益。在大功率充电机中，LLC变换器的输入为固定的800V，使用该发明的LLC谐振电路，其输出电压的工作范围能达到2.5倍，并且输出纹波、输出精度等大大提高。
附图说明
图1现有技术的LLC谐振变换器。
图2本申请改进的LLC谐振变换器的一种优选的示意图。
图3a-3f为本申请改进的LLC谐振变换器的工作过程的一种优选的示意图。
图4为本申请的工作波形的一种优选的示意图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明作进一步详细描述，有必要在此指出的是，以下具体实施方式只用于对本发明进行进一步的说明，不能理解为对本发明保护范围的限制，该领域的技术人员可以根据上述发明内容对本发明作出一些非本质的改进和调整。
如图2所示，为本申请改进的LLC谐振变换器，包括逆变电路、谐振网络、高频变压器和输出整流回路，所述高频变压器由2n个变压器组成，所述2n个变压器的原边绕组串联，副边绕组并联后连接输出整流电路，所述原边绕组并联励磁电感，所述谐振网络由谐振电容、第2n-1变压器的原边励磁电感和第2n高频变压器的原边励磁电感串联组成。图2以两个变压器为例，包括第一高频变压器TX1和第二变压器TX2，谐振电容Cr,励磁电感Lm1、Lm2，第一整流二极管D1，第二整流二极管D2。
逆变电路为半桥电路、全桥电路、其他两电平电路或者多电平电路。谐振网络由谐振电容、第一高频变压器的原边励磁电感和第二高频变压器的原边励磁电感串联组成。第一高频变压器和第二高频变压器为相同元件和物料，两变压器位置可互换，变压器原副边仅有一个绕组。输出整流回路为二极管半波整流。
谐振网络里，谐振电容一端接逆变电路的一端输出，另一端接第一高频变压器原边绕组的同名端；第一高频变压器原边绕组的异名端接第二高频变压器原边绕组的同名端，第二高频变压器原边绕组的异名端接逆变电路原边绕组的另一端输出。
第一高频变压器副边绕组的同名端接输出储能电容负极，第一高频变压器副边绕组的异名端接第一输出二极管的阳极，第一输出二极管阳极接输出储能电容正极。第二高频变压器副边绕组的同名端接输出储能电容负极，第一高频变压器副边绕组的异名端接第一输出二极管的阳极，第一输出二极管阳极接输出储能电容正极。
以上所述，不局限于两个变压器同时存在的，对于偶数2n个变压器也适用于改发明。
图3a-3f为本申请改进的LLC谐振变换器的工作过程，下面以逆变电路为不对称半桥来阐述改LLC谐振变换器的工作原理，其中S1、S2为Mosfet，其驱动信号是固定50％占空比的互补信号。
LLC谐振频率定义为fr:
LLC的本征谐振频率定义为fm:
LLC串联谐振变换器不仅可以工作在f>fr的频率范围也可以工作在fm<f<fr的频率范围，下面就fm<f<fr说明该LLC串联谐振变换器的工作原理。
在如下的分析中，输出电容被认为无穷大而以恒压源Vo代替。在fm<f<fs的频率范围内，该变换器的一个开关周期可以分为6个工作模式，分别如图3的6个等效电路所示。相应的工作波形如图4所示。6个工作模式的工作原理分别描述如下：
(1)模式1:t0<t<t1。在t＝t0时刻S2关断,谐振电流ir对主开关S1的输出电容放电，S1的漏-源电压Vds1开始下降,当Vds1下降到零，S1的体二极管导通。输入电压加在LLC串联回路上。在变压器副边，变压器绕组的极性为上正下负，整流二极管D2导通，第二变压器的励磁电感Lm2的电压被输出电压钳位，谐振实际上发生在第一变压器励磁电感Lm1与Cr之间，第二变压器励磁电感Lm2的电流im线性上升。
(2)模式2:t1<1<t2。在t＝t1时刻S1零电压条件开通。励磁电流im继续线性上升，谐振电流ir流经S1并以正弦形式逐渐上升。流过整流二极管的输出电流为谐振电流与励磁电流之差。在该工作频率范围内，开关周期大于Lm与Cr的谐振周期。因此，在谐振电流经过半个周期的谐振，S1仍然处于开通状态。当谐振电流ir下降到励磁电流im时整流二极管D2电流过零而关断。该工作模式结束。
(3)模式3:t2<t<t3。在t＝t2时刻整流二极管D2零电流条件关断。输出侧与谐振回路完全脱离。两个变压器励磁电感的电压不再受输出电压限制，第二变压器励磁电感Lm2与第一变压器励磁电感Lm1串联参与谐振，谐振周期明显变长。谐振电流基本保持不变，因此可以认为：ir(t)＝im(t)＝Im
工作模式4、5、6与工作模式1、2、3类似。所不同的是在4、5、6阶段，谐振发生在第二变压器的励磁电感Lm2与谐振电容之间，而第一变压器则为副边传输能量。在这几个阶段，谐振的初始能量由谐振电容Cr提供。工作波形与模式1、2、3完全对称。
(4)模式4:t3<t<t4。在t＝t3时刻S1关断,谐振电流ir对主开关S2的输出电容放电，S2的漏-源电压Vds2开始下降,当Vds2下降到零，S2的体二极管导通。在变压器副边，变压器绕组的极性为上负下正，整流二极管D1导通，第一变压器励磁电感Lm1的电压被输出电压钳位，谐振实际上发生在第二变压器励磁电感Lm2与Cr之间，第一变压器励磁电感Lm1的电流im线性下降。
