CN108274096A - 一种基于llc谐振变换器的并联式大功率焊接电源系统 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种基于LLC谐振变换器的并联式大功率焊接电源系统，包括三相交流输入电网、焊接电源、电弧负载和人机界面模块；焊接电源由若干个子系统并联而成，所述子系统包括主电路、驱动模块、故障保护模块、电压电流检测模块和控制模块，所述控制模块包括DSP数字化控制模块，所述DSP数字化控制模块分别与故障保护模块、驱动模块和电压电流检测模块相连接，所述故障保护模块及电压电流检测模块分别与主电路的输入端及输出端连接；主电路包括依次连接的输入整流滤波模块、LLC谐振模块、功率变压器模块和输出整流滤波模块，所述输入整流滤波模块与三相交流输入电网连接，所述输出整流滤波模块与电弧负载连接。

Description

一种基于LLC谐振变换器的并联式大功率焊接电源系统
技术领域
本发明涉及焊接电源技术领域，具体涉及一种基于LLC谐振变换器的并联式大功率焊接电源系统。
背景技术
随着国民经济的快速发展，焊接技术在大型金属构件的建造上得到广泛的应用。在现有焊接技术中，厚大结构往往需要几至几十道、层焊缝才能填满焊接坡口，从使用性能和效果上来看，存在着不少问题。尤其在造船业、管道、大型钢结构等行业对大厚板要求往往较难以较少的层次、道数较快地填满坡口，而且焊缝长达十多米、几十米，这样迫切要求进一步实现更高速、高熔敷率的焊接工艺和大功率高效、节能的焊接电源。
由于传统的基于移相技术的焊接电源存在以下问题：1.轻载时滞后臂MOSFET开关管难以实现零电压开通；2.副边整流二极管存在反向恢复问题并导致振铃电压尖峰难以处理，恶化整机可靠性；3.当重载时，原边电流过大导致的副边占空比丢失更加严重，使得电源能量没有得到充分的利用，并使得电压振铃进一步加剧。这使得电源效率没有得到充分利用，大大增加电能的损耗，愈发跟不上当前市场上要求越来越高的节能化需求。
所以要实现中厚板的高效化焊接，关键在于焊接电源输出功率的进一步提高。目前市面上缺乏一种能够增大焊接电源输出功率的同时实现焊接电源原边功率开关管零电压开通和副边整流二极管零电流关断，从而减少开关损耗，提高电源效率的焊接电源。
由此可见，现有的焊接电源技术，主要有以下几个方面的缺点：(1)电源效率低。(2)电源输出功率小。(3)对于大厚板，难以一次性实现成型的高效高速化焊接。(4)生产效率低。
发明内容
为了克服现有技术存在的缺点与不足，本发明提供一种基于LLC谐振变换器的并联式大功率焊接电源系统。
本发明采用如下技术方案：
一种基于LLC谐振变换器的并联式大功率焊接电源系统，包括三相交流输入电网、焊接电源、电弧负载和人机界面模块；
所述焊接电源由若干个子系统并联而成，所述子系统包括主电路、驱动模块、故障保护模块、电压电流检测模块和控制模块，所述控制模块包括DSP数字化控制模块，所述DSP数字化控制模块分别与故障保护模块、驱动模块和电压电流检测模块相连接，所述故障保护模块及电压电流检测模块分别与主电路的输入端及输出端连接；
所述主电路包括依次连接的输入整流滤波模块、LLC谐振模块、功率变压器模块和输出整流滤波模块，所述输入整流滤波模块与三相交流输入电网连接，所述输出整流滤波模块与电弧负载连接；
若干个子系统中的控制模块通过CAN总线与人机界面模块连接。
所述DSP数字化控制模块采用TMS320F28335的数字信号处理器，所述数字信号处理器内嵌事件管理器，所述事件管理器具有脉冲频率调制单元。
所述LLC谐振模块由逆变网络和LLC谐振网络构成，所述逆变网络由四个功率开关管和第一电容构成；
所述LLC谐振网络包括谐振电感、励磁电感和谐振电容，所述谐振电感、励磁电感、谐振电容和等效负载一起构成谐振腔，所述等效负载是由功率变压器模块、输出整流滤波模块和电弧负载构成。
所述故障保护模块包括相互连接的过压检测电路、欠压检测电路、过流检测电路、过温检测电路和门电路。
所述输出整流滤波模块包括第一整流二极管、第二整流二极管和第二电容。
当LLC谐振模块工作于谐振点频率时，工作在四个不同的工作模态上：
所述LLC谐振模块在第一工作模态时，所述第一及第四功率开关管开通，所述三相交流输入电网为谐振腔提供能量，谐振电流流经第一及第四功率开关管，变压器原边提供给负载的电流等于谐振电流减去励磁电流，励磁电流先负后正，所述变压器副边电压上正下负，所述第一整流二极管开通，第二整流二极管关断，所述励磁电感被输出电压箝位，不参与谐振过程，所述励磁电流线性上升；
所述LLC谐振模块在第二工作模态时，所述第一及第四功率开关管关断，所述第三功率开关管体内寄生输出电容电荷被谐振腔抽为零，所述第四功率开关管体内寄生输出电容电荷被谐振腔充满至电源电压，并且所述第二及第三功率开关管寄生反并联二极管续流，所述第二及第三功率开关管之间DS极之间的电压为零，为实现第二及第三功率开关管零电压开通创造了条件，所述变压器原边电压极性转换，下正上负，所述第二整流二极管开始开通，励磁电感重新被副边输出电压箝位，不参与谐振过程；
所述LLC谐振模块在第三工作模态时，所述第二及第三功率开关管开通，所述第二及第三功率开关管的DS极之间电压为零，因此第二及第三功率开关管是零电压开通，励磁电流先正后负，励磁电感不参与谐振，励磁电流线性下降，变压器上负下正，第一整流二极管关断、第二整流二极管开通，第二整流二极管电流上升后下降，为下一工作模态第一整流二极管零电流关断提供条件；
所述LLC谐振模块在第四工作模态时，所述第二及第三功率开关管关断，所述第四功率开关管体内寄生输出电容电荷被谐振腔抽为零，所述第三功率开关管体内寄生输出电容电荷被谐振腔充满至电源电压，并且所述第一及第四功率开关管寄生反并联二极管续流，所述第一及第四功率开关管之间DS极之间的电压为零，为所述第一及第四功率开关管零电压开通提供条件，变压器上正下负，第一整流二极管开通、第二整流二极管关断，由于上一工作模态的第二整流二极管电流下降为零，所以第二整流二极管零电流关断，第一整流二极管电流上升。
当LLC谐振模块工作于两个谐振点频率之间时，工作在六个不同的工作模态上：
所述LLC谐振模块在第一工作模态时，第一及第四功率开关管开通，所述三相交流输入电网为谐振腔提供能量，谐振电流流经第一及第四功率开关管，变压器原边提供给负载的电流等于谐振电流减去励磁电流，励磁电流先负后正，所述变压器副边电压上正下负，所述第一整流二极管开通，第二整流二极管关断，所述励磁电感被输出电压箝位，不参与谐振过程，所述励磁电流线性上升；
所述LLC谐振模块在第二工作模态时，所述第一及第四功率开关管开通，谐振电流等于励磁电流，变压器没有提供能量给负载，所有的能量在谐振腔循环，所述第一整流二极管的电流下降为零，此时所述变压器的极性变换，所述第一整流二极管受到反向电压，所述第一整流二极管实现零电流关断，所述谐振电感参与谐振过程，所述谐振电容电压升高；
所述LLC谐振模块在第三工作模态时，所述第一及第四功率开关管关断，所述第三功率开关管体内寄生输出电容电荷被谐振腔抽为零，所述第四功率开关管体内寄生输出电容电荷被谐振腔充满至电源电压，并且所述第二及第三功率开关管寄生反并联二极管续流，所述第二及第三功率开关管之间DS极之间的电压为零，为实现第二及第三功率开关管零电压开通创造了条件，所述变压器原边电压极性转换，下正上负，所述第二整流二极管开始开通，励磁电感重新被副边输出电压箝位，不参与谐振过程；
所述LLC谐振模块在第四工作模态时，所述第二及第三功率开关管开通，所述第二及第三功率开关管的DS极之间电压为零，因此第二及第三功率开关管是零电压开通，励磁电流先正后负，励磁电感不参与谐振，励磁电流线性下降，变压器上负下正，第一整流二极管关断、第二整流二极管开通，第二整流二极管电流上升后下降，为下一工作模态第一整流二极管零电流关断提供条件；