(5)模式5:t4<1<t5。在t＝t4时刻S2零电压条件开通。励磁电流im继续线性下降，谐振电流ir流经S2并以正弦形式负向增长。流过整流二极管的输出电流为谐振电流与励磁电流之差。在该工作频率范围内，开关周期大于Lm与Cr的谐振周期。因此，在谐振电流经过半个周期的谐振，S2仍然处于开通状态。但谐振电流ir下降到励磁电流im时整流二极管D1电流过零而关断。该工作模式结束。
(6)模式6:t5<t<t6。在t＝t5时刻整流二极管D1零电流条件关断。输出侧与谐振回路完全脱离。第一变压器励磁电感的电压不再受输出电压限制，第一变压器励磁电感Lm1与第二变压器励磁电感Lm2串联参与谐振。谐振电流基本保持不变，继续对谐振电容Cr放电，Cr的电压继续下降，一直到t6时刻，S2关断，新的工作周期开始。
图4为上述6个工作模式下，LLC变换器的工作波形图。
在本发明中，由于巧妙的利用双变压器同时实现了谐振电感的角色和能量的传输，即半个周期作为谐振电感参与谐振，实现软开关，半个周期作为变压器把能量传输到二次侧，这样两个高频变压器在任何工作条件下功耗一样，产生的热量也一样，方便热设计。
双变压器的存在，省略了谐振电感的设计，简化了磁性元件的设计流程。由于两个变压器共用一个器件，量产时能节省物料成本。在本发明中，变压器作为谐振电感和励磁电感同时存在，因此谐振电感和励磁电感变比为1，大大提高了谐振网络的增益。在大功率充电机中，LLC变换器的输入为固定的800V，使用该发明的LLC谐振电路，其输出电压的工作范围能达到2.5倍，并且输出纹波、输出精度等性能符合行业要求。

Claims (8)

1.一种大功率高效热平衡LLC谐振变换器,包括逆变电路、谐振网络、高频变压器和输出整流回路，其特征在于：所述高频变压器由2n个变压器组成，所述2n个变压器的原边绕组串联，副边绕组并联后连接输出整流电路，所述原边绕组并联励磁电感，所述谐振网络由谐振电容、第2n-1变压器的原边励磁电感和第2n高频变压器的原边励磁电感串联组成。
2.如权利要求1所述的大功率高效热平衡LLC谐振变换器，其特征在于：所述逆变电路为半桥电路、全桥电路、其他两电平电路或者多电平电路。
3.如权利要求1所述的大功率高效热平衡LLC谐振变换器，其特征在于：所述输出整流回路为整流二极管半波整流，包括整流二极管D1和整流二极管D2，第2n-1变压器的副边绕组的同名端连接第2n变压器的副边绕组的异名端后连接储能电容负极，第2n-1个变压器的次级绕组的异名端连接整流二极管D1，第2n个变压器的次级绕组的同名端连接整流二极管D2，所述整流二极管D1和整流二极管D2输出端电连接储能电容的正极。
4.如权利要求3所述的大功率高效热平衡LLC谐振变换器，其特征在于：所述第2n-1变压器和第2n变压器位置可互换，变压器原副边仅有一个绕组。
5.如权利要求4所述的大功率高效热平衡LLC谐振变换器，其特征在于：所述谐振电容一端接逆变电路的一端输出，另一端接第2n-1高频变压器原边绕组的同名端,第2n-1变压器原边绕组的异名端接第2n变压器原边绕组的同名端，第2n变压器原边绕组的异名端接逆变电路原边绕组的另一端输出。
6.一种如权利要求1-5任一项大功率高效热平衡LLC谐振变换器的控制方法，其特征在于：所述LCC串联谐振变换器工作在f>fr的频率范围，或工作在fm<f<fr的频率范围，其中，fr为LLC谐振频率，fm为LLC的本征谐振频率；当LLC串联谐振变换器工作于fm<f<fr频率范围时，在一个开关周期控制逆变电路导通、关断以及第2n-1、2n变压器的运行极性，选择参与谐振的励磁电感，使谐振变换器工作于6个工作模式。
7.如权利要求6所述的控制方法，其特征在于：
LLC谐振频率定义为fr:
f r = 1 / ( 2 &pi; L m C r )
LLC的本征谐振频率定义为fm:
f m = 1 / ( 2 &pi; L m C r )
其中，Lm为变压器励磁电感的大小，Cr为谐振电容的大小。
8.如权利要求6所述的控制方法，其特征在于：所述6个工作模式具体为：
(1)模式1:t0<t<t1；在t＝t0时刻S2关断,谐振电流ir对主开关S1的输出电容放电，S1的漏-源电压Vds1开始下降,当Vds1下降到零，S1的体二极管导通；输入电压加在LLC串联回路上；在变压器副边，变压器绕组的极性为上正下负，整流二极管D2导通，第二变压器的励磁电感Lm2的电压被输出电压钳位，谐振实际上发生在第一变压器励磁电感Lm1与Cr之间，第二变压器励磁电感Lm2的电流im线性上升；
(2)模式2:t1<1<t2；在t＝t1时刻S1零电压条件开通；励磁电流im继续线性上升，谐振电流ir流经S1并以正弦形式逐渐上升；流过整流二极管的输出电流为谐振电流与励磁电流之差；在该工作频率范围内，开关周期大于Lm与Cr的谐振周期；在谐振电流经过半个周期的谐振，S1仍然处于开通状态；当谐振电流ir下降到励磁电流im时整流二极管D2电流过零而关断，该工作模式结束；
(3)模式3:t2<t<t3；在t＝t2时刻整流二极管D2零电流条件关断；输出侧与谐振回路完全脱离；两个变压器励磁电感的电压不再受输出电压限制，第二变压器励磁电感Lm2与第一变压器励磁电感Lm1串联参与谐振，谐振周期明显变长，谐振电流基本保持不变；因此，可以认为：ir(t)＝im(t)＝Im；