所述LLC谐振模块在第五工作模态时，所述第二及第三功率开关管开通，谐振电流等于励磁电流，变压器没有提供能量给负载，所有的能量在谐振腔循环，所述第二整流二极管的电流下降为零，此时所述变压器的极性变换，所述第二整流二极管受到反向电压，所述第二整流二极管实现零电流关断，所述励磁电感参加谐振；所述谐振电容电压升高；
所述LLC谐振模块在第六工作模态时，所述第二及第三功率开关管关断，所述第四功率开关管体内寄生输出电容电荷被谐振腔抽为零，所述第三功率开关管体内寄生输出电容电荷被谐振腔充满至电源电压，并且所述第一及第四功率开关管寄生反并联二极管续流，所述第一及第四功率开关管之间DS极之间的电压为零，为实现第一及第四功率开关管零电压开通创造了条件，所述变压器原边电压极性转换，上正下负，所述第一整流二极管开始开通，励磁电感重新被副边输出电压箝位，不参与谐振过程。
所述子系统的输出电流相位进行调节，增大功率输出的同时减轻电网负担。
所述子系统采用并联冗余配置方案，即使在单个子系统故障情况下也不会影响焊接电源系统的正常工作，进一步提高了总系统冗余程度和可靠性。
DSP数字化控制模块设有并联均流控制算法，各个子系统的采样电路分别采集各个子系统的实时电流信号，并将电流采样信号送入DSP数字化控制模块的并联均流控制算法，并联均流控制算法将采集进来的总电流求平均值后作为各个子系统的电流给定值，该电流给定值与各个子系统的实时电流反馈值比较产生偏差量，偏差量分别经防积分饱和PI算法后得到输出量分别调节各个子系统的PFM，输出电流小的子系统反馈电流小，经并联均流控制算法取平均值后作为给定量的值则会增大，则输出电流也会相应增大；输出电流大的子系统反馈电流大，取平均值后作为给定量的值会变小，输出电流则会相应变小，如此动态调节，最终实现电源各子子系统的并联均流控制。
本发明的有益效果：
本发明能够实现在增大焊接电源输出功率的同时实现焊接电源原边功率开关管零电压开通和副边整流二极管零电流关断，从而减少开关损耗，提高电源效率。
附图说明
图1是本发明的电路结构示意图；
图2是本发明的主电路原理图；
图3是本发明的人机界面模块与各个子系统的DSP数字化控制模块CAN通信示意图；
图4是本发明的驱动模块原理图；
图5是本发明的DSP数字化控制模块流程图。
具体实施方式
下面结合实施例及附图，对本发明作进一步地详细说明，但本发明的实施方式不限于此。
实施例
如图1所示，一种基于LLC谐振变换器的并联式大功率焊接电源系统，包括三相交流输入电网110、焊接电源、电弧负载109和人机界面模块200；
所述焊接电源由若干个子系统10并联而成，所述子系统包括主电路、驱动模块103、故障保护模块102、电压电流检测模块108和控制模块101，所述控制模块包括DSP数字化控制模块，所述DSP数字化控制模块的输入端分别与故障保护模块和电压电流检测模块的输出端相连接，其输出端与驱动模块的输入端连接。
所述主电路包括依次连接的输入整流滤波模块104、LLC谐振模块105、功率变压器模块106和输出整流滤波模块107，所述输入整流滤波模块的输入端与三相交流输入电网连接，所述输出整流滤波模块的输出端与电弧负载连接；所述故障保护模块的输出端与输入整流滤波模块的输入端连接，所述输出整流滤波模块的输出端与电压电流检测模块的输入端连接。
若干个子系统中的控制模块通过CAN总线与人机界面模块连接。
所述DSP数字化控制模块采用TMS320F28335的数字信号处理器，所述数字信号处理器内嵌事件管理器，所述事件管理器具有脉冲频率调制单元。
所述故障保护模块包括相互连接的过压检测电路、欠压检测电路、过流检测电路、过温检测电路和门电路。
所述输出整流滤波模块包括第一整流二极管D1、第二整流二极管D2和第二电容C2。
所述LLC谐振模块由逆变网络和LLC谐振网络构成，所述逆变网络由四个功率开关管和第一电容C1构成，所述四个功率开关管均为MOSFET管，分别为第一功率开关管V1、第二功率开关管V2、第三功率开关管V3及第四功率开关管V4。
所述四个功率开关管由驱动模块提供PFM变频信号交替控制开通和关断，所述第一及第四功率开关管V1、V4，同时开通同时关断，所述第二及第三功率开关管V2、V3，同时开通同时关断，且V1与V4和V2与V3交替开通和关断，同一桥臂的两个功率开关管V1与V3之间和V2与V4之间存在死区时间，所述LLC谐振网络包括谐振电感Lr、励磁电感Lm和谐振电容Cr，所述谐振电感Lr、励磁电感Lm、谐振电容Cr和等效负载一起组成谐振腔。
本实施例中变压器是指功率变压器模块106。
如图2所示，当所述LLC谐振模块工作于谐振点频率时，工作在四个不同的工作模态上，所述LLC谐振模块在第一工作模态时，所述第一及第四功率开关管V1、V4开通，所述三相交流输入电网为谐振腔提供能量，谐振电流流经第一及第四功率开关管V1、V4，变压器原边提供给负载的电流等于谐振电流减去励磁电流，励磁电流先负后正，所述变压器副边电压上正下负，所述第一整流二极管D1开通，第二整流二极管D2关断，所述励磁电感Lm被输出电压箝位，不参与谐振过程，所述励磁电流线性上升；所述LLC谐振模块在第二工作模态时，所述第一及第四功率开关管V1、V4关断，所述第三功率开关管V3体内寄生输出电容电荷被谐振腔抽为零，所述第四功率开关管V4体内寄生输出电容电荷被谐振腔充满至电源电压，并且所述第二及第三功率开关管V2与V3寄生反并联二极管续流，所述第二及第三功率开关管V2、V3之间DS极之间的电压为零，为实现第二及第三功率开关管V2、V3零电压开通创造了条件，所述变压器原边电压极性转换，下正上负，所述第二整流二极管D2开始开通，励磁电感Lm重新被副边输出电压箝位，不参与谐振过程；所述LLC谐振模块在第三工作模态时，所述第二及第三功率开关管V2、V3开通，所述第二与第三功率开关管的DS极之间电压为零，因此第二及第三功率开关管V2、V3是零电压开通，励磁电流先正后负，励磁电感不参与谐振，励磁电流线性下降，变压器上负下正，第一整流二极管D1关断、第二整流二极管D2开通，第二整流二极管D2电流上升后下降，为下一工作模态第一整流二极管D2零电流关断提供条件；所述LLC谐振模块在第四工作模态时，所述第二与第三功率开关管V2与V3关断，所述第四功率开关管V4体内寄生输出电容电荷被谐振腔抽为零，所述第三功率开关管V3体内寄生输出电容电荷被谐振腔充满至电源电压，并且所述第一与第四功率开关管V1与V4寄生反并联二极管续流，为所述第一与第四功率开关管V4零电压开通提供条件，变压器上正下负，第一整流二极管D1开通、第二整流二极管D2关断，由于上一工作模态的第二整流二极管D2电流下降为零，所以第二整流二极管D1零电流关断，第一整流二极管D1电流上升。
当所述LLC谐振模块工作于两个谐振频率之间时，工作在六个不同的工作模态上，所述LLC谐振模块在第一工作模态时，所述第一与第四功率开关管开通，所述三相交流输入电网为谐振腔提供能量，谐振电流流经第一与第四功率开关管，变压器原边提供给负载的电流等于谐振电流减去励磁电流，励磁电流先负后正，所述变压器副边电压上正下负，所述第一整流二极管D1开通，第二整流二极管D2关断，所述励磁电感Lm被输出电压箝位，不参与谐振过程，所述励磁电流线性上升；所述LLC谐振模块在第二工作模态时，所述第一与第四功率开关管V1、V4开通，谐振电流等于励磁电流，变压器没有提供能量给负载，所有的能量在谐振腔循环，所述第一整流二极管D1的电流下降为零，此时所述变压器的极性变换，所述第一整流二极管D1受到反向电压，所述第一整流二极管D1实现零电