(4)模式4:t3<t<t4；在t＝t3时刻S1关断,谐振电流ir对主开关S2的输出电容放电，S2的漏-源电压Vds2开始下降,当Vds2下降到零，S2的体二极管导通；在变压器副边，变压器绕组的极性为上负下正，整流二极管D1导通，第一变压器励磁电感Lm1的电压被输出电压钳位，谐振实际上发生在第二变压器励磁电感Lm2与Cr之间，第一变压器励磁电感Lm1的电流im线性下降；
(5)模式5:t4<1<t5；在t＝t4时刻S2零电压条件开通；励磁电流im继续线性下降，谐振电流ir流经S2并以正弦形式负向增长；流过整流二极管的输出电流为谐振电流与励磁电流之差；在该工作频率范围内，开关周期大于Lm与Cr的谐振周期；因此，在谐振电流经过半个周期的谐振，S2仍然处于开通状态,但谐振电流ir下降到励磁电流im时整流二极管D1电流过零而关断；该工作模式结束；
(6)模式6:t5<t<t6；在t＝t5时刻整流二极管D1零电流条件关断，输出侧与谐振回路完全脱离，第一变压器励磁电感的电压不再受输出电压限制，第一变压器励磁电感Lm1与第二变压器励磁电感Lm2串联参与谐振；谐振电流基本保持不变，继续对谐振电容Cr放电，Cr的电压继续下降，一直到t6时刻，S2关断，新的工作周期开始。
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Cited By (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN107070243A (zh) * 2017-06-12 2017-08-18 东莞市赛因电源有限公司 高效的双向隔离dc‑dc谐振变换电路
CN108274096A (zh) * 2018-03-20 2018-07-13 华南理工大学 一种基于llc谐振变换器的并联式大功率焊接电源系统
CN108964478A (zh) * 2018-09-19 2018-12-07 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 谐振型开关变换器
CN109905032A (zh) * 2019-03-20 2019-06-18 加码技术有限公司 一种低压大功率电源电路、电路板及装置
CN109995242A (zh) * 2019-04-08 2019-07-09 深圳市航嘉驰源电气股份有限公司 一种谐振变换器
CN110995012A (zh) * 2019-12-26 2020-04-10 深圳市英威腾电气股份有限公司 一种中继式llc谐振拓扑电路及开关电源
CN111262448A (zh) * 2020-03-16 2020-06-09 武汉理工大学 全桥llc直流充电装置及其设计方法
CN111600368A (zh) * 2020-05-28 2020-08-28 深圳可立克科技股份有限公司 用于宽输出电压范围大功率充电器的llc电路及其控制方法
CN112994466A (zh) * 2021-02-23 2021-06-18 浙江大学 一种宽调压范围的变换器
CN113014104A (zh) * 2021-02-10 2021-06-22 华为技术有限公司 Dc/dc变换器的控制器及其控制系统
CN113098115A (zh) * 2021-06-10 2021-07-09 西南交通大学 基于多端口变压器的谐振型串联电池均压电路及实现方法
CN114079384A (zh) * 2021-11-02 2022-02-22 西安交通大学 一种宽输出电压范围的变结构llc变换器及方法
CN115473442A (zh) * 2022-11-15 2022-12-13 四川大学 Llc单级型ac-dc变换器数值分析建模与边界功率控制方法

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101645653A (zh) * 2008-08-04 2010-02-10 深圳Tcl新技术有限公司 一种llc谐振电路
CN202019302U (zh) * 2011-01-17 2011-10-26 康佳集团股份有限公司 自耦变压器线路及其具有多路输出的llc谐振电源电路
CN104779807A (zh) * 2015-04-16 2015-07-15 陕西科技大学 一种应用在分布式电源中的llc谐振变换器
CN105515398A (zh) * 2015-12-02 2016-04-20 中国电子科技集团公司第四十一研究所 一种应用于程控直流电源的高效率功率电路

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101645653A (zh) * 2008-08-04 2010-02-10 深圳Tcl新技术有限公司 一种llc谐振电路
CN202019302U (zh) * 2011-01-17 2011-10-26 康佳集团股份有限公司 自耦变压器线路及其具有多路输出的llc谐振电源电路
CN104779807A (zh) * 2015-04-16 2015-07-15 陕西科技大学 一种应用在分布式电源中的llc谐振变换器