流关断，所述谐振电感Lm参与谐振过程，所述谐振电容Cr电压升高；所述LLC谐振模块在第三工作模态时，所述第一与第四功率开关管功率开关管V1、V4关断，所述第三功率开关管V3体内寄生输出电容电荷被谐振腔抽为零，所述第四功率开关管V4体内寄生输出电容电荷被谐振腔充满至电源电压，并且所述第二与第三功率开关管V2与V3寄生反并联二极管续流，所述第二与第三功率开关管V2、V3之间DS极之间的电压为零，为实现第二与第三功率开关管V2、V3零电压开通创造了条件，所述变压器原边电压极性转换，下正上负，所述第二整流二极管D2开始开通，励磁电感Lm重新被副边输出电压箝位，不参与谐振过程；所述LLC谐振模块在第四工作模态时，所述第二与第三功率开关管V2、V3零电压开通，D2继续开通，励磁电流先正后负，励磁电感不参与谐振，励磁电流线性下降；所述LLC谐振模块在第五工作模态时，所述第二与第三功率开关管V2、V3开通，谐振电流等于励磁电流，变压器没有提供能量给负载，所有的能量在谐振腔循环，所述第二整流二极管D2的电流下降为零，此时所述变压器的极性变换，所述第二整流二极管D2受到反向电压，所述第二整流二极管D2实现零电流关断，所述励磁电感Lm参加谐振；所述谐振电容Cr电压升高；所述LLC谐振模块在第六工作模态时，所述第二与第三功率开关管V2、V3关断，所述第四功率开关管V4体内寄生输出电容电荷被谐振腔抽为零，所述第三功率开关管V3体内寄生输出电容电荷被谐振腔充满至电源电压，并且所述第一与第四功率开关管V1与V4寄生反并联二极管续流，所述第一与第四功率开关管V1、V4之间DS极之间的电压为零，为实现第一及第四功率开关管零电压开通创造了条件，所述变压器原边电压极性转换，上正下负，所述第一整流二极管D1开始开通，励磁电感Lm重新被副边输出电压箝位，不参与谐振过程。
如图3所示，人机界面模块和各个子系统均包含DSP数字化协同控制模块，其核心都是一块美国TI公司的TMS320F28335高性能数字信号处理器芯片，人机界面模块和各个子系统之间的焊接信息通过DSP之间的CAN总线交换，所述各个子系统采取并联冗余配置方案，使得总系统在增大功率输出的同时减轻电网负担，即使在单个子系统故障情况下也不会影响焊接电源的正常工作，进一步提高了总系统输出功率和可靠性。
图4是本发明中的MOSFET全桥LLC驱动电路原理图。驱动电路原边采用了高速MOSFET N1b～N4b组成的图腾柱式推动结构，能对DSP数字化控制模块发送过来的驱动脉冲PFM_1和PFM_2实现快速切换并加大驱动功率。驱动电路副边采用了稳压管D9b～D10b、D16b～D17b、D23b～D24b、D30b～D31b对驱动脉冲进行稳压钳位，以保证经过驱动变压器T1b和T2b转换得到的驱动脉冲幅值过高损坏变换器原边变换电路高压MOSFET V1～V4；电容C7b～C10b对高压MOSFET V1～V4进行加速驱动，以尽量消除开通时刻MOSFET米勒效应带来的开通延时不利影响；D13b与V1b、D20b与V2b、D27b与V3b、D34b与V4b组成的快速放电回路能在驱动脉冲关断时间加速脉冲后沿关断，消除关断时刻MOSFET米勒效应引起的二次开通。
图5是本发明的DSP数字化控制模块程序流程图。电源系统在焊接之前系统经过初始化并与人机界面验证通信后，系统判断焊枪开关断合，然后进行气阀送气，再慢送丝引弧，当电流达到一定值，进入并联均流和恒流控制程序。在焊接过程中，程序与人机界面通信和不断检测焊枪开关信号，当检测到焊枪断开信号后，程序进入收弧控制阶段并发送收弧信号，进入收弧阶段。
上述实施例为本发明较佳的实施方式，但本发明的实施方式并不受所述实施例的限制，其他的任何未背离本发明的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种基于LLC谐振变换器的并联式大功率焊接电源系统，其特征在于，包括三相交流输入电网、焊接电源、电弧负载和人机界面模块；
所述焊接电源由若干个子系统并联而成，所述子系统包括主电路、驱动模块、故障保护模块、电压电流检测模块和控制模块，所述控制模块包括DSP数字化控制模块，所述DSP数字化控制模块分别与故障保护模块、驱动模块和电压电流检测模块相连接，所述故障保护模块及电压电流检测模块分别与主电路的输入端及输出端连接；
所述主电路包括依次连接的输入整流滤波模块、LLC谐振模块、功率变压器模块和输出整流滤波模块，所述输入整流滤波模块与三相交流输入电网连接，所述输出整流滤波模块与电弧负载连接；
若干个子系统中的控制模块通过CAN总线与人机界面模块连接。
2.根据权利要求1所述的并联式大功率焊接电源系统，其特征在于，所述DSP数字化控制模块采用TMS320F28335的数字信号处理器，所述数字信号处理器内嵌事件管理器，所述事件管理器具有脉冲频率调制单元。
3.根据权利要求1所述的并联式大功率焊接电源系统，其特征在于，所述LLC谐振模块由逆变网络和LLC谐振网络构成，所述逆变网络由四个功率开关管和第一电容构成；
所述LLC谐振网络包括谐振电感、励磁电感和谐振电容，所述谐振电感、励磁电感、谐振电容和等效负载一起构成谐振腔，所述等效负载是由功率变压器模块、输出整流滤波模块和电弧负载构成。
4.根据权利要求1所述的并联式大功率焊接电源系统，其特征在于，所述故障保护模块包括相互连接的过压检测电路、欠压检测电路、过流检测电路、过温检测电路和门电路。
5.根据权利要求1所述的并联式大功率焊接电源系统，其特征在于，所述输出整流滤波模块包括第一整流二极管、第二整流二极管和第二电容。
6.根据权利要求3所述的并联式大功率焊接电源系统，其特征在于，当LLC谐振模块工作于谐振点频率时，工作在四个不同的工作模态上：
所述LLC谐振模块在第一工作模态时，所述第一及第四功率开关管开通，所述三相交流输入电网为谐振腔提供能量，谐振电流流经第一及第四功率开关管，变压器原边提供给负载的电流等于谐振电流减去励磁电流，励磁电流先负后正，所述变压器副边电压上正下负，所述第一整流二极管开通，第二整流二极管关断，所述励磁电感被输出电压箝位，不参与谐振过程，所述励磁电流线性上升；
所述LLC谐振模块在第二工作模态时，所述第一及第四功率开关管关断，所述第三功率开关管体内寄生输出电容电荷被谐振腔抽为零，所述第四功率开关管体内寄生输出电容电荷被谐振腔充满至电源电压，并且所述第二及第三功率开关管寄生反并联二极管续流，所述第二及第三功率开关管之间DS极之间的电压为零，为实现第二及第三功率开关管零电压开通创造了条件，所述变压器原边电压极性转换，下正上负，所述第二整流二极管开始开通，励磁电感重新被副边输出电压箝位，不参与谐振过程；
所述LLC谐振模块在第三工作模态时，所述第二及第三功率开关管开通，所述第二及第三功率开关管的DS极之间电压为零，因此第二及第三功率开关管是零电压开通，励磁电流先正后负，励磁电感不参与谐振，励磁电流线性下降，变压器上负下正，第一整流二极管关断、第二整流二极管开通，第二整流二极管电流上升后下降，为下一工作模态第一整流二极管零电流关断提供条件；
所述LLC谐振模块在第四工作模态时，所述第二及第三功率开关管关断，所述第四功率开关管体内寄生输出电容电荷被谐振腔抽为零，所述第三功率开关管体内寄生输出电容电荷被谐振腔充满至电源电压，并且所述第一及第四功率开关管寄生反并联二极管续流，所述第一及第四功率开关管之间DS极之间的电压为零，为所述第一及第四功率开关管零电压开通提供条件，变压器上正下负，第一整流二极管开通、第二整流二极管关断，由于上一工作模态的第二整流二极管电流下降为零，所以第二整流二极管零电流关断，第一整流二极管电流上升。