CN105515398A (zh) * 2015-12-02 2016-04-20 中国电子科技集团公司第四十一研究所 一种应用于程控直流电源的高效率功率电路

Cited By (22)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN107070243B (zh) * 2017-06-12 2023-09-29 东莞市赛因电源有限公司 高效的双向隔离dc-dc谐振变换电路
CN107070243A (zh) * 2017-06-12 2017-08-18 东莞市赛因电源有限公司 高效的双向隔离dc‑dc谐振变换电路
CN108274096A (zh) * 2018-03-20 2018-07-13 华南理工大学 一种基于llc谐振变换器的并联式大功率焊接电源系统
CN108274096B (zh) * 2018-03-20 2023-06-16 华南理工大学 一种基于llc谐振变换器的并联式大功率焊接电源系统
CN108964478B (zh) * 2018-09-19 2023-10-27 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 谐振型开关变换器
CN108964478A (zh) * 2018-09-19 2018-12-07 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 谐振型开关变换器
CN109905032A (zh) * 2019-03-20 2019-06-18 加码技术有限公司 一种低压大功率电源电路、电路板及装置
WO2020207358A1 (zh) * 2019-04-08 2020-10-15 深圳市航嘉驰源电气股份有限公司 一种谐振变换器
CN109995242A (zh) * 2019-04-08 2019-07-09 深圳市航嘉驰源电气股份有限公司 一种谐振变换器
US11750101B2 (en) 2019-04-08 2023-09-05 Shenzhen Huntkey Electric Co., Ltd. Resonant converter
CN110995012A (zh) * 2019-12-26 2020-04-10 深圳市英威腾电气股份有限公司 一种中继式llc谐振拓扑电路及开关电源
CN111262448A (zh) * 2020-03-16 2020-06-09 武汉理工大学 全桥llc直流充电装置及其设计方法
CN111600368A (zh) * 2020-05-28 2020-08-28 深圳可立克科技股份有限公司 用于宽输出电压范围大功率充电器的llc电路及其控制方法
CN113014104A (zh) * 2021-02-10 2021-06-22 华为技术有限公司 Dc/dc变换器的控制器及其控制系统
WO2022170954A1 (zh) * 2021-02-10 2022-08-18 华为数字能源技术有限公司 Dc/dc变换器的控制器及其控制系统
CN113014104B (zh) * 2021-02-10 2022-06-14 华为数字能源技术有限公司 Dc/dc变换器的控制器及其控制系统
US11682977B2 (en) 2021-02-10 2023-06-20 Huawei Digital Power Technologies Co., Ltd. Controller and control system for DC/DC converter
CN112994466A (zh) * 2021-02-23 2021-06-18 浙江大学 一种宽调压范围的变换器
CN113098115A (zh) * 2021-06-10 2021-07-09 西南交通大学 基于多端口变压器的谐振型串联电池均压电路及实现方法
CN114079384A (zh) * 2021-11-02 2022-02-22 西安交通大学 一种宽输出电压范围的变结构llc变换器及方法
CN114079384B (zh) * 2021-11-02 2024-05-07 西安交通大学 一种宽输出电压范围的变结构llc变换器及方法
CN115473442A (zh) * 2022-11-15 2022-12-13 四川大学 Llc单级型ac-dc变换器数值分析建模与边界功率控制方法

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SE01 Entry into force of request for substantive examination
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RJ01 Rejection of invention patent application after publication
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Application publication date: 20170426