7.根据权利要求3所述的并联式大功率焊接电源系统，其特征在于，当LLC谐振模块工作于两个谐振点频率之间时，工作在六个不同的工作模态上：
所述LLC谐振模块在第一工作模态时，第一及第四功率开关管开通，所述三相交流输入电网为谐振腔提供能量，谐振电流流经第一及第四功率开关管，变压器原边提供给负载的电流等于谐振电流减去励磁电流，励磁电流先负后正，所述变压器副边电压上正下负，所述第一整流二极管开通，第二整流二极管关断，所述励磁电感被输出电压箝位，不参与谐振过程，所述励磁电流线性上升；
所述LLC谐振模块在第二工作模态时，所述第一及第四功率开关管开通，谐振电流等于励磁电流，变压器没有提供能量给负载，所有的能量在谐振腔循环，所述第一整流二极管的电流下降为零，此时所述变压器的极性变换，所述第一整流二极管受到反向电压，所述第一整流二极管实现零电流关断，所述谐振电感参与谐振过程，所述谐振电容电压升高；
所述LLC谐振模块在第三工作模态时，所述第一及第四功率开关管关断，所述第三功率开关管体内寄生输出电容电荷被谐振腔抽为零，所述第四功率开关管体内寄生输出电容电荷被谐振腔充满至电源电压，并且所述第二及第三功率开关管寄生反并联二极管续流，所述第二及第三功率开关管之间DS极之间的电压为零，为实现第二及第三功率开关管零电压开通创造了条件，所述变压器原边电压极性转换，下正上负，所述第二整流二极管开始开通，励磁电感重新被副边输出电压箝位，不参与谐振过程；
所述LLC谐振模块在第四工作模态时，所述第二及第三功率开关管开通，所述第二及第三功率开关管的DS极之间电压为零，因此第二及第三功率开关管是零电压开通，励磁电流先正后负，励磁电感不参与谐振，励磁电流线性下降，变压器上负下正，第一整流二极管关断、第二整流二极管开通，第二整流二极管电流上升后下降，为下一工作模态第一整流二极管零电流关断提供条件；
所述LLC谐振模块在第五工作模态时，所述第二及第三功率开关管开通，谐振电流等于励磁电流，变压器没有提供能量给负载，所有的能量在谐振腔循环，所述第二整流二极管的电流下降为零，此时所述变压器的极性变换，所述第二整流二极管受到反向电压，所述第二整流二极管实现零电流关断，所述励磁电感参加谐振；所述谐振电容电压升高；
所述LLC谐振模块在第六工作模态时，所述第二及第三功率开关管关断，所述第四功率开关管体内寄生输出电容电荷被谐振腔抽为零，所述第三功率开关管体内寄生输出电容电荷被谐振腔充满至电源电压，并且所述第一及第四功率开关管寄生反并联二极管续流，所述第一及第四功率开关管之间DS极之间的电压为零，为实现第一及第四功率开关管零电压开通创造了条件，所述变压器原边电压极性转换，上正下负，所述第一整流二极管开始开通，励磁电感重新被副边输出电压箝位，不参与谐振过程。
8.根据权利要求1所述的并联式大功率焊接电源系统，其特征在于，所述子系统的输出电流相位进行调节，增大功率输出的同时减轻电网负担。
9.根据权利要求1所述的并联式大功率焊接电源系统，其特征在于，所述子系统采用并联冗余配置方案。
10.根据权利要求1所述的并联式大功率焊接电源系统，其特征在于，DSP数字化控制模块设有并联均流控制算法，各个子系统的采样电路分别采集各个子系统的实时电流信号，并将电流采样信号送入DSP数字化控制模块的并联均流控制算法，并联均流控制算法将采集进来的总电流求平均值后作为各个子系统的电流给定值，该电流给定值与各个子系统的实时电流反馈值比较产生偏差量，偏差量分别经防积分饱和PI算法后得到输出量分别调节各个子系统的PFM，输出电流小的子系统反馈电流小，经并联均流控制算法取平均值后作为给定量的值则会增大，则输出电流也会相应增大；输出电流大的子系统反馈电流大，取平均值后作为给定量的值会变小，输出电流则会相应变小，如此动态调节，最终实现电源各子子系统的并联均流控制。